CN117097148A - Llc变换器、电源模块和充电装置 - Google Patents

Llc变换器、电源模块和充电装置 Download PDF

Info

Publication number
CN117097148A
CN117097148A CN202311048957.9A CN202311048957A CN117097148A CN 117097148 A CN117097148 A CN 117097148A CN 202311048957 A CN202311048957 A CN 202311048957A CN 117097148 A CN117097148 A CN 117097148A
Authority
CN
China
Prior art keywords
llc converter
transformer
winding
resonant
switches
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202311048957.9A
Other languages
English (en)
Inventor
樊孝斌
沈定华
温灿堂
冉均祥
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Digital Power Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Priority to CN202311048957.9A priority Critical patent/CN117097148A/zh
Publication of CN117097148A publication Critical patent/CN117097148A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J7/00—Circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/01—Resonant DC/DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2207/00—Indexing scheme relating to details of circuit arrangements for charging or depolarising batteries or for supplying loads from batteries
    • H02J2207/20—Charging or discharging characterised by the power electronics converter

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本申请提供一种LLC变换器、电源模块和充电装置，该LLC变换器包括逆变电路、谐振电路、整流电路和共模电感，所述逆变电路通过所述谐振电路连接所述整流电路；所述谐振电路包括第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路；其中，所述第一谐振支路包括串联的第一电感、第一电容、第一变压器和所述共模电感中的第一绕组，所述第二谐振支路包括串联的第二电感、第二电容、第二变压器和所述共模电感中的第二绕组。实施本申请，可解决LLC变换器的EMC问题。

Description

LLC变换器、电源模块和充电装置
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，尤其涉及一种LLC变换器、电源模块和充电装置。
背景技术
LLC变换器是一种通过控制开关频率来实现输出电压恒定的谐振电路，可广泛应用于各种电源中。LLC变换器的拓扑结构中一般包括L(变压器中的励磁电感)、L(电感)和C(电容)，以及开关元件，这些器件可组成逆变电路、谐振电路和整流电路等。通过这些模块中元件的协同作用，LLC变换器可实现直流DC-DC变换，实现高效能的电能转换。LLC变换器的优点在于它可以实现软开关、提供高效率、低功率损耗和低电磁干扰，有利于满足电源行业对产品的高频化、小型化要求。但目前三相LLC变换器工作时共模噪声较大，存在电磁兼容性EMC问题。
发明内容
本申请提供了一种LLC变换器、电源模块和充电装置，可解决LLC变换器的EMC问题。
第一方面，本申请提供了一种LLC变换器，该LLC变换器包括逆变电路、谐振电路、整流电路和共模电感，逆变电路通过谐振电路连接整流电路；谐振电路包括第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路；其中，第一谐振支路包括串联的第一电感、第一电容、第一变压器和共模电感中的第一绕组，第二谐振支路包括串联的第二电感、第二电容、第二变压器和共模电感中的第二绕组。可理解的，该LLC变换器可为三相LLC变换器，第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路可分别对应该三相LLC变换器中的一相。第一电感、第二电感分别为三相LLC变换器的第一相、第二相中的谐振电感，第一电容、第二电容分别为三相LLC变换器的第一相、第二相中的谐振电容，各相中的谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感可构成LLC谐振。第一绕组和第二绕组绕制在共模电感中的同一个磁芯上，匝数相同。第一绕组和第二绕组分别串联在第一谐振支路和第二谐振支路中。在本申请中，当该LLC变换器中存在共模电流时，该共模电流可经过第一谐振支路中的第一电感，以及经过第二谐振支路中的第二电感，分别串联在第一谐振支路和第二谐振支路中的第一绕组和第二绕组可以提供共模阻抗，使得该LLC变换器中的共模电流减小，从而降低共模电流对LLC变换器造成的干扰，减小共模噪声，降低因共模电流产生的磁损耗，提高LLC变换器的工作效率，解决EMC问题。
在一种可行的实现方式中，上述第一变压器的原边绕组与副边绕组之间、上述第二变压器的原边绕组与副边绕组之间均存在原副边寄生电容，第一参考地与第二参考地之间存在目标寄生电容，上述逆变电路的输入负端连接上述第一参考地，上述整流电路的输出负端连接上述第二参考地。第一参考地和第二参考地之间是相互隔离的，此时，上述共模电流可以是因为LLC变换器同一相中的谐振电感和变压器的原副边寄生电容发生谐振而产生的，产生的共模电流为高频振荡电流，该共模电流可经过上述目标电容。本申请中，由于共模电感的第一绕组和第二绕组分别串联在第一谐振支路和第二谐振支路中，可提供共模阻抗，使得因谐振电感与变压器的原副边寄生电容谐振而产生的共模电流减小，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，降低共模噪声，解决EMC问题。
在一种可行的实现方式中，上述第一谐振支路中的第一节点与上述第一参考地之间、上述第二谐振支路中的第二节点与上述第一参考地之间均存在印刷电路板PCB寄生电容；其中，上述第一节点位于上述第一电感与上述第一变压器的原边绕组的第一端之间，上述第二节点位于上述第二电感与上述第二变压器的原边绕组的第一端之间；上述第一绕组串联于上述第一谐振支路的输入端与上述第一节点之间；上述第二绕组串联于上述第二谐振支路的输入端与上述第二节点之间。也就是说，共模电感的第一绕组可处于第一电感与第一节点之间，或者，第一绕组处于第一电感和第一节点之前。第二绕组的位置与第一绕组类似。此时，位于同一相的谐振电感和变压器的原副边寄生电容以及该相对应的PCB寄生电容一起产生谐振。本申请中，共模电感设置在上述描述的位置，可对流过变压器的原副边寄生电容的共模电流产生抑制，可也对流过PCB寄生电容的共模电流产生抑制，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，使得共模噪声降低，解决EMC问题，提高LLC变换器的转换效率。
在一种可行的实现方式中，上述第三谐振支路包括串联的第三电感、第三电容、第三变压器和上述共模电感中的第三绕组。这里，第三绕组和第一绕组、第二绕组的匝数均相同，且这三个绕组绕在同一个磁芯上。该共模电感为三相共模电感。本申请中，当该LLC变换器中存在共模电流时，该共模电流分别流经第一电感、第二电感和第三电感，该三相共模电感可以提供共模阻抗，使得流经各谐振电感的共模电流均减小，从而使得该LLC变换器中的共模电流减小，优化EMC效果。
在一种可行的实现方式中，上述第三变压器的原边绕组与副边绕组之间存在上述原副边寄生电容。那么在LLC变换器各相中均存在共模电流，这样，由于共模电感的第一绕组、第二绕组和第三绕组分别串联在第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路中，可以提供共模阻抗，可使得因该LLC变换器中各相的谐振电感与变压器的原副边寄生电容谐振而产生的共模电流减小，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，优化EMC效果。
在一种可行的实现方式中，上述逆变电路包括第四电容、三个第一开关和三个第二开关，上述三个第一开关分别和上述三个第二开关串联，上述三个第一开关的第一端均连接上述第四电容的第一端，上述三个第二开关的第二端均连接上述第四电容的第二端，上述三个第二开关的第二端连接上述逆变电路的输入负端，上述三个第一开关与上述三个第二开关的串联连接点分别连接上述第一谐振支路的输入端、上述第二谐振支路的输入端和上述第三谐振支路的输入端。第一开关和第二开关可以为MOS管或IGBT等。该逆变电路中的三个第一开关和三个第二开关基于控制信号导通或关断，可实现将输入该逆变电路的直流电转换为交流电，并输出至谐振电路中。本申请中，当逆变电路中的部分开关导通时，可以使得共模电流经过这些开关流过谐振电感，使得共模电流能在完整的回路流通，进而可保证共模电感能抑制该共模电流，使得共模电流减小。
在一种可行的实现方式中，上述整流电路包括第五电容、三个第三开关和三个第四开关，上述三个第三开关分别和上述三个第四开关串联，上述三个第三开关的第一端均连接上述整流电路的输出正端和上述第五电容的第一端，上述三个第四开关的第二端均连接上述整流电路的输出负端和上述第五电容的第二端，上述三个第三开关与上述三个第四开关的串联连接点分别连接上述第一变压器的副边绕组、上述第二变压器的副边绕组和上述第三谐振支路中的第三变压器的副边绕组。其中，第三开关和第四开关可以为MOS管、IGBT或二极管等。该整流电路中的三个第三开关和三个第四开关基于控制信号导通或关断，可对第一变压器、第二变压器和第三变压器T3输出至该整流电路的交流电进行整流，并输出直流电为该LLC变换器连接的直流负载供电。本申请中，当整流电路中的部分开关导通时，可以使得共模电流经过这些开关流过谐振电感，使得共模电流能在完整的回路流通，进而可保证共模电感能抑制该共模电流，使得共模电流减小。
在一种可行的实现方式中，上述共模电感的感值基于第一阈值确定；上述共模电感用于当连接上述第一变压器的第四开关或第三开关导通，以及连接上述第一谐振支路的输入端的第一开关或第二开关导通时，使得流过上述第一电感的共模电流小于上述第一阈值；上述共模电感还用于当连接上述第二变压器的第四开关或第三开关导通，以及连接上述第二谐振支路的输入端的第一开关或第二开关导通时，使得流过上述第二电感的共模电流小于上述第一阈值。这里，第一阈值可基于实际需求或经验值进行设置。可理解的，当流过第一电感和第二电感的共模电流小于该第一阈值时，该LLC变换器的EMC效果满足预设需求。本申请中，当逆变电路中的某一相中的一个开关导通，整流电路中同一相的一个开关导通，使得共模电流能从逆变电路经过同一相的谐振支路，并流至整流电路，再经过参考地流回至逆变电路，构成一个回路，那么共模电感可对该回路中的共模电流进行抑制。通过设置共模电感的感值为合适的值，可使得该LLC变换器的共模噪声减小，EMC效果能够满足预设要求。
在一种可行的实现方式中，上述第一变压器、上述第二变压器和上述第三谐振支路中的第三变压器的原边绕组呈星型连接或三角形连接；上述第一变压器、上述第二变压器和上述第三变压器的副边绕组呈星型连接或三角形连接。本申请中，三个变压器的原/副边绕组呈星型连接，可以降低为保证绝缘性能需付出的成本，节省绝缘材料。三个变压器的原/副边绕组呈三角形连接，可抑制三次谐波，提高输出电能质量。
第二方面，本申请提供了一种电源模块，该电源模块包括功率因数校正PFC电路和如第一方面及第一方面任一种实现方式中的LLC变换器，上述PFC电路的输出端连接上述LLC变换器的输入端，上述LLC变换器的输出端用于连接用电设备；上述PFC电路用于为上述LLC变换器提供直流电压输入。
第三方面，本申请提供了一种充电装置，该充电装置包括功率因数校正PFC电路、直流母线和如第一方面及第一方面任一种实现方式中的LLC变换器，上述PFC电路的输出端通过该直流母线连接上述LLC变换器的输入端，PFC电路的输入端用于连接交流电源，LLC变换器的输出端用于连接用电设备；上述PFC电路用于对交流电源输出的交流电进行功率因数校正，并输出直流电至直流母线，该直流母线用于为上述LLC变换器提供直流电压输入。
本申请中，LLC变换器中包括共模电感，该共模电感的两个绕组分别串联在LLC变换器的第一谐振支路和第二谐振支路中，该共模电感可以提供共模阻抗，使得流过此两个谐振支路中的谐振电感的共模电流减小，从而使得该LLC变换器的共模噪声减小，解决EMC问题。在电源模块和充电装置等电子设备中使用该LLC变换器，可优化该电子设备的EMC效果，提高该电子设备的工作效率。
附图说明
图1是本申请提供的LLC变换器的一应用场景图；
图2是本申请提供的LLC变换器的另一应用场景图；
图3是本申请提供的LLC变换器的一结构示意图；
图4是本申请提供的共模电感的一结构示意图；
图5是本申请提供的LLC变换器的另一结构示意图；
图6是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图7是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图8是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图9是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图10是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图11是本申请提供的共模电感的另一结构示意图；
图12是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图13是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图；
图14是本申请提供的三相共模电感感量为零时的三相LLC变换器的谐振电流波形示意图；
图15是本申请提供的三相共模电感感量为零时的三相LLC变换器的共模电流波形示意图；
图16是本申请提供的三相共模电感感量不为零时的三相LLC变换器的谐振电流波形示意图；
图17是本申请提供的三相共模电感感量不为零时的三相LLC变换器的共模电流波形示意图；
图18是本申请提供的电源模块的一结构示意图；
图19是本申请提供的充电装置的一结构示意图。
具体实施方式
本申请提供的LLC变换器可广泛应用于各种直流DC-DC变换场景，例如，该LLC变换器可应用于光伏场景的DC-DC变换电源、通信基站使用的供电电源、数据中心供电电源、大功率工业电源等产品中。
参见图1，图1是本申请提供的LLC变换器的一应用场景图。如图1所示，LLC变换器可以与储能电池一起构成储能系统。LLC变换器的输入端可以连接储能电池，在储能电池放电时，该储能电池可以为LLC变换器提供直流电压输入，LLC变换器可对该直流电压进行DC-DC变换，并输出符合用电设备需求的直流电，为用电设备供电。这里，该用电设备可以是储能电池、其他DC-DC变换器和/或DC-AC变换器等，本申请不作限制。可理解的，本申请提供的LLC变换器不仅可以应用于储能系统，还可以应用于光伏系统，还可以应用于光储系统，还可以应用于其他DC-DC变换的场合，本申请不作限制。
参见图2，图2是本申请提供的LLC变换器的另一应用场景图。如图2所示，LLC变换器可以与功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)电路一起构成电源模块。PFC电路的输出端连接LLC变换器的输入端，LLC变换器的输出端可连接用电设备，PFC电路的输入端可连接交流电网。在该应用场景中，交流电网提供的交流电输入至PFC电路，PFC电路可对交流电进行功率因数校正，并输出直流电压至LLC变换器；LLC变换器可对该直流电压进行DC-DC变换，输出直流电压为用电设备供电。该电源模块可以为锂电池充电器、车载充电器等，本申请不作限制。相应的，该电源模块中的LLC变换器可以为笔记本电脑、电动车等用电设备供电。
上述LLC变换器可以为三相LLC变换器，该三相LLC变换器可以为三相交错并联LLC变换器。该三相LLC变换器可以包括逆变电路、谐振电路、整流电路。该LLC变换器中部分元件连接参考地，因此LLC变换器可能存在共模电流，该共模电流会影响LLC变换器的转换效率，带来电磁兼容(Electro Magnetic Compatibility,EMC)问题。
本申请提供的LLC变换器通过在谐振电路中增加共模电感，可实现从源头抑制谐振电路中存在的共模电流，从而提供LLC变换器的转换效率，解决EMC问题，且该LLC变换器结构简单，易于实现。
下面结合图3至图17对本申请提供的LLC变换器的工作原理进行示例说明。
参见图3，图3是本申请提供的LLC变换器的一结构示意图。如图3所示，该LLC变换器的输入端和输出端可分别用于连接直流电源和直流负载，因此该LLC变换器的输入端可输入直流电，输出端可输出直流电。该直流电源可为图1中的储能电池，图2中的PFC电路等，该直流负载可为上述用电设备，本申请不作限制。该LLC变换器中包括逆变电路31、谐振电路32、整流电路33和共模电感Z，该逆变电路31通过谐振电路32连接整流电路33。该逆变电路31的输入端可作为该LLC变换器的输入端，整流电路33的输出端可作为该LLC变换器的输出端。该LLC变换器中的谐振电路32可以包括第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路；其中，第一谐振支路包括串联的第一电感L1、第一电容C1、第一变压器T1和共模电感Z中的第一绕组Z11，第二谐振支路包括串联的第二电感L2、第二电容C2、第二变压器T2和共模电感Z中的第二绕组Z12。可理解的，该LLC变换器可为三相LLC变换器，第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路可分别对应该三相LLC变换器中的一相。第一电感L1、第二电感L2分别为三相LLC变换器的第一相、第二相中的谐振电感，第一电容C1、第二电容C2分别为三相LLC变换器的第一相、第二相中的谐振电容，各相中的谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感可构成LLC谐振。各相中的谐振电感、谐振电容和变压器串联，实际上是指谐振电感、谐振电容和变压器的原边绕组串联。
参见图4，图4为本申请提供的共模电感的一结构示意图。如图4所示，该共模电感Z可以包括两个绕组：即第一绕组Z11和第二绕组Z12，该第一绕组Z11和第二绕组Z12绕制在同一个磁芯(如图4中的磁芯Z10)上，两个绕组的匝数相同，两个绕组的绕线方向可以相同，也可以不同，本申请不作限制。此共模电感Z的两个绕组分别串联在第一谐振支路和第二谐振支路中。图3中以第一谐振支路中的第一电感L1、第一绕组Z11、第一电容C1、第一变压器T1依次串联进行示例，实际该第一谐振支路中各元件的位置可根据需要进行调整，例如，还可以是第一电感L1、第一电容C1、第一绕组Z11、第一变压器T1依次串联，等等，本申请对此不作限制。以图4所示结构的共模电感Z串联在图3所示的电路中为例，第一绕组Z11的A1端与第二绕组Z12的A2端为同名端，共模电感Z的两个绕组分别串联在第一谐振支路和第二谐振支路中，那么，第一绕组Z11的A1端可连接第一电感L1，第一绕组Z11的B1端可连接第一电容C1，第二绕组Z12的A2端可连接第二电感L2，第二绕组Z12的B2端可连接第二电容C2。在本申请中，当该LLC变换器中存在共模电流时，该共模电流可经过第一谐振支路中的第一电感L1，以及经过第二谐振支路中的第二电感L2，串联在第一谐振支路和第二谐振支路中的第一绕组Z11和第二绕组Z12可以提供共模阻抗，使得该LLC变换器中的共模电流减小，从而降低共模电流对LLC变换器造成的干扰，减小共模噪声，解决EMC问题，降低因共模电流产生的磁损耗，提高LLC变换器的工作效率。
可理解的，上述LLC变换器中存在的共模电流，可能是由于该LLC变换器中的电感与寄生电容产生谐振出现的，这里，寄生电容也称为杂散电容，是电路中电子元件之间或电路模块之间，由于相互靠近所形成的电容，例如，该寄生电容可以是分布在导线之间、线圈与机壳之间以及某些元件之间的分布电容；也可能是该LLC变换器连接的前级电路(例如图2所示的PFC电路)中产生并输出至该LLC变换器的，等等，本申请对共模电流的产生原理不作限制。当该共模电流流经上述第一电感、第二电感时，上述共模电感可基于第一绕组和第二绕组抑制共模电流，使得LLC变换器中的共模电流降低至符合要求。
在一些可行的实施方式中，如图5所示，上述图3中的LLC变换器中的逆变电路31可包括第四电容C4、三个第一开关(如图5中的K1a、K1b和K1c)和三个第二开关(如图5中的K2a、K2b和K2c)，三个第一开关分别和三个第二开关串联，三个第一开关的第一端均第四电容C4的第一端，三个第二开关的第二端均连接第四电容C4的第二端。三个第二开关的第二端连接逆变电路的输入负端，也即三个第二开关的第二端可作为逆变电路的输入负端。这里，第四电容C4的第一端和第二端可分别用于连接直流母线中的正直流母线BUS+和直流母线中的负直流母线BUS-。逆变电路的输入负端可连接第一参考地。这里，第一参考地可称为原边地，在图5中用PGND表示。第一参考地为变压器的原边电路的参考零点，第一参考地与大地之间可以存在电容Cpri(图5中未示出)，该电容Cpri可以包括第一参考地与大地之间的Y电容和/或寄生电容。三个第一开关与三个第二开关的串联连接点分别连接第一谐振支路的输入端、第二谐振支路的输入端和第三谐振支路的输入端。其中，第一开关和第二开关可以为金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor,MOSFET)(简称MOS管)或绝缘栅双极晶体管(Insulate-Gate BipolarTransistor,IGBT)等，本申请对此不作限制。本申请中以逆变电路中的各个开关为NMOS管进行示例性说明，此时，各个开关的第一端为NMOS管的漏极，各个开关的第二端为NMOS管的源极。该逆变电路31中的三个第一开关和三个第二开关基于控制信号导通或关断，可实现将输入该逆变电路31的直流电转换为交流电，并输出至谐振电路32中。
在一些可行的实施方式中，如图6所示，上述图3或图5中的LLC变换器中的整流电路33包括第五电容C5、三个第三开关(如图6中的K3a、K3b和K3c)和三个第四开关(如图6中的K4a、K4b和K4c)。其中，三个第三开关分别和三个第四开关串联，三个第三开关的第一端均连接整流电路33的输出正端和第五电容C5的第一端，三个第四开关的第二端均连接整流电路33的输出负端和第五电容C5的第二端，三个第三开关与三个第四开关的串联连接点分别连接第一变压器T1的副边绕组、第二变压器T2的副边绕组和第三谐振支路中的第三变压器T3的副边绕组。整流电路33的输出负端可连接第二参考地。这里，第二参考地可称为副边地，在图6中用SGND表示。第二参考地为变压器的副边电路的参考零点，第二参考地与大地之间可以存在电容Csec(图6中未示出)，该电容Csec可以包括第二参考地与大地之间的Y电容和/或寄生电容。其中，第三开关和第四开关可以为MOS管、IGBT或二极管等，本申请对此不作限制。本申请中以整流电路33中的各个开关为NMOS管进行示例性说明，此时，各个开关的第一端为NMOS管的漏极，各个开关的第二端为NMOS管的源极。该整流电路33中的三个第三开关和三个第四开关基于控制信号导通或关断，可对第一变压器T1、第二变压器T2和第三变压器T3输出至该整流电路33的交流电进行整流，并输出直流电为该LLC变换器连接的直流负载供电。
在一些可行的实施方式中，上述LLC变换器中的第一变压器T1、第二变压器T2和第三变压器T3的原边绕组可以呈星型连接或三角形连接。可理解的，第一变压器、第二变压器和第三变压器的副边绕组也可以呈星型连接或三角形连接。这里，三角形连接是指将三相LLC变换器中的每一相变压器的原/副边绕组末端连接另一相变压器的原/副边绕组首端，再从三个连接点引出端线与其他元件连接。星型连接也称Y型连接，是指将三相LLC变换器中的每一相变压器的原/副边绕组末端连接于同一点，再从三个变压器的原/副边绕组首端引出端线与其他元件连接。原/副边绕组的首端可以为该原/副边绕组的同名端。如图7所示，图7中以三个变压器的原边绕组呈三角形连接、副边绕组呈星型连接进行示例。除图7以外，本申请提供的其他图中均以三个变压器的原边绕组和副边绕组都呈三角形连接进行示例。可理解的，LLC变换器中的三个变压器的原边绕组和副边绕组的连接方式可以根据需要进行搭配，本申请不作限制。当采用三角形连接时，可抑制三次谐波，提高输出电能质量。当采用星型连接时，可以降低为保证绝缘性能需付出的成本，节省绝缘材料。
在一些可行的实施方式中，如图8所示，上述LLC变换器中的第一变压器的原边绕组与副边绕组之间、第二变压器的原边绕组与副边绕组之间均存在原副边寄生电容(如图8中的Cr1和Cr2)，第一参考地与第二参考地之间存在目标寄生电容Cr0，逆变电路31的输入负端连接第一参考地，整流电路33的输出负端连接第二参考地。第一参考地和第二参考地之间是相互隔离的。这里，目标寄生电容Cr0可以包括第一参考地与大地之间的电容Cpri以及第二参考地与大地之间的电容Csec。此时，上述共模电流可以是因为LLC变换器同一相中的谐振电感和变压器的原副边寄生电容发生谐振而产生的，例如，第一电感L1与第一变压器的原副边寄生电容Cr1产生谐振，第二电感L2与第二变压器的原副边寄生电容Cr2产生谐振，各变压器的原副边寄生电容很小，谐振频率很高，那么因此产生的共模电流为高频振荡电流，该共模电流可经过上述目标电容Cr0。也就是说，上述目标寄生电容Cr0可为共模电流提供一个流通通路，使得共模电流能从变压器的副边流回原边，构成一个回路。本申请中，由于共模电感的第一绕组和第二绕组分别串联在第一谐振支路和第二谐振支路中，可提供共模阻抗，使得因谐振电感与变压器的原副边寄生电容谐振而产生的共模电流减小，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，降低共模噪声，解决EMC问题。
在一些可行的实施方式中，上述LLC变换器中的共模电感的感值可基于第一阈值确定。该第一阈值用于表示在使用共模电感后流过LLC变换器中的第一电感和第二电感的共模电流的最大值，表征该LLC变换器需要满足的EMC需求。这里，第一阈值可基于实际需求或经验值进行设置。可理解的，当流过第一电感和第二电感的共模电流小于该第一阈值时，该LLC变换器的EMC效果满足预设需求。
具体的，该共模电感可用于当连接第一变压器的第四开关或第三开关导通，以及连接第一谐振支路的输入端的第一开关或第二开关导通时，使得流过第一电感的共模电流小于第一阈值。该共模电感还可用于当连接第二变压器的第四开关或第三开关导通，以及连接第二谐振支路的输入端的第一开关或第二开关导通时，使得流过第二电感的共模电流小于第一阈值。也就是说，当逆变电路中的某一相中的一个开关导通，整流电路中同一相的一个开关导通，使得共模电流能从逆变电路经过同一相的谐振支路，并流至整流电路，再经过参考地流回至逆变电路，构成一个回路，那么共模电感可对该回路中的共模电流进行抑制，使得共模噪声减小。如图8所示，逆变电路31中的同一相的第一开关与第二开关交替导通，各相之间的相位差为120度，任一瞬间有三个开关导通。例如，某一瞬间，可以是K1a、K1b和K2c导通，或者是K1a、K2b和K1c导通。类似的，当整流电路33中的三个第三开关和三个第四开关均为MOS管时，逆变电路31中的同一相的第一开关与第二开关交替导通，各相之间的相位差为120度，任一瞬间有三个开关导通。根据上述分析可知，在某一时刻，若K1a、K2b和K1c导通，以及K4a、K3b和K4c导通，那么共模电流经过第一电感L1的流通回路可以是：第一电感L1→共模电感的第一绕组Z11→第一电容C1→第一变压器的原副边寄生电容Cr1→第四开关K4a→目标寄生电容Cr0→第四电容C4→第一开关K1a。共模电流经过第二电感L2的流通回路可以是：第二电感L2→共模电感的第二绕组Z12→第二电容C2→第二变压器的原副边寄生电容Cr2→第三开关K3b→第五电容C5→目标寄生电容Cr0→第二开关K2b。本申请中，通过设置共模电感的感值为合适的值，可使得流过第一电感和第二电感的共模电流的值小于第一阈值，从而可使得该LLC变换器的共模噪声减小，EMC效果能够满足预设要求。
可选的，上述共模电流可以从第一变压器(或第二变压器)的原边流至副边后，通过第二参考地和LLC变换器连接的前级电路(例如图2中的PFC电路)连接的参考地经过该前级电路，再从该前级电路流回第一变压器(或第二变压器)的原边。此时，该共模电流可以不经过上述目标寄生电容。这样，共模电流的流通路径也可以形成回路，可以保证共模电感能对共模电流进行抑制。
在一些可行的实施方式中，如图9所示，除了变压器的原副边寄生电容(Cr1和Cr2)和目标寄生电容(Cr0)之外，上述LLC变换器中的第一谐振支路中的第一节点与第一参考地之间、第二谐振支路中的第二节点与第一参考地之间还均存在印刷电路板PCB寄生电容(如图9中的Cp1和Cp2)。其中，该第一节点位于第一电感与第一变压器的原边绕组的第一端之间，第二节点位于第二电感与第二变压器的原边绕组的第一端之间。这里，各相中变压器的原边绕组的第一端与第二端相比，第一端与同一相中的谐振电感距离更近。在该实施方式中，第一绕组串联于第一谐振支路的输入端与第一节点之间，第二绕组串联于第二谐振支路的输入端与第二节点之间。也就是说，共模电感的第一绕组可处于第一电感与第一节点之间(如图9所示)，或者，第一绕组处于第一电感和第一节点之前。第二绕组的位置与第一绕组类似。第一电感可以与第一变压器的原副边寄生电容Cr1、第一谐振支路对应的PCB寄生电容Cp1一起产生谐振，第二电感可以与第二变压器的原副边寄生电容Cr2、第二谐振支路对应的PCB寄生电容Cp2一起产生谐振，从而导致该LLC变换器中产生共模电流。此时，共模电感设置在上述描述的位置，第一绕组、第二绕组分别位于第一节点、第二节点之前，可对流过变压器的原副边寄生电容的共模电流产生抑制，可也对流过PCB寄生电容的共模电流产生抑制，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，使得共模噪声降低，解决EMC问题，提高LLC变换器的转换效率。
参见图10，图10是本申请提供的LLC变换器的又一结构示意图。如图10所示，与图6所示的LLC变换器相比，图10所示的LLC变换器中的共模电感Z还可以包括第三绕组Z13，那么，上述第三谐振支路可以包括串联的第三电感L3、第三电容C1、第三变压器T3和共模电感Z中的第三绕组Z13。如图11所示，图11中的共模电感Z包括三个绕组：即第一绕组Z11、第二绕组Z12和第三绕组Z13。第三绕组Z13和第一绕组Z11、第二绕组Z12的匝数均相同，且这三个绕组绕在同一个磁芯(如图11中的磁芯Z10)上，该三个绕组中任两个绕组的绕线方向可以相同，也可以不同。此时该共模电感可以是三相共模电感，该三相共模电感的三个绕组分别串联在第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路中。以图11所示结构的共模电感Z串联在图10所示的电路中为例，第一绕组Z11的A1端、第二绕组Z12的A2端、第三绕组Z13的A3端为同名端，共模电感Z的三个绕组分别串联在三个谐振支路中，那么，第一绕组Z11的A1端可连接第一电感L1，第一绕组Z11的B1端可连接第一电容C1，第二绕组Z12的A2端可连接第二电感L2，第二绕组Z12的B2端可连接第二电容C2，第三绕组Z13的A3端可连接第三电感L3，第三绕组Z13的B3端可连接第三电容C3。本申请中，当LLC变换器中存在共模电流时，该共模电流分别流经第一电感、第二电感和第三电感，上述三相共模电感可以提供共模阻抗，使得流经各谐振电感的共模电流均减小，从而使得该LLC变换器中的共模电流减小，优化EMC效果。可理解的，上述LLC变换器中存在的共模电流，可能是由于该LLC变换器各相中的谐振电感与寄生电容产生谐振而出现的，也可能是该LLC变换器连接的前级电路中产生并输出至该LLC变换器的，等等，本申请对共模电流的产生原理不作限制。
在一些可行的实施方式中，如图12所示，与第一变压器T1、第二变压器T2类似，第三变压器T3的原边绕组与副边绕组之间也存在原副边寄生电容(如图12中的Cr3)。也即LLC变换器中的三个变压器均存在原副边寄生电容。此时，上述共模电流可以是因为LLC变换器各相中的谐振电感和变压器的原副边寄生电容发生谐振而产生的，该共模电流可流过各相中的谐振电感，由于目标寄生电容Cr0可为共模电流提供一个流通通路，使得共模电流能从变压器的副边流回原边。因此，共模电流产生后先从变压器的原边流至副边，又通过目标寄生电容Cr0从副边流回原边，构成一个回路。在LLC变换器各相中均存在共模电流，由于共模电感的第一绕组、第二绕组和第三绕组分别串联在第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路中，可以提供共模阻抗，使得因该LLC变换器中各相的谐振电感与变压器的原副边寄生电容谐振而产生的共模电流减小，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，优化EMC效果。
在一些可行的实施方式中，如图13所示，除了变压器的原副边寄生电容(Cr1、Cr2和Cr3)和目标寄生电容(Cr0)之外，与第一谐振支路、第二谐振支路类似，该LLC变换器的第三谐振支路中的第三节点与第一参考地之间也存在印刷电路板PCB寄生电容(如图13中的Cp3)。其中，该第三节点位于第三电感与第三变压器的原边绕组的第一端之间，相应的，共模电感的第三绕组串联于第三谐振支路的输入端与第三节点之间。可理解的，第一电感可以与第一变压器的原副边寄生电容Cr1、第一谐振支路对应的PCB寄生电容Cp1一起产生谐振，第二电感可以与第二变压器的原副边寄生电容Cr2、第二谐振支路对应的PCB寄生电容Cp2一起产生谐振，第三电感可以与第三变压器的原副边寄生电容Cr3、第三谐振支路对应的PCB寄生电容Cp3一起产生谐振，从而导致该LLC变换器中产生共模电流。此时，共模电感设置在上述描述的位置，第一绕组、第二绕组、第三绕组分别位于第一节点、第二节点、第三节点之前，可对流过变压器的原副边寄生电容的共模电流产生抑制，可也对流过PCB寄生电容的共模电流产生抑制，从而使得LLC变换器中的共模电流减小，使得共模噪声降低，解决EMC问题，提高LLC变换器的转换效率。
在一些可行的实施方式中，上述LLC变换器中的共模电感可以是单独的分立器件，也可以集成于变压器或者谐振电感中，本申请对此不作限制。当该共模电感与变压器或谐振电感集成一体时，可以减少器件的体积，节省该器件占据的PCB空间，有利于提高LLC变换器的小型化程度。
本申请对结构如图10所示的LLC变换器进行仿真，通过仿真测试可知，将三相共模电感的感量设置为不同的值，对共模电流的抑制效果不同。下面以三相共模电感的感量为零和感量不为零(为一个合适的值)进行示例。其中，图14是三相共模电感感量为零时的三相LLC变换器的谐振电流波形示意图，该谐振电流是因为谐振电路中各相的谐振电感、谐振电容和变压器的励磁电感发生LLC谐振产生的。由图14可看出，该谐振电流上叠加了高频电流震荡，该高频电流振荡是由于各相中的谐振电感和变压器原副边寄生电容谐振产生的，该高频电流振荡即为上述共模电流。由于该谐振电流上叠加了共模电流，图14所示的谐振电流波形很不平滑，说明三相共模电感感量为零(即未增加三相共模电感)时LLC变换器中存在共模噪声。图15是三相共模电感感量为零时的三相LLC变换器的共模电流波形示意图，由图15可知，三相共模电感感量为零(即未增加三相共模电感)时，LLC变换器中的共模电流的峰峰值为6A，此时共模电流较大，此共模电流的存在可使得LLC变换器的谐振电路产生额外的磁损和铜损，从而使得变换器效率变低，产生EMC问题。
将三相共模电感感量增大到几十纳亨，此时共模电感感量不为零，得到的三相LLC变换器的谐振电流波形图如图16所示，由图16可知，此时谐振电流上的高频电流震荡基本消失，谐振电流波形很平滑，说明三相共模电感感量不为零(即增加了三相共模电感)时LLC变换器中共模电流很小。此时，共模电流波形图如图17所示，由图17可知，三相共模电感感量不为零(即增加了三相共模电感)时LLC变换器中的共模电流峰峰值从原来的6A降到了1.5A，共模电流大大降低了，可满足LLC变换器的EMC需求。因此，在LLC变换器中设置感量合适的共模电感，可有效地抑制共模电流，使得LLC变换器的共模噪声减小，从而解决EMC问题。另外，本申请无需通过采用调整PCB布局以及磁器件绕制方法以降低寄生电容的方式来实现降低共模电流，因此实施本申请不会增加PCB布局的复杂度，也不会导致变压器漏感增加，可降低工艺复杂度，从源头上实现对共模电流的抑制，优化了EMC效果，提高了LLC变换器的转换效率。另外，该LLC变换器只需增加共模电感即可，需要增加的器件少，方法简单，易于实现。且需要增加的共模电感的感量不大，使用单匝或多匝的共模电感即可满足要求，共模电感的体积小。
在申请中，通过在LLC变换器中增加共模电感，该共模电感的两个绕组分别串联在LLC变换器的第一谐振支路和第二谐振支路中，该共模电感可以提供共模阻抗，使得流过此两个谐振支路中的谐振电感的共模电流减小，从而使得该LLC变换器的共模噪声减小，解决EMC问题。通过增加共模电感即可实现对EMC效果的优化，相比改变PCB布局或调整磁器件绕制方法的方式，本申请需要增加的器件少，方法简单，易于实现，不会导致结构和工艺的复杂度增加，可从源头上实现对共模电流的抑制。
本申请还提供一种电源模块，该电源模块包括功率因数校正PFC电路和如图3、图5-图10、图12与图13中任一图示结构的LLC变换器。图18为本申请提供的电源模块的一结构示意图。如图18所示，该PFC电路的输出端与该LLC变换器的输入端连接，该PFC电路的输入端用于连接交流电源，该LLC变换器的输出端用于连接用电设备。在该电源模块中，PFC电路用于对交流电源输入的交流电进行功率因数校正，并输入直流电至LLC变换器。由于该电源模块中的LLC变换器中增加了共模电感，可使得该LLC变换器的共模噪声降低，转换效率提高，从而可使得该电源模块的工作效率提高。
本申请还提供一种充电装置，该充电装置可包括功率因数校正PFC电路、直流母线和如图3、图5-图10、图12与图13中任一图示结构的LLC变换器。图19为本申请提供的充电装置的一结构示意图。如图19所示，该PFC电路的输出端连接直流母线，直流母线与该LLC变换器的输入端连接，该PFC电路的输入端用于连接交流电源，该LLC变换器的输出端用于连接用电设备。在该充电装置中，PFC电路用于对交流电源输出的交流电进行功率因数校正，并输出直流电至直流母线，直流母线可用于为LLC变换器提供直流电压输入，LLC变换器可对该直流电压进行DC-DC变换，输出直流电为用电设备充电。这里，该充电装置可以为充电桩等，该用电设备可以为电动汽车、电动车等，本申请不作限制。由于该充电装置中的LLC变换器中增加了共模电感，可使得该LLC变换器的共模噪声降低，转换效率提高，从而可使得该充电装置的工作效率提高。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (11)

1.一种LLC变换器，其特征在于，所述LLC变换器包括逆变电路、谐振电路、整流电路和共模电感，所述逆变电路通过所述谐振电路连接所述整流电路；所述谐振电路包括第一谐振支路、第二谐振支路和第三谐振支路；其中，所述第一谐振支路包括串联的第一电感、第一电容、第一变压器和所述共模电感中的第一绕组，所述第二谐振支路包括串联的第二电感、第二电容、第二变压器和所述共模电感中的第二绕组，其中，所述第一绕组和所述第二绕组均绕制在所述共模电感的磁芯上。
2.根据权利要求1所述的LLC变换器，其特征在于，所述第一变压器的原边绕组与副边绕组之间、所述第二变压器的原边绕组与副边绕组之间均存在原副边寄生电容，第一参考地与第二参考地之间存在目标寄生电容，所述逆变电路的输入负端连接所述第一参考地，所述整流电路的输出负端连接所述第二参考地。
3.根据权利要求2所述的LLC变换器，其特征在于，所述第一谐振支路中的第一节点与所述第一参考地之间、所述第二谐振支路中的第二节点与所述第一参考地之间均存在印刷电路板PCB寄生电容；其中，所述第一节点位于所述第一电感与所述第一变压器的原边绕组的第一端之间，所述第二节点位于所述第二电感与所述第二变压器的原边绕组的第一端之间；
所述第一绕组串联于所述第一谐振支路的输入端与所述第一节点之间；
所述第二绕组串联于所述第二谐振支路的输入端与所述第二节点之间。
4.根据权利要求2或3所述的LLC变换器，其特征在于，所述第三谐振支路包括串联的第三电感、第三电容、第三变压器和所述共模电感中的第三绕组。
5.根据权利要求4所述的LLC变换器，其特征在于，所述第三变压器的原边绕组与副边绕组之间存在所述原副边寄生电容。
6.根据权利要求1-5任一项所述的LLC变换器，其特征在于，所述逆变电路包括第四电容、三个第一开关和三个第二开关，所述三个第一开关分别和所述三个第二开关串联，所述三个第一开关的第一端均连接所述第四电容的第一端，所述三个第二开关的第二端均连接所述第四电容的第二端，所述三个第二开关的第二端连接所述逆变电路的输入负端，所述三个第一开关与所述三个第二开关的串联连接点分别连接所述第一谐振支路的输入端、所述第二谐振支路的输入端和所述第三谐振支路的输入端。
7.根据权利要求6所述的LLC变换器，其特征在于，所述整流电路包括第五电容、三个第三开关和三个第四开关，所述三个第三开关分别和所述三个第四开关串联，所述三个第三开关的第一端均连接所述整流电路的输出正端和所述第五电容的第一端，所述三个第四开关的第二端均连接所述整流电路的输出负端和所述第五电容的第二端，所述三个第三开关与所述三个第四开关的串联连接点分别连接所述第一变压器的副边绕组、所述第二变压器的副边绕组和所述第三谐振支路中的第三变压器的副边绕组。
8.根据权利要求7所述的LLC变换器，其特征在于，所述共模电感的感值基于第一阈值确定；
所述共模电感用于当连接所述第一变压器的第四开关或第三开关导通，以及连接所述第一谐振支路的输入端的第一开关或第二开关导通时，使得流过所述第一电感的共模电流小于所述第一阈值；
所述共模电感还用于当连接所述第二变压器的第四开关或第三开关导通，以及连接所述第二谐振支路的输入端的第一开关或第二开关导通时，使得流过所述第二电感的共模电流小于所述第一阈值。
9.根据权利要求1-8任一项所述的LLC变换器，其特征在于，所述第一变压器、所述第二变压器和所述第三谐振支路中的第三变压器的原边绕组呈星型连接或三角形连接；
所述第一变压器、所述第二变压器和所述第三变压器的副边绕组呈星型连接或三角形连接。
10.一种电源模块，其特征在于，包括功率因数校正PFC电路和如权利要求1-9任一项所述的LLC变换器，所述PFC电路的输出端连接所述LLC变换器的输入端，所述LLC变换器的输出端用于连接直流负载；
所述PFC电路用于为所述LLC变换器提供直流电压输入。
11.一种充电装置，其特征在于，包括功率因数校正PFC电路、直流母线和如权利要求1-9任一项所述的LLC变换器，所述PFC电路的输出端通过所述直流母线连接所述LLC变换器的输入端，所述PFC电路的输入端用于连接交流电源，所述LLC变换器的输出端用于连接直流负载；
所述PFC电路用于对所述交流电源输出的交流电进行功率因数校正，并输出直流电至所述直流母线；
所述直流母线用于为所述LLC变换器提供直流电压输入。
CN202311048957.9A 2023-08-17 2023-08-17 Llc变换器、电源模块和充电装置 Pending CN117097148A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311048957.9A CN117097148A (zh) 2023-08-17 2023-08-17 Llc变换器、电源模块和充电装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202311048957.9A CN117097148A (zh) 2023-08-17 2023-08-17 Llc变换器、电源模块和充电装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN117097148A true CN117097148A (zh) 2023-11-21

Family

ID=88780969

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202311048957.9A Pending CN117097148A (zh) 2023-08-17 2023-08-17 Llc变换器、电源模块和充电装置

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN117097148A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Kasper et al. Design of a highly efficient (97.7%) and very compact (2.2 kW/dm $^ 3$) isolated AC–DC telecom power supply module based on the multicell ISOP converter approach
US9853460B2 (en) Power conversion circuit, power transmission system, and power conversion system
Loh et al. Magnetically coupled impedance-source inverters
US9906169B1 (en) DC-AC conversion circuit having a first double ended DC pulse stage and a second AC stage
US20180269795A1 (en) Bidirectional resonant conversion circuit and converter
CN109039121B (zh) 一种高频隔离型交直流变换电路及其控制方法
CN106849714B (zh) 功率转换装置
Nasr et al. SiC based on-board EV power-hub with high-efficiency DC transfer mode through AC port for vehicle-to-vehicle charging
CN106575927B (zh) 功率转换装置
KR20140047981A (ko) Dc-dc컨버터
WO2017096355A1 (en) Power converter circuitry for photovoltaic devices
CN117394694A (zh) Llc变换器、电源模块和逆变器
Gonçalves et al. A novel circuit topology for underwater wireless power transfer
US11990830B2 (en) Power conversion system and virtual DC voltage generator circuit
JP2016158316A (ja) 電源装置
US11315723B2 (en) Power module and power circuit
CN109039079B (zh) 直流转直流的转换器电路及其电路板布局结构
Rizet et al. A simplified resonant pole for three-level soft-switching PFC rectifier used in UPS
CN117097148A (zh) Llc变换器、电源模块和充电装置
JP2013034279A (ja) マルチフェーズコンバータ回路
CN110557026A (zh) 高压直流变换电路及车载充电机
Li et al. A High Efficiency and High Power Density Asymmetrical Half-bridge Flyback Converter for Data Centers
US11973429B2 (en) Resonant tank circuit and method for configuring resonant tank circuit
Gomez et al. Three phase dual active bridges with integrated series inductance using 10-kV SiC MOSFETs for medium-voltage grid applications
US20240186908A1 (en) Power supply apparatus, three-phase transformer circuit, and charging pile

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination