CN117081633A - 基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构及方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构及方法，涉及高频无线宽带通信领域，拟解决现有技术无法通过减少真时延和相移器的使用在降低系统功耗的同时保证了高频谱效率；本发明包括太赫兹波束成形结构以及求解结构参数的太赫兹波束成形方法，所述太赫兹波束成形结构包括分为子阵的天线以及与子阵连接的射频链路，其中将射频链路和子阵进行分组，在分组内部，射频链路和各子阵通过真时延和相移器进行全连接；本发明使用动态分组子阵结构减少了高耗能的真时延单元的使用，降低了系统功耗，保持了高频谱效率，同时引入动态开关，可以实现实时的功耗调整，满足不同的通信场景需求。
Description
技术领域
本发明涉及高频无线宽带通信领域，具体涉及基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构及方法。
背景技术
太赫兹频段具有的超大带宽使其可以满足日益增长的数据传输速率的需求，太赫兹波束成形技术更是第六代移动通信的关键技术之一。而在太赫兹频段进行波束成形时，由于其大带宽和超大规模MIMO相结合，会产生严重的波束斜视现象。波束斜视会导致无线通信系统的频谱效率剧烈衰减。
当前用于解决波束斜视的方法，是在模拟射频域使用真时延(true time delay,TTD)去代替相移器。真时延是一种高耗能的模拟元件，如果大规模使用真时延去替代相移器，会大大提高系统的功耗，而高功耗正是当前的无线通信系统的一个关键限制。为了减少真时延的使用，一种方法是使用真时延和相移器协同完成波束成形，另一种方法是使用固定真时延(fixed true time delay,FTTD)来代替相移器从而缓解波束斜视效应。
使用真时延和相移器协同的方法将天线阵列划分为多个子阵，每一个射频链路都通过真时延和相移器连接所有的子阵。射频链路中的模拟信号先通过功率分配器，将信号分为多路。取其中一路信号为例，该信号首先经过一个真时延单元，然后再通过功率分配器将信号再次分为多路以对应子阵中的天线数目，分路后的信号经过相移器最后通过天线发射出去。这样的结构和方法可以减少真时延单元的使用，同时保持较高的频谱效率。但是其减少真时延数目的效果有限，依然会产生极大的系统功耗。
另一种使用固定真时延来替代相移器的方法将每个射频链路连接多个固定真时延，然后在固定真时延和天线之间部署一个动态开关矩阵，以完成特定场景下的波束成形任务。固定真时延的功耗远小于真时延，因此该系统可以取得高能量效率。但是由于固定真时延只能将波束对准特定的角度，当波束角度改变时，该系统的频谱效率就会急剧下降。
发明内容
为了解决上述现有技术中存在的问题，本发明拟提供了基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构及方法，拟解决现有技术无法通过减少真时延和相移器的使用在降低系统功耗的同时保证了高频谱效率。
基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构，包括分为子阵的天线以及与子阵连接的射频链路，其中将射频链路和子阵进行分组，在分组内部，射频链路和各子阵通过真时延和相移器进行全连接；
基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，包括以下步骤：
S1：依据太赫兹波束成形结构进行优化问题建模，其中包括相移器矩阵、开关矩阵和真时延矩阵；
S2：根据信道状态信息和阵列增益最大化原理结合相移器矩阵和真时延矩阵，计算真时延和相位；
S3：根据阵列增益和开关的位置无关，而与开关闭合的数目成正比的原理结合开关矩阵确定开关参数；
S4：根据计算出的真时延、相位、开关参数计算最后的模拟域预编码矩阵和数字域自编码矩阵。
优选的，所述S1中依据太赫兹波束成形结构进行优化问题建模包括：设发送端天线数目为Nt，接收端天线数目为Nr，天线之间的间距为d，射频链路的数量为NRF，载波数量为M，系统带宽为B，中心频点为fc；假设存在收发端存在L条路径，发送角和到达角分别为θt，l和θr，l，定义等效发送角和到达角为和/>考虑到波束斜视效应，发射端的阵列相应向量可以表示为：
其中，
发射端和接收端之间的信道矩阵可以表示为：
其中，
反映了太赫兹信道的特点，包括自由空间损坏，反射损耗和分子吸收损耗等；kabs(fm)和D分别是中位吸收系数和传输距离；接收端收到的信号可以建模为：
y[m]＝H[m]FRF[m]FBB[m]s[m]+n[m]， (4)
其中是等效模拟域预编码矩阵，为相移器矩阵FPS，真时延矩阵FTTD[m]和开关矩阵FSW的哈达玛乘积；s[m]是传输信号，n[m]是噪声。
优选的，所述相移器矩阵、开关矩阵和真时延矩阵的表示方法如下：
根据所提出的结构，可知相移器矩阵是一个块对角矩阵，可以表示为：
其中是Unt×Lt维，nt是子阵天线数量，U是射频链路连接的真时延数量，Lt是组内射频链路的数量；对角线上的块矩阵又可以进一步表达为：
其中，是1×nt维向量；
同理可得，开关矩阵和真时延矩阵可以分别表示为
和
进一步有
和
其中，和/>τk，u，v是对应真时延单元的数值。
优选的，将系统频谱效率设置为：
其中，为噪声功率；
根据前述计算最终将优化问题建模为：
其中，PC为系统功耗，Pth为特定通信场景下的功耗上限，Pb为发射功率。
优选的，所述S2包括：
将发送端的导向向量表示为：
假设相移器导向某一特定方向然后再引入一个辅助相移向量从而达到更好的性能，此时的相移器向量可以表达为
为了描述简单，将发射端的阵列相应向量即公式(1)写成子阵的形式
其中，NSA为子阵的数目；
系统阵列增益可以表达为，
将(13)和(15)带入(17)，
根据狄利克雷函数的性质，上式的一个最优解可以表示为
其中τ为真时延，和φl为相移器参数；由此获取真时延矩阵和相移器矩阵。
优选的，所述S3包括：通过如下方式确定开关矩阵：
a)从不同的射频链路中随机选择NRF个开关；
b)分别断开这些开关并计算频谱效率；
c)选择对频谱效率影响最小的开关断开；
d)循环执行a-c，直到满足功率约束；
通过步骤a-d，挑选出了对频谱效率影响最小的开关作为开关参数。
优选的，所述S4包括：根据计算出的真时延、相位、开关参数，根据公式(5)(7)(10)和得到最后的模拟域预编码矩阵和数字域自编码矩阵。
本发明的有益效果包括：
本发明提出了基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构；此结构极大程度上减少了真时延和相移器的使用，降低系统功耗的同时保证了高频谱效率；此外，为了进一步降低功耗，满足不同通信场景对于不同功耗水平的需求，引入动态开关矩阵实现实时的功耗调整，满足不同的通信场景需求。
同时，本发明设计了基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法来计算所提出结构的各种参数，包括数字域预编码矩阵、开关矩阵、相移器矩阵和真时延矩阵参数，求解参数的计算复杂度低；该算法根据所提出的结构的特点，在满足功耗限制的约束下，将系统频谱效率最大化，同时保持了高能量效率。
附图说明
图1为本发明实施例1涉及的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构图。
图2为实施例1涉及的本发明与别的方法的频谱效率对比图。
图3为实施例1涉及的本发明与别的方法的能量效率对比图。
图4为实施例1涉及的本发明频谱效率和能量效率综合比较图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。因此，以下对在附图中提供的本申请的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本申请的范围，而是仅仅表示本申请的选定实施例。基于本申请的实施例，本领域技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
实施例1
下面结合附图1-4对本发明的具体实施例做详细的说明；
基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构，如图1所示，包括分为子阵的天线以及与子阵连接的射频链路，其中将射频链路和子阵进行分组，在分组内部，射频链路和各子阵通过真时延和相移器进行全连接；此结构极大程度上减少了真时延和相移器的使用，降低系统功耗的同时保证了高频谱效率。此外，为了进一步降低功耗，满足不同通信场景对于不同功耗水平的需求，在射频链路和子阵之间引入动态开关网络。通过设定不同的系统功耗阈值，从而确定对应的闭合开关的数目，实现不同场景下的定制需求。
基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，包括以下步骤：
S1：依据太赫兹波束成形结构进行优化问题建模，其中包括相移器矩阵、开关矩阵和真时延矩阵，具体的：
所述S1中依据太赫兹波束成形结构进行优化问题建模包括：设发送端天线数目为Nt，接收端天线数目为Nr，天线之间的间距为d，射频链路的数量为NRF，载波数量为M，系统带宽为B，中心频点为fc；假设存在收发端存在L条路径，发送角和到达角分别为θt，l和θr，l，定义等效发送角和到达角为和/>考虑到波束斜视效应，发射端的阵列相应向量可以表示为：
其中，
发射端和接收端之间的信道矩阵可以表示为：
其中，
反映了太赫兹信道的特点，包括自由空间损坏，反射损耗和分子吸收损耗等；kabs(fm)和D分别是中位吸收系数和传输距离；接收端收到的信号可以建模为：
y[m]＝H[m]FRF[m]FBB[m]s[m]+n[m]， (4)
其中是等效模拟域预编码矩阵，为相移器矩阵FPS，真时延矩阵FTTD[m]和开关矩阵FSW的哈达玛乘积；s[m]是传输信号，n[m]是噪声。
所述相移器矩阵、开关矩阵和真时延矩阵的表示方法如下：
根据所提出的结构，可知相移器矩阵是一个块对角矩阵，可以表示为：
其中是Unt×Lt维，nt是子阵天线数量，U是射频链路连接的真时延数量，Lt是组内射频链路的数量；对角线上的块矩阵又可以进一步表达为：
其中，是1×nt维向量；
同理可得，开关矩阵和真时延矩阵可以分别表示为
和
进一步有
和
其中，和/>τk，u，v是对应真时延单元的数值。
将系统频谱效率设置为：
其中，为噪声功率；
根据前述计算最终将优化问题建模为：
其中，PC为系统功耗，Pth为特定通信场景下的功耗上限，Pb为发射功率；求解的目的是在满足特定功率约束的条件下，使得系统的频谱效率最大；为了求解非凸优化问题(12)，将其分为两个子问题，设计以下两个步骤来解决子问题。
S2：根据信道状态信息和阵列增益最大化原理结合相移器矩阵和真时延矩阵，计算真时延和相位，具体的：
将发送端的导向向量表示为：
假设相移器导向某一特定方向然后再引入一个辅助相移向量从而达到更好的性能，此时的相移器向量可以表达为
为了描述简单，将发射端的阵列相应向量即公式(1)写成子阵的形式
其中，NSA为子阵的数目；
系统阵列增益可以表达为，
将(13)和(15)带入(17)，
根据狄利克雷函数的性质，上式的一个最优解可以表示为
其中τ为真时延，和φl为相移器参数；由此获取真时延矩阵和相移器矩阵。
S3：根据阵列增益和开关的位置无关，而与开关闭合的数目成正比的原理结合开关矩阵确定开关参数，具体的：通过如下方式确定开关矩阵：
a)从不同的射频链路中随机选择NRF个开关；
b)分别断开这些开关并计算频谱效率；
c)选择对频谱效率影响最小的开关断开；
d)循环执行a-c，直到满足功率约束；
通过步骤a-d，我们挑选出了对频谱效率影响最小的那些开关；断开这些开关，可以进一步降低功耗，提高能量效率；由于这些开关对频谱效率的影响很小，断开他们性能下降有限。
S4：根据计算出的真时延、相位、开关参数，根据公式(5)(7)(10)和得到最后的模拟域预编码矩阵和数字域自编码矩阵。
为了验证所提出方法的有效性，本实施例将与多种方法对比；Optimal-FullDigital代表性能上界，TDD-aided和DPP为之前提到的真时延和相移协同的方法，DS-FTTD为固定真时延方法，FC-WBF为宽度波束成形方法，FC-OMP为正交匹配追踪法波束成形；Proposed1和Proposed 2是本发明提出的结构和方法；区别在于Proposed 1使用了步骤3中的开关选择算法，而Proposed 2默认开关全部闭合；两者对比可以提现步骤三对于提高能量效率的有效性；具体的，如图2-4所示，其中：
图2为本发明与别的方法的频谱效率对比图；图中横坐标为接受信噪比SNR，纵坐标为频谱效率，提出的结构的频谱效率曲线Proposed 1和Proposed 2对比其他的方法有较好的效果。
图3为本发明与别的方法的能量效率对比图；横坐标同样为发射天线数目，纵坐标为能量效率；可以看出，本发明的曲线Proposed 1达到了最好的能量效率；这也验证了步骤3的有效性。
图4为本发明频谱效率和能量效率综合比较图；横坐标为频谱效率，纵坐标为能量效率；从图中可以看出，本发明所提出的方法居于图中的右上角，表明本发明可以兼顾能量效率和频谱效率，从而获得更好的性能表现。
实施例2
本实施例与实施例1的区别在于，基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法中未包括步骤3开关选择部分。
以上所述实施例仅表达了本申请的具体实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本申请保护范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请技术方案构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。
Claims (8)
1.基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构，其特征在于，包括分为子阵的天线以及与子阵连接的射频链路，其中将射频链路和子阵进行分组，在分组内部，射频链路和各子阵通过真时延和相移器进行全连接。
2.基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，基于权利要求1所述的太赫兹波束成形结构，包括以下步骤：
S1：依据太赫兹波束成形结构进行优化问题建模，其中包括相移器矩阵、开关矩阵和真时延矩阵；
S2：根据信道状态信息和阵列增益最大化原理结合相移器矩阵和真时延矩阵，计算真时延和相位；
S3：根据阵列增益和开关的位置无关，而与开关闭合的数目成正比的原理结合开关矩阵确定开关参数；
S4：根据计算出的真时延、相位、开关参数计算最后的模拟域预编码矩阵和数字域自编码矩阵。
3.根据权利要求2所述的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，所述S1中依据太赫兹波束成形结构进行优化问题建模包括：设发送端天线数目为Nt，接收端天线数目为Nr，天线之间的间距为d，射频链路的数量为NRF，载波数量为M，系统带宽为B，中心频点为fc；假设存在收发端存在L条路径，发送角和到达角分别为θt，l和θr，l，定义等效发送角和到达角为和/>考虑到波束斜视效应，发射端的阵列相应向量可以表示为：
其中，
发射端和接收端之间的信道矩阵可以表示为：
其中，
反映了太赫兹信道的特点，包括自由空间损坏，反射损耗和分子吸收损耗等；kabs(fm)和D分别是中位吸收系数和传输距离；接收端收到的信号可以建模为：
y[m]＝H[m]FRF[m]FBB[m]s[m]+b[n]， (4)
其中是等效模拟域预编码矩阵，为相移器矩阵FPS，真时延矩阵FTTD[m]和开关矩阵FSW的哈达玛乘积；s[m]是传输信号，n[m]是噪声。
4.根据权利要求3所述的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，所述相移器矩阵、开关矩阵和真时延矩阵的表示方法如下：
根据所提出的结构，可知相移器矩阵是一个块对角矩阵，可以表示为：
其中是Unt×Lt维，nt是子阵天线数量，U是射频链路连接的真时延数量，Lt是组内射频链路的数量；对角线上的块矩阵又可以进一步表达为：
其中，是1×nt维向量；
同理可得，开关矩阵和真时延矩阵可以分别表示为
和
进一步有
和
其中，和/>τk，u，v是对应真时延单元的数值。
5.根据权利要求4所述的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，将系统频谱效率设置为：
其中，为噪声功率；
根据前述计算所得内容最终将优化问题建模为：
其中，PC为系统功耗，Pth为特定通信场景下的功耗上限，Pb为发射功率。
6.根据权利要求5所述的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，所述S2包括：
将发送端的导向向量表示为：
假设相移器导向某一特定方向然后再引入一个辅助相移向量/>从而达到更好的性能，此时的相移器向量可以表达为
为了描述简单，将发射端的阵列相应向量即公式(1)写成子阵的形式
其中，NSA为子阵的数目；
系统阵列增益可以表达为，
将(13)和(15)带入(17)，
根据狄利克雷函数的性质，上式的一个最优解可以表示为
其中τ为真时延，和φl为相移器参数；由此获取真时延矩阵和相移器矩阵。
7.根据权利要求6所述的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，所述S3包括：通过如下方式确定开关矩阵：
a)从不同的射频链路中随机选择NRF个开关；
b)分别断开这些开关并计算频谱效率；
c)选择对频谱效率影响最小的开关断开；
d)循环执行a-c，直到满足功率约束；
通过步骤a-d，挑选出对频谱效率影响最小的开关作为开关参数。
8.根据权利要求7所述的基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形方法，其特征在于，所述S4包括：根据计算出的真时延、相位、开关参数，根据公式(5)(7)(10)和得到最后的模拟域预编码矩阵和数字域自编码矩阵。
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| CN202311044911.XA CN117081633A (zh) | 2023-08-18 | 2023-08-18 | 基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构及方法 |
Publications (1)
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|---|---|
| CN117081633A true CN117081633A (zh) | 2023-11-17 |
Family
ID=88705564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202311044911.XA Pending CN117081633A (zh) | 2023-08-18 | 2023-08-18 | 基于动态分组子阵和真时延的太赫兹波束成形结构及方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| CN (1) | CN117081633A (zh) |
-
2023
- 2023-08-18 CN CN202311044911.XA patent/CN117081633A/zh active Pending
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