CN117155315A - 功率管理电路中的电压波动减小 - Google Patents

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CN117155315A CN202310518127.1A CN202310518127A CN117155315A CN 117155315 A CN117155315 A CN 117155315A CN 202310518127 A CN202310518127 A CN 202310518127A CN 117155315 A CN117155315 A CN 117155315A
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Abstract

公开了功率管理电路中的电压波动减小。所述功率管理电路包含功率放大器电路和包络跟踪集成电路(ETIC)，所述功率放大器电路被配置成基于调制电压放大射频(RF)信号，所述ETIC被配置成经由导电路径将所述调制电压提供到所述功率放大器电路。值得注意的是，在所述功率放大器电路的输入处呈现的输出阻抗可以与所述功率放大器电路中的调制负载电流相互作用，以产生所述调制电压中的电压波动，从而潜在地引起所述RF信号中的非期望错误。就此而言，提供了陷波电路，优选地以所述ETIC的形式，以减小所述RF信号的调制带宽内的所述电压波动。因此，有可能最小化所述RF信号的所述调制带宽内的非期望错误，例如均方根(RMS)误差向量量值(EVM)。

Description

功率管理电路中的电压波动减小
相关申请
本申请要求2022年5月31日提交的第63/347,065号美国临时专利申请的权益，所述美国临时专利申请的公开内容由此以全文引用的方式并入本文中。
技术领域
本公开的技术大体上涉及减小功率管理电路中调制电压的电压波动。
背景技术
第五代(5G)新无线电(NR)(5G-NR)被广泛认为是超越当前第三代(3G)和第四代(4G)技术的下一代无线通信技术。在这方面，能够支持5G-NR无线通信技术的无线通信装置预期将实现更高的数据速率、改进的覆盖范围、增强的信号传导效率和减少的延迟。
5G-NR系统中的下行和上行传输广泛基于正交频分复用(OFDM)技术。在基于OFDM的系统中，物理无线电资源被划分为频域中的多个副载波和时间域中的多个OFDM符号。副载波通过副载波间隔(SCS)相互正交地分离。OFDM符号由循环前缀(CP)分隔，所述CP充当保护频带，以帮助克服OFDM符号之间的符号间干扰(ISI)。
基于OFDM的系统中传送的射频(RF)信号通常被调制成频率域中的多个副载波和时间域中的多个OFDM符号。由RF信号占据的多个副载波共同地限定RF信号的调制带宽。另一方面，多个OFDM符号限定期间传送RF信号的多个时间间隔。在5G-NR系统中，RF信号通常以超过200MHz(例如，1GHz)的高调制带宽调制。
OFDM符号的持续时间取决于SCS和调制带宽。下表(表1)提供了由用于各种SCS和调制带宽的3G合作伙伴计划(3GPP)标准限定的一些OFDM符号持续时间。值得注意的是，调制带宽越高，OFDM符号持续时间将越短。例如，当SCS为120KHz并且调制带宽为400MHz时，OFDM符号持续时间为8.93μs。
表1
SCS(KHz) CP(μs) OFDM符号持续时间(μs) 调制带宽(MHz)
15 4.69 71.43 50
30 2.34 35.71 100
60 1.17 17.86 200
120 0.59 8.93 400
值得注意的是，无线通信装置依赖于电池单元(例如，Li离子电池)为其操作和服务供电。尽管电池技术最近取得了进展，但无线通信装置可能不时地处于低电量状态。在此方面，期望延长电池寿命，同时使得OFDM符号之间能够实现快速电压变化。
发明内容
本公开的实施例涉及功率管理电路中的电压波动减小。所述功率管理电路包含功率放大器电路和包络跟踪集成电路(ETIC)，所述功率放大器电路被配置成基于调制电压放大射频(RF)信号，所述ETIC被配置成经由导电路径将所述调制电压提供到所述功率放大器电路。值得注意的是，在所述功率放大器电路的输入处呈现的输出阻抗(例如，与ETIC和导电路径相关联的电感阻抗)可以与所述功率放大器电路中的调制负载电流相互作用，以产生所述调制电压中的电压波动，从而潜在地引起所述RF信号中的非期望错误。就此而言，提供了陷波电路，优选地以所述ETIC的形式，以减小所述RF信号的调制带宽内的所述电压波动。因此，有可能最小化RF信号的调制带宽内的非期望错误，例如均方根(RMS)误差向量量值(EVM)。
在一个方面，提供一种功率管理电路。所述功率管理电路包含功率放大器电路。所述功率放大器电路被配置成基于在功率放大器输入处接收的调制电压放大RF信号。在所述功率放大器输入处接收的所述调制电压包括由在所述功率放大器输入处呈现的输出阻抗引起的电压波动和由所述调制电压引起的负载电流。所述功率管理电路还包含ETIC。所述ETIC经由导电路径耦合到功率放大器输入。所述ETIC包含电压调制电路。所述电压调制电路被配置成基于调制目标电压在电压输出处产生所述调制电压。所述ETIC还包含陷波电路。所述陷波电路经由陷波路径耦合到所述功率放大器输入。所述陷波电路被配置成在所述RF信号的调制带宽内的陷波频率下共振，以减小电压波动，从而实现限定的性能阈值。
本领域的技术人员将在结合附图阅读优选实施例的以下详细描述之后了解本公开的范围并且认识到本公开的另外的方面。
附图说明
并入本说明书中并形成本说明书的一部分的附图说明了本公开的几个方面，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。
图1A是基于常规方法的示例性现有发射电路的示意图，其中功率管理电路被配置成减小调制电压中的电压波动；
图1B是图1A中的功率管理电路的示例性电模型的示意图；
图1C是提供根据调制频率而变化的量值阻抗的示例性图示的曲线图；
图2是根据本公开的实施例配置以通过减小在功率放大器电路的功率放大器输入处呈现的输出阻抗来减小调制电压中的电压波动的示例性功率管理电路的示意图；
图3是提供图2的功率管理电路中的电压放大器的内部结构的示例性图示的示意图；
图4是示例性功率管理电路的示意图，其中可将陷波电路添加到图2的功率管理电路以进一步减小调制电压中的电压波动；
图5是示出图4中的陷波电路的示例性配置的示意图；并且
图6是示例性用户元件的示意图，其中可提供图2和4的功率管理电路。
具体实施方式
下文阐述的实施例表示使本领域技术人员能够实践实施例并且说明实践实施例的最佳模式所必需的信息。在根据附图阅读以下描述时，本领域技术人员将理解本公开的概念，并将认识到这些概念在此未特别述及的应用。应理解，这些概念和应用落入本公开和所附权利要求的范围内。
应理解，尽管术语第一、第二等在本文中可以用于描述各种元件，但这些元件不应受这些术语限制。这些术语仅用于区分一个元件与另一个元件。例如，在不脱离本公开的范围的情况下，第一元件可以被称为第二元件，并且类似地，第二元件可以被称为第一元件。如本文所用，术语“和/或”包含相关联所列项目中的一个或多个项目的任何和所有组合。
应当理解，当例如层、区域或基板的元件被称为“在另一元件上”或“延伸到”另一元件上时，其可以直接在另一元件上或直接延伸到另一元件上，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上”或“直接延伸到另一元件上”时，不存在中间元件。同样，应理解，当例如层、区域或基板的元件被称为“在另一元件上方”或“在另一元件上方延伸”时，其可以直接在另一元件上方或直接在另一元件上方延伸，或者也可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接在另一元件上方”或“直接在另一元件上方”延伸时，不存在中间元件。还将理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，其可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，不存在中间元件。
例如“以下”或“以上”或“上”或“下”或“水平”或“竖直”的相对术语在本文中可以用于描述一个元件、层或区域与如图所示的另一元件、层或区域的关系。应理解，这些术语和上面讨论的那些旨在包括除附图中描绘的朝向之外的装置的不同朝向。
本文所用的术语仅用于描述特定实施例的目的，并且不旨在限制本公开。如本文所用，除非上下文另外明确指示，否则单数形式“一(a/an)”和“所述”也旨在包含复数形式。还应理解，当在本文中使用时，项“包括(comprises/comprising)”和/或包含(includes/including)指定存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但不排除存在或添加一个或多个其它特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的群组。
除非另外定义，否则本文使用的所有术语(包含技术和科学术语)具有与本公开所属领域的普通技术人员通常理解的相同含义。将进一步理解的是，除非本文明确地定义，否则本文使用的术语应被解释为具有与其在本说明书的上下文和相关技术中的含义一致的含义，并且将不以理想化或过于正式的意义来解释。
本公开的实施例涉及功率管理电路中的电压波动减小。所述功率管理电路包含功率放大器电路和包络跟踪集成电路(ETIC)，所述功率放大器电路被配置成基于调制电压放大射频(RF)信号，所述ETIC被配置成经由导电路径将所述调制电压提供到所述功率放大器电路。值得注意的是，在所述功率放大器电路的输入处呈现的输出阻抗(例如，与ETIC和导电路径相关联的电感阻抗)可以与所述功率放大器电路中的调制负载电流相互作用，以产生所述调制电压中的电压波动，从而潜在地引起所述RF信号中的非期望错误。就此而言，提供了陷波电路，优选地以所述ETIC的形式，以减小所述RF信号的调制带宽内的所述电压波动。因此，有可能最小化RF信号的调制带宽内的非期望错误，例如均方根(RMS)误差向量量值(EVM)。
在论述本公开的具体电压波动减小实施例之前，从图2开始，首先参考图1A-1C论述现有发射电路的简要概述，以帮助理解与基于减小电压波动的常规方法有关的一些问题。
图1A是基于常规方法的示例性现有发射电路10的示意图，其中功率管理电路12被配置成减小调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。功率管理电路12包含ETIC 14和功率放大器电路16。ETIC 14被配置成基于调制目标电压VTGT产生调制电压VCC，并且经由耦合在ETIC 14的电压输出20与功率放大器电路16的功率放大器输入22之间的导电路径18(例如，导电迹线)将所述调制电压VCC提供到功率放大器电路16。功率放大器电路16被配置成基于调制电压VCC放大RF信号24。
值得注意的是，可能存在从功率放大器输入22到功率放大器电路的实际电压输入26(例如，收集器节点)的内部路由距离。鉴于内部路由距离远远短于导电路径18，因此下文忽略了内部路由距离。因此，如本文所示的功率放大器输入22可以等同于功率放大器电路16的实际电压输入26。
功率管理电路12可以耦合到收发器电路28。此处，收发器电路28被配置成产生RF信号24和调制目标电压VTGT。
电压波动VCC-RP可以基于功率管理电路12的等效电模型进行定量分析。在这方面，图1B是图1A中的功率管理电路12的示例性等效电模型30的示意图。图1A和1B之间的共同元件以共同的元件标号示出，并且本文将不再重新描述。
ETIC 14固有地具有可以通过ETIC电感LETIC建模的电感阻抗ZETIC。导电路径18还可以与可以通过迹线电感LTRACE建模的电感迹线阻抗ZTRACE相关联。因此，从功率放大器输入22朝着ETIC 14看，功率放大器电路16将看到包含电感阻抗ZETIC和电感迹线阻抗ZTRACE两者的输出阻抗ZOUT。
功率放大器电路16可以建模为电流源。在这方面，功率放大器电路16将基于调制电压VCC对负载电流ILOAD进行调制。负载电流ILOAD可以与输出阻抗ZOUT相互作用，以在功率放大器输入22处接收的调制电压VCC中产生电压波动VCC-RP。在这方面，电压波动VCC-RP是调制负载电流ILOAD和输出阻抗ZOUT的函数，如下面的等式(等式1)所示。
VCC-RP＝ILOAD*ZOUT(等式1)
值得注意的是，根据等式(等式1)，可以通过降低在功率放大器输入22处看到的输出阻抗ZOUT来减小电压波动VCC-RP。在这方面，用于减小图1A的功率管理电路12中的电压波动VCC-RP的常规方法是在功率放大器电路16内部添加解耦电容器CPA并且尽可能靠近功率放大器输入22。通过添加解耦电容器CPA，输出阻抗ZOUT可以简单地表示为等式(等式2)。
ZOUT＝ZCPA||(ZETIC+ZTRACE)(等式2)
在等式(等式2)中，ZCPA表示解耦电容器CPA的电容阻抗。电容阻抗ZCPA和电感阻抗ZETIC以及ZTRACE各自可以根据下面的等式(等式3.1-3.3)确定。
|ZCPA|＝1/2πf*CPA (等式3.1)
|ZETIC|＝2πf*LETIC (等式3.2)
|ZTRACE|＝2πf*LTRACE (等式3.3)
在等式(等式3.1-3.3)中，f表示负载电流ILOAD的调制频率。在这方面，电容阻抗ZCPA、电感阻抗ZETIC和电感迹线阻抗ZTRACE各自为调制频率f的函数。图1C是提供量值阻抗对调制频率f的示例性图示的曲线图。
当调制频率f低于10MHz时，输出阻抗ZOUT由电感阻抗ZETIC的实部和电感迹线阻抗ZTRACE的实部支配。介于10MHz与100MHz之间时，输出阻抗ZOUT由电感阻抗ZETIC和电感迹线阻抗ZTRACE支配。在1000MHz以上时，输出阻抗ZOUT将由电容阻抗ZCPA支配。
此处，RF信号24的调制带宽BWMOD可以落入100MHz与1000MHz之间(例如，100-500MHz)。在此频率范围中，输出阻抗ZOUT将通过输出阻抗ZOUT确定，如等式(等式2)表示的。
值得注意的是，根据等式(等式2和3.1)，电容阻抗ZCPA以及因此输出阻抗ZOUT将随电容CPA的增加而减小。在这方面，用于降低波动电压VCC-RP的常规方法主要依赖于添加具有更大电容(例如，1F至2F)的解耦电容器CPA。然而，这样做可能引起一些明显的问题。
应理解，调制电压VCC的变化率(表示为ΔVCC或dVCC/dt)可能受到解耦电容器CPA的电容的反向影响，如下面的等式(等式4)所示。
ΔVCC＝ICC/CPA(等式4)
在等式(等式4)中，ICC表示当解耦电容器CPA充电或放电时通过ETIC 14提供的低频电流(又称起动电流)。就此而言，解耦电容器CPA具有的电容越大，则需要越大量的低频电流ICC来以调制电压VCC的所需变化率(ΔVCC)改变调制电压VCC。因此，现有发射电路10可能对电池寿命造成负面影响。
如果低频电流ICC保持在较低电平以延长电池寿命，则现有发射电路10可能难以满足调制电压VCC的所需变化率(ΔVCC)，特别是当基于正交频分复用(OFDM)对RF信号24进行调制从而以毫米波(mmWave)频谱发射时。因此，现有发射电路10可能无法在OFDM符号之间改变调制电压VCC。
另一方面，如果减小解耦电容器CPA的电容有助于改进调制电压VCC的变化率(ΔVCC)并减小起动电流ICC，则这样做可能导致输出阻抗ZOUT的减小不足，并且因此引起电压波动VCC-RP。因此，期望在提高调制电压VCC的变化率(ΔVCC)并且减小起动电流ICC的同时，充分地减小调制带宽BWMOD内的波动电压VCC-RP。
图2是根据本公开的实施例配置以通过减小在功率放大器电路36的功率放大器输入34处呈现的输出阻抗ZOUT来减小调制电压VCC中的电压波动VCC-RP的示例性功率管理电路32的示意图。此处，功率放大器电路36被配置成经由导电路径38(例如，导电迹线)接收调制电压VCC，并且基于调制电压VCC放大RF信号40。功率放大器电路36包含解耦电容器CPA。类似于图1A中的功率放大器电路16中的解耦电容器CPA，还提供尽可能靠近功率放大器输入34的解耦电容器CPA。
功率管理电路32包含ETIC 42。ETIC 42包含电压调制电路44。所述电压调制电路44被配置成基于调制目标电压VTGT在电压输出46处产生调制电压VCC。此处，电压输出46经由导电路径38耦合到功率放大器输入34。
与图1A中的功率管理电路12类似，解耦电容器CPA具有电容阻抗ZCPA，ETIC 42固有地具有电感阻抗ZETIC，并且导电路径38固有地与电感迹线阻抗ZTRACE相关联，这可以如等式(等式3.1-3.3)中所表示。因此，功率放大器电路36将看到在RF信号40的调制带宽(例如，100-500MHz)内的如等式(等式2)中确定的输出阻抗ZOUT。此处，功率放大器电路36还作为电流源操作，其可基于调制电压VCC来感应调制负载电流ILOAD。与图1A中的功率管理电路12类似，调制负载电流ILOAD可以与输出阻抗ZOUT相互作用，以产生功率放大器输入34处接收的调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。
在本文公开的实施例中，与图1A中的功率放大器电路16中的解耦电容器CPA相比，解耦电容器CPA具有更小的电容(例如，100pF)。通过采用较小的解耦电容器CPA，有可能提高调制电压VCC的变化率(ΔVCC)以满足例如第五代(5G)和5G新无线电(5G-NR)的高级无线系统中的串流电压切换时间要求(例如，根据OFDM符号或子符号)，同时减小起动电流ICC以延长电池寿命。
另外，功率管理电路32被配置成通过减小在功率放大器输入34处呈现的输出阻抗ZOUT和/或在功率放大器输入34处产生陷波滤波器来减小调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。结果，功率管理电路32可以在RF信号40的调制带宽内实现限定的性能阈值，例如RMS EVM和/或峰值EVM。
在实施例中，电压调制电路44包含电压放大器48(表示为“VA”)，作为实例，所述电压放大器可以是运算放大器(OpAmp)。电压放大器48被配置成基于调制目标电压VTGT和供电电压VSUP在电压放大器输出50处产生初始调制电压VAMP。电压调制电路44还包含耦合在电压放大器输出50与电压输出46之间的偏移电容器COFF。偏移电容器COFF被配置成将初始调制电压VAMP升高偏移电压VOFF，以在电压输出46处产生调制电压VCC(VCC＝VAMP+VOFF)。
电压放大器48还被配置成接收调制电压反馈VCC-FB，所述反馈指示在电压输出46处的调制电压VCC，从而使电压调制电路44成为闭环电路。因此，电压放大器48可以基于调制反馈VCC-FB调节初始调制电压VAMP，并且因此调节调制电压VCC，以更好地跟踪调制目标电压VTGT。
电压放大器48包含输入/偏置级52和输出级54。输出级54串联耦合到电压放大器输出50。根据本公开的实施例，输出级54被配置成接收功率放大器电压反馈VCC-PA-FB，所述反馈指示如在功率放大器输入34处接收的调制电压VCC。在实施例中，输出级54可以经由反馈路径56接收功率放大器电压反馈VCC-PA-FB。与导电路径38类似，反馈路径56与电感反馈迹线阻抗ZTRACE-FB相关联，所述电感反馈迹线阻抗可由反馈电感LTRACE-FB建模。
可以理解的是，由于功率放大器电压反馈VCC-PA-FB是从功率放大器输入34提供的，因此功率放大器电压反馈VCC-PA-FB将包含如在功率放大器输入34处接收的调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。因此，电压放大器48可以基于功率放大器电压反馈VCC-PA-FB修改初始调制电压VAMP，以使得输出阻抗ZOUT在功率放大器输入34处减小，因此有助于减小在功率放大器输入34处接收的调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。
作为实例，ETIC 42可以包含控制电路58，所述控制电路可以是现场可编程门阵列(FPGA)或专用集成电路(ASIC)。在实施例中，控制电路58可例如经由控制信号60控制电压放大器48以基于功率放大器电压反馈VCC-PA-FB修改初始调制电压VAMP，从而减小功率放大器输入34处的输出阻抗ZOUT。
图3是提供图2中的电压放大器48的内部结构的示例性图示的示意图。图2与图3之间的共同元件在这里以共同的元件标号示出，并且在本文中不再重复描述。
在实施例中，输入/偏置级52被配置成接收调制电压VTGT和调制电压反馈VCC-FB。因此，输入/偏置级52产生一对偏置信号62P、62N以控制输出级54。
在实施例中，输出级54被配置成基于偏置信号62P、62N中的选定一个在电压放大器输出50处产生初始调制电压VAMP。输出级54还被配置成接收功率放大器电压反馈VCC-PA-FB。因此，输出级54可以基于功率放大器电压反馈VCC-PA-FB修改初始调制电压VAMP，以减小输出阻抗ZOUT并且由此减小功率放大器输入34处的电压波动VCC-RP。
在实施例中，输出级54包含第一晶体管64P和第二晶体管64N。在非限制性实例中，第一晶体管64P是p型场效应晶体管(pFET)，并且第二晶体管64N是n型场效应晶体管(nFET)。在此实例中，第一晶体管64P包含第一源极电极S1、第一漏极电极D1和第一栅极电极G1，并且第二晶体管64N包含第二源极电极S2、第二漏极电极D2和第二栅极电极G2。具体地，第一漏极电极D1被配置成接收供电电压VSUP，第二漏极电极D2耦合到接地(GND)，并且第一源极电极S1和第二源极电极S2均耦合到电压放大器输出50。
第一栅极电极G1耦合到输入/偏置级52以接收偏置信号62P，并且第二栅极电极G2耦合到输入/偏置级52以接收偏置信号62N。此处，输入/偏置级52被配置成响应于调制电压VCC的增加产生偏置信号62P或响应于调制电压VCC的降低产生偏置信号62N。具体地，第一晶体管64P将响应于接收到偏置信号62P而被导通以输出初始调制电压VAMP并拉出来自供电电压VSUP的高频电流IAMP(例如，交流电)，并且第二晶体管64N将响应于接收到偏置信号62N而被导通以输出来自供电电压VSUP的初始调制电压VAMP并将高频电流IAMP灌入到GND。
在此实施例中，输出级54还包含第一米勒电容器(Miller capacitor)CMiller1和第二米勒电容器CMiller2。具体地，第一米勒电容器CMiller1耦合在电压放大器输出50与第一栅极电极G1之间，并且第二米勒电容器CMiller2耦合在电压放大器输出50与第二栅极电极G2之间。在这方面，输出级54可以被视为典型AB类轨到轨(rail-rail)OpAmp输出级。第一米勒电容器CMiller1和第二米勒电容器CMiller2不仅可以稳定第一晶体管64P和第二晶体管64N的控制(例如，缓解所谓的米勒效应(Miller effect))，还可以减小电压放大器48的闭环输出阻抗。
值得注意的是，由于第一米勒电容器CMiller1和第二米勒电容器CMiller2各自耦合到电压放大器输出50，第一米勒电容器CMiller1和第二米勒电容器CMiller2可以仅减小作为在功率放大器输入34处所见的输出阻抗ZOUT的一部分的电感阻抗ZETIC。因此，为了进一步减小输出阻抗ZOUT，还有必要减小电感迹线阻抗ZTRACE。
在这方面，输出级54进一步包含第一电阻器-电容器(RC)电路66P和第二RC电路66N。第一RC电路66P和第二RC电路66N均经由反馈路径56耦合到功率放大器输入34，从而接收功率放大器电压反馈VCC-PA-FB。具体地，第一RC电路66P耦合在功率放大器输入34与第一栅极电极G1之间，并且第二RC电路66N耦合在功率放大器输入34与第二栅极电极G2之间。因此，第一RC电路66P可以使功率放大器电压反馈VCC-PA-FB与偏置信号62P组合，从而修改偏置信号62P。类似地，第二RC电路66N可以使功率放大器电压反馈VCC-PA-FB与偏置信号62N组合，从而修改偏置信号62N。
在实施例中，第一RC电路66P包含第一可调节电阻器RFB1和第一可调节电容器CFB1，并且第二RC电路66N包含第二可调节电阻器RFB2和第二可调节电容器CFB2。反馈路径56与电感反馈迹线阻抗ZTRACE-FB相关联的调用可由反馈电感LTRACE-FB进行建模。因此，第一可调节电阻器RFB1、第一可调节电容器CFB1和反馈电感LTRACE-FB可以与第一电阻器-电感器-电容器(RLC)电路等同，所述第一RLC电路具有如下文等式(等式5)中表示的第一共振频率f1。
同样地，第二可调节电阻器RFB2、第二可调节电容器CFB2和反馈电感LTRACE-FB可以与第二RLC电路等同，所述第二RLC电路具有如下文等式(等式6)中表示的第二共振频率f2。
根据等式(等式5和6)，可各自调节第一可调节电容器CFB1和第二可调节电容器CFB2，以与反馈电感LTRACE-FB共振，从而以第一共振频率f1和第二共振频率f2中的相应一个创建低阻抗反馈路径。第一可调节电阻器RFB1将在调制带宽BWMOD内对第一共振频率f1进行去Q(即，减小Q因子)，以防止第一可调节电容器CFB1和反馈电感LTRACE-FB以第一共振频率f1进入振荡。同样地，第二可调节电阻器RFB2将在调制带宽BWMOD内对第二共振频率f2进行去Q(即，减小Q因子)，以防止第二可调节电容器CFB2和反馈电感LTRACE-FB以第二共振频率f2进入振荡。
当在功率放大器输入34处看到的电压波动VCC-RP被馈送回到第一栅极电极G1或第二栅极电极G2时，第一晶体管64P和第二晶体管64N可以像共同源放大器一样起作用，其放大并反转在电压放大器输出50处的初始调制电压VAMP，并且因此放大并反转ETIC 42的电压输出46。反转初始调制电压VAMP将使得负载电流ILOAD中的更多通过导电路径38(又称为迹线电感器LTRACE)流动到GND，而不是通过功率放大器电路36流动，因此降低电感迹线阻抗ZTRACE，并且因此降低功率放大器输入34处的输出阻抗ZOUT。
因此，通过调节第一可调节电容器CFB1、第一可调节电阻器RFB1、第二可调节电容器CFB2和/或第二可调节电阻器RFB2，有可能将输出阻抗ZOUT减小到整个调制带宽BWMOD。在实施例中，第一可调节电容器CFB1、第一可调节电阻器RFB1、第二可调节电容器CFB2和/或第二可调节电阻器RFB2可由控制电路58经由控制信号60调节。
通过采用第一米勒电容器CMiller1和第二米勒电容器CMiller2来帮助减小电感阻抗ZETIC，并且进一步采用第一RC电路66P和第二RC电路66N来帮助减小电感迹线阻抗ZTRACE，有可能减小输出阻抗ZOUT，从而减小调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。模拟显示，在200MHz负载电流调制频率下，功率管理电路32可将电压波动VCC-RP的RMS值从231mV减小到134mV，如图1A中的功率管理电路12中所示，这相当于改善了42％。
返回参考图2，ETIC 42进一步包含开关电路68。在实施例中，开关电路68包含经由功率电感器LP耦合到电压输出46的多电平电荷泵(MCP)70。作为实例，MCP 70可以是降压-升压电压转换器，其被配置成基于电池电压VBAT产生低频电压VDC。具体地，MCP 70可以在降压模式下操作以产生处于0×VBAT或1×VBAT的低频电压VDC，或者在升压模式下操作以产生处于2×VBAT的低频电压VDC。因此，通过基于适当的占空比将MCP 70配置成在0×VBAT、1×VBAT和/或2×VBAT之间切换，MCP 70可以产生处于多个电压电平的低频电压VDC。
功率电感器LP被配置成基于低频电压VDC感应低频电流ICC(又称为起动电流)。如图1A中先前所描述，低频电流ICC被提供给功率放大器输入34以对解耦电容器CPA充电。
除了减小输出阻抗ZOUT以帮助减小电压波动VCC-RP之外，有可能使用陷波滤波器进一步减小在RF信号40的调制带宽内的特定负载电流调制频率下的电压波动VCC-RP。就此而言，图4是示例性功率管理电路72的示意图，其中可将陷波电路74添加到图2的功率管理电路32以进一步减小调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。图2与图4之间的公共元件在此以公共元件编号示出且将不会在本文中重新描述。
功率管理电路72包含ETIC 76，其中提供陷波电路74。应了解，还有可能将陷波电路74集成到功率放大器电路36中。此处，陷波电路74经由陷波路径78耦合到功率放大器输入34。与导电路径38和反馈路径56类似，陷波路径78还与电感陷波迹线阻抗ZTRACE-N相关联，所述电感陷波迹线阻抗可由陷波电感LTRACE-N建模。在实施例中，陷波电路74可由控制电路58控制，例如经由第二控制信号80控制，以在调制带宽BWMOD内的陷波频率fNOTCH下共振，从而减小调制电压VCC中的电压波动VCC-RP。在实施例中，可以通过将与陷波路径78相关联的陷波电感LTRACE-N考虑在内来确定陷波频率fNOTCH。因此，功率管理电路72可以实现限定的性能阈值(例如，RMS EVM或峰值EVM)。模拟显示，通过将陷波电路74添加到图2的功率管理电路32，在200MHz负载电流调制频率下，电压波动VCC-RP的RMS值可进一步从134mV减小到87mV。
图5是说明图4的功率管理电路72中的陷波电路74的示例性配置的示意图。图4与图5之间的公共元件在此以公共元件编号示出且将不会在本文中重新描述。
此处，陷波电路74包含陷波电容器CNOTCH、陷波电感器LNOTCH和开关电路82。开关电路82包含多个开关SN1-SNN，每个开关具有多个陷波电阻RN1-RNN中的相应一个。值得注意的是，陷波电阻RN1-RNN可以彼此相同或不同。陷波电感器LNOTCH包含多个分接点TP1-TPN，每个分接点对应于多个陷波电感LN1-LNN中的相应一个。此处，陷波开关SN1-SNN中的每一个耦合在分接点TP1-TPN中的相应一个与GND之间。因此，通过选择性地闭合陷波开关SN1-SNN中的任一个，有可能改变陷波电路74的总体电阻和电感，并且因此改变陷波电路74的陷波频率fNOTCH。
在实施例中，控制电路58可以经由第二控制信号80控制开关电路82以选择性地闭合陷波开关SN1-SNN中的任一个。在非限制性实例中，陷波电阻RN1-RNN、陷波电感LN1-LNN、陷波电感LTRACE-N和陷波电容CNOTCH可以基于负载电流ILOAD的目标调制以实验方式和/或凭经验确定，以确保陷波频率fNOTCH落入调制带宽BWMOD内并且电压波动VCC-RP可最大程度地减小。例如，当调制带宽BWMOD为200MHz时，通过将陷波电容CNOTCH设置为300pF、将陷波电阻RX(1≦X≦N)设置为1Ω以及将陷波电感LX(1≦X≦N)设置为4nH，可将电压波动VCC-RP的RMS值减小到87mV。
图2的功率管理电路32和图4的功率管理电路72可设置在用户元件中，以实现根据上文所描述的实施例的带宽调适。就此而言，图6是示例性用户元件100的示意图，其中可以设置图2的功率管理电路32和图4的功率管理电路72。
本文中，用户元件100可以是任何类型的用户元件，例如移动终端、智能手表、平板计算机、计算机、导航装置、接入点和类似的支持无线通信的无线通信装置，例如蜂窝、无线局域网(WLAN)、蓝牙和近场通信。用户元件100通常将包含控制系统102、基带处理器104、发送电路系统106、接收电路系统108、天线切换电路系统110、多个天线112和用户接口电路系统114。在非限制性实例中，举例来说，控制系统102可以是现场可编程门阵列(FPGA)。在这点上，控制系统102可至少包含微处理器、嵌入式存储器电路和通信总线接口。接收电路系统108经由天线112并通过天线切换电路系统110从一个或多个基站接收射频信号。低噪声放大器和滤波器协作以放大和消除来自所接收信号的宽带干扰以进行处理。然后，降频转换和数字化电路系统(未示出)将滤波后的接收信号降转换为中间或基带频率信号，接着使用模/数转换器(ADC)将所述信号数字化为一个或多个数字流。
基带处理器104处理数字化的所接收信号以提取在所接收信号中传送的信息或数据位。这种处理通常包括解调、解码和错误校正操作，这将在下文更详细地论述。基带处理器104通常在一个或多个数字信号处理器(DSP)和专用集成电路(ASIC)中实施。
对于发送，基带处理器104从控制系统102接收可表示语音、数据或控制信息的数字化数据，所述基带处理器对所述数字化数据进行编码以用于发送。编码的数据被输出到发送电路系统106，其中数/模转换器(DAC)将数字编码的数据转换成模拟信号，并且调制器将模拟信号调制到处于所要发送频率或多个频率的载波信号上。功率放大器会将调制的载波信号放大到适于发送的电平，并通过天线切换电路系统110将调制的载波信号递送到天线112。多个天线112和复制式发送和接收电路系统106、108可提供空间分集。本领域的技术人员将理解调制和处理细节。
本领域技术人员将认识到对本公开的优选实施例的改进和修改。所有此类改进和修改都认为是在本文公开的概念和以下权利要求的范围内。

Claims (20)

1.一种功率管理电路，所述功率管理电路包括：
功率放大器电路，所述功率放大器电路被配置成基于在功率放大器输入处接收的调制电压放大射频(RF)信号，其中在所述功率放大器输入处接收的所述调制电压包括由在所述功率放大器输入处呈现的输出阻抗和由所述调制电压引起的负载电流引起的电压波动；以及
包络跟踪集成电路(ETIC)，所述ETIC经由导电路径耦合到所述功率放大器输入，并且包括：
电压调制电路，所述电压调制电路被配置成基于调制目标电压在电压输出处产生所述调制电压；以及
陷波电路，所述陷波电路经由陷波路径耦合到所述功率放大器输入并且被配置成以所述RF信号的调制带宽内的陷波频率共振以减小所述电压波动，从而实现限定的性能阈值。
2.根据权利要求1所述的功率管理电路，其中所述ETIC进一步包括被配置成确定所述陷波频率并且使所述陷波电路在所述陷波频率下共振的控制电路。
3.根据权利要求2所述的功率管理电路，其中所述控制电路进一步被配置成基于所述RF信号的所述调制带宽内的所述负载电流的目标调制确定所述陷波频率，从而最小化所述目标调制下的均方根(RMS)误差向量量值(EVM)。
4.根据权利要求2所述的功率管理电路，其中所述控制电路进一步被配置成基于所述RF信号的所述调制带宽内的所述负载电流的目标调制确定所述陷波频率，从而最小化所述目标调制下的峰值误差向量量值(EVM)。
5.根据权利要求2所述的功率管理电路，其中所述控制电路进一步被配置成确定所述陷波频率以将与所述陷波路径相关联的陷波电感考虑在内。
6.根据权利要求2所述的功率管理电路，其中所述陷波电路包括：
陷波电容器，所述陷波电容器耦合到所述功率放大器输入；
陷波电感器，所述陷波电感器包括多个分接点，每个分接点对应于多个陷波电感中的相应一个；以及
多个陷波开关，每个陷波开关耦合在所述多个分接点中的相应一个与地之间。
7.根据权利要求6所述的功率管理电路，其中所述控制电路进一步被配置成闭合所述多个陷波开关中的选定一个，从而使所述陷波电路在所确定的陷波频率下共振。
8.根据权利要求1所述的功率管理电路，其中所述电压调制电路经由反馈路径耦合到所述功率放大器输入，并且进一步被配置成：
接收功率放大器电压反馈，所述功率放大器电压反馈指示在所述功率放大器输入处接收的所述调制电压中的所述电压波动；并且
基于所述功率放大器电压反馈修改所述调制电压，以引起所述输出阻抗的减小，从而减小在所述功率放大器输入处接收的所述调制电压中的所述电压波动。
9.根据权利要求8所述的功率管理电路，其中所述电压调制电路包括：
电压放大器，所述电压放大器被配置成基于所述调制目标电压和供电电压在电压放大器输出处产生初始调制电压；以及
偏移电容器，所述偏移电容器耦合在所述电压放大器输出与所述电压输出之间，并且被配置成将所述初始调制电压升高偏移电压，从而在所述电压输出处产生所述调制电压。
10.根据权利要求9所述的功率管理电路，其中所述电压放大器进一步被配置成：
接收所述功率放大器电压反馈，所述功率放大器电压反馈指示所述功率放大器输入处的所述电压波动；并且
基于所指示电压波动修改所述初始调制电压，从而减小所述调制电压中的所述电压波动。
11.根据权利要求10所述的功率管理电路，其中所述电压放大器包括：
输入/偏置级，所述输入/偏置级被配置成基于所述调制目标电压和所述调制电压的反馈产生一对偏置信号；以及
输出级，所述输出级被配置成基于所述一对偏置信号中的选定一个产生所述初始调制电压。
12.根据权利要求11所述的功率管理电路，其中所述输出级进一步被配置成：
接收所述功率放大器电压反馈，所述功率放大器电压反馈指示所述功率放大器输入处的所述电压波动；并且
基于所述所指示电压波动修改所述初始调制电压，从而减小所述调制电压中的所述电压波动。
13.根据权利要求12所述的功率管理电路，其中所述输出级包括：
第一晶体管，所述第一晶体管具有被配置成接收所述供电电压的第一漏极电极、耦合到所述电压放大器输出的第一源极电极，以及被配置成接收所述一对偏置信号中的正偏置信号的第一栅极电极；以及
第二晶体管，所述第二晶体管具有耦合到地的第二漏极电极、耦合到所述电压放大器输出的第二源极电极，以及被配置成接收所述一对偏置信号中的负偏置信号的第二栅极电极。
14.根据权利要求13所述的功率管理电路，其中所述第一晶体管是p型场效应晶体管(pFET)，并且所述第二晶体管是n型场效应晶体管(nFET)。
15.根据权利要求13所述的功率管理电路，其中：
所述第一晶体管进一步被配置成响应于接收到所述一对偏置信号中的所述正偏置信号而拉出来自所述供电电压的高频电流；并且
所述第二晶体管进一步被配置成响应于接收到所述一对偏置信号中的所述负偏置信号而将来自所述电压输出的所述高频电流灌入到所述地。
16.根据权利要求13所述的功率管理电路，其中所述输出级进一步包括：
第一米勒电容器，所述第一米勒电容器耦合在所述电压放大器输出与所述第一栅极电极之间；以及
第二米勒电容器，所述第二米勒电容器耦合在所述电压输出与所述第二栅极电极之间。
17.根据权利要求16所述的功率管理电路，其中所述第一米勒电容器和所述第二米勒电容器被配置成减小在所述功率放大器输入处呈现的所述输出阻抗。
18.根据权利要求13所述的功率管理电路，其中所述输出级进一步包括：
第一电阻器-电容器电路，所述第一电阻器-电容器电路耦合在所述功率放大器输入与所述第一晶体管的所述第一栅极电极之间；以及
第二电阻器-电容器电路，所述第二电阻器-电容器电路耦合在所述功率放大器输入与所述第二晶体管的所述第二栅极电极之间。
19.根据权利要求18所述的功率管理电路，其中：
所述第一电阻器-电容器电路被配置成：
经由所述反馈路径接收所述功率放大器电压反馈；并且
基于所述功率放大器电压反馈中指示的所述电压波动修改所述一对偏置信号中的所述正偏置信号；并且
所述第二电阻器-电容器电路被配置成：
经由所述反馈路径接收所述功率放大器电压反馈；并且
基于所述功率放大器电压反馈中指示的所述电压波动修改所述一对偏置信号中的所述负偏置信号。
20.根据权利要求19所述的功率管理电路，其中所述第一电阻器-电容器电路和所述第二电阻器-电容器电路中的每一个包括能调节以减小在所述功率放大器输入处呈现的所述输出阻抗的相应可调节电容器和相应可调节电阻器。
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