CN117040483A - 一种法罗滤波器系数优化方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种法罗滤波器系数优化方法，属于无线通信技术领域，包括以下步骤：通过共享同一个法罗滤波器的M+1个子滤波器组，配合K个乘加模块以及K个移位寄存器模块，同时并行地产生K路延迟序列x(n‑bk),n＝‑∞,…,‑1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中M和K都是正整数。通过上述方式，本发明解决了法罗滤波器由于阶数有限而导致的波形失真的问题，通过将自干扰(SI)的功率谱密度函数考虑进法罗滤波器的系数矩阵A的求解中，给出了针对特定SI信号的最佳系数矩阵的求解方法；相对于传统的最小均方差或者加权最小二乘等算法，能够使得消干扰信号SC相对于自干扰信号的波形失真更少，从而能够进一步提高SI消除能力的dB数，增强CCFD系统的频谱效率。
Description
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，具体涉及一种法罗滤波器系数优化方法。
背景技术
同频同时全双工(CCFD，Co-frequency Co-time Full Duplex)通信系统能够让信号的频谱利用效率提高一倍，具有广泛的应用前景。其重要的技术难点在于如何将接收机链路中混进的同频自干扰信号(SI，Self-Interference)做到尽可能多的消除，SI消除得越多，则CCFD技术相对于传统的半双工技术的优势越明显，因此如何实现更高dB的SI消除能力成为当前CCFD技术的研究热点。
由于SI是本地发射机向远端节点发送目标信号时泄露至本地接收机中的信号，因而是已知的，因此通常将发射信号中抽出部分功率作为参考信号ST，再将ST经过调幅、调相、延时等操作过程构建出消干扰(SC)信号，最后通过从接收机信号中减去SC信号从而实现SI消除的效果。如果构建出的SC信号越接近SI信号，则SI消除能力越强。
有大量因素制约着SI消除能力的提高，其中SC信号与SI信号之间存在的延迟时间差是降低SI消除能力的重要因素，延迟时间差越大，则残余SI的功率越大，SI消除能力越弱。有研究表明，对于单边带宽为10MHz的OFDM信号，当SC与SI之间的延迟差为10纳秒时，残余SI仅仅比SI功率低8dB，或者说SI消除能力最多只有8dB，当延迟时间差为1纳秒时，对应的SI消除能力只有28dB。图1展示了10M带宽的三种功率谱密度的信号的残余SI的功率随着延迟时间差变化的规律，总的来说延迟时间差越大，则残余SI的功率越大，SI抑制能力越弱。同时信号的功率谱密度函数也对残余SI有影响，均匀分布的信号的残余SI的功率比三角分布和余弦分布的要高。因此，必须通过有效的方法降低SC信号与SI信号之间的延迟时间差，才能提高SI抑制能力。
传统方法通常使用可调延迟线来调节SC链路的延迟时间，但是由于可调延迟线的最高步进精度为纳秒量级，导致SI抑制能力难以高于28dB，且价格昂贵，也能引入额外的失真。
基于此，本发明设计了一种法罗滤波器系数优化方法以解决上述问题。
发明内容
针对现有技术所存在的上述缺点，本发明提供了一种法罗滤波器系数优化方法。
为实现以上目的，本发明通过以下技术方案予以实现：
一种法罗滤波器系数优化方法，包括以下步骤：
通过共享同一个法罗滤波器的M+1个子滤波器组，配合K个乘加模块以及K个移位寄存器模块，同时并行地产生K路延迟序列x(n-bk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中M和K都是正整数。
更进一步的，法罗滤波器、K个移位寄存器模块和K个乘加模块的驱动时钟为同一个时钟，其频率f等于x(n)信号采样时间间隔τ的倒数，即f＝1/τ。
更进一步的，法罗滤波器由M+1个N阶的有限长单位冲激响应子滤波器组成；第m个子滤波器将输入序列x(n)变换之后输出序列sm(n),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,m＝0,1,…,M，这些序列都会输送给K个乘加模块；第k个乘加模块分别输出对应的分数阶延迟信号序列x(n-pk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中0≤pk＜1，序列x(n-pk)相对于x(n)的延迟时间长度为τpk；
序列x(n-pk)再传送给第k个移位寄存器模块，产生τ的dk倍的整数时延τdk，dk为非负整数，由于系统设定dk、pk与bk之间满足关系式bk＝dk+pk，于是第k条支路输出的序列可以写成表达式x(n-bk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞，其总的延迟时间相对于x(n)来说等于bkτ＝dkτ+pkτ；
其中，bk为大于或等于0的实数，代表第k条支路产生的延迟时间τk与采样时间间隔τ之间的比值，即：系统的输入序列x(n)和输出序列x(n-bk)的采样时间间隔都是τ。
更进一步的，假设系统期望产生K路相对于x(n)来说延迟时间分别为τk，k＝1,2,…,K的信号，则通过如下步骤获得dk与pk,k＝1,2,…,K的值：
第一步、算出dk的值，通过对τk除以τ的商取整数得到，即：
式中，代表向地板取整数操作，即取小于或等于/>的最大整数；
第二步、从τk除以τ的结果中减去dk就得到小数pk，即：
更进一步的，法罗滤波器中包含M+1个子滤波器，每个子滤波器的结构都是有限长FIR滤波器的结构，每个子滤波器都是N阶，包含N+1个抽头系数，且每个子滤波器的抽头系数都是固定不变的，设第m个子滤波器的抽头系数为[am0,am1,am2,…,amn,…,amN]，其中m＝0,1,…,M，这M+1个子滤波器的系数构成一个M+1行、N+1列的矩阵，设此系数矩阵A为：
求解系数矩阵A的方法，由以下公式计算求出：
A＝(Q-1STR-1)T (4)
其中，某个矩阵的右上角加“-1”表示求该矩阵的逆，右上角标“T”表示求该矩阵的转置，Q为N+1行N+1列的矩阵，S为M+1行N+1列的矩阵，R为M+1行M+1列的矩阵。
更进一步的，Q、S和R分别由以下公式计算得到：
其中，Re[]代表求复数或者复数矩阵的实部，X(ω)和απ分别代表自干扰信号的功率谱密度函数以及带宽范围，0＜α＜1，ω为数字角频率，p＝[1,p,p2,…,pM]T为M+1行1列的列向量，c＝[1,e-jω,e-j2ω,…,e-jNω]T为N+1行1列的列向量，为1行N+1列的向量。
更进一步的，乘加模块包含M个乘法单元与一个加法单元，M个乘法单元分别用来计算sm(n)与之间的乘积，即/>m＝1,2,…,M,k＝1,2,…,K；加法单元用来将这些乘积的结果以及s0(n)加到一起。
更进一步的，移位寄存器模块包含R个移位寄存器以及一个多路选择器，R的大小由系统能产生的最大延迟时间Tmax决定，二者之间有如下的数学关系：
即，R等于Tmax除以τ后取整数的结果。
更进一步的，设R个移位寄存器的编号分别是1，2，…，R；当dk等于0时，则多路选择器的输出就等于x(n-pk)；当dk为1到R的其他整数时，多路选择器将第dk号移位寄存器的输出结果送出来，作为x(n-pk-dk)的结果。
有益效果
本发明可实现同频同时全双工通信领域中利用法罗滤波器配合可调移位寄存器对采样信号序列x(n),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞同时并行地产生任意长的时延的需求，具有调节方便、延迟精度高、结构简单、方便对抗多径、便于推广等优点；
本发明解决了法罗滤波器由于阶数有限而导致的波形失真的问题，通过将自干扰(SI)的功率谱密度函数考虑进法罗滤波器的系数矩阵A的求解中，给出了针对特定SI信号的最佳系数矩阵的求解方法；相对于传统的最小均方差(Least Square)或者加权最小二乘(WLS)等算法，能够使得消干扰信号SC相对于自干扰信号的波形失真更少，从而能够进一步提高SI消除能力的dB数，增强CCFD系统的频谱效率，给CCFD技术的产业应用提供了更有利的解决方案。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为10M带宽的三种功率谱密度的信号的残余SI的功率随着延迟时间差变化的规律；
图2为本发明的一种法罗滤波器系数优化方法中能同时输出多路任意长时延序列的滤波器的原理图；
图3为本发明的一种法罗滤波器系数优化方法中乘加模块的原理图。
图4为本发明的一种法罗滤波器系数优化方法中移位寄存器模块的原理图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
下面结合实施例对本发明作进一步的描述。
实施例1
请参阅说明书附图2-4，一种法罗滤波器系数优化方法，包括以下步骤：通过共享同一个法罗滤波器的M+1个子滤波器组，配合K个乘加模块以及K个移位寄存器模块，同时并行地产生K路延迟序列x(n-bk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中M和K都是正整数，分别代表分数阶时延所展开的多项式的阶数以及延时的通道数；n为数字信号的编号，bk代表第k条通道输出的序列相对于x(n)序列的延迟时间τk与采样时间间隔τ之间的比值；
其中，法罗滤波器、K个移位寄存器模块和K个乘加模块的驱动时钟为同一个时钟，其频率f等于x(n)信号采样时间间隔τ的倒数，即f＝1/τ；
其中，法罗滤波器由M+1个N阶的有限长单位冲激响应(Finite Impulse Filter，FIR)子滤波器组成；第m个子滤波器将输入序列x(n)变换之后输出序列sm(n),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,m＝0,1,…,M，这些序列都会输送给K个乘加模块；第k个乘加模块分别输出对应的分数阶延迟信号序列x(n-pk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中0≤pk＜1，代表第k条乘加模块产生的分数倍相对延迟时间，序列x(n-pk)相对于x(n)的延迟时间长度为τpk；
序列x(n-pk)再传送给第k个移位寄存器模块，产生τ的dk倍的整数时延τdk，dk为非负整数，由于系统设定dk、pk与bk之间满足关系式bk＝dk+pk，于是第k条支路输出的序列可以写成表达式x(n-bk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞，其总的延迟时间相对于x(n)来说等于bkτ＝dkτ+pkτ；
其中，bk为大于或等于0的实数，代表第k条支路产生的延迟时间τk与采样时间间隔τ之间的比值，即：系统的输入序列x(n)和输出序列x(n-bk)的采样时间间隔都是τ；
假设系统期望产生K路相对于x(n)来说延迟时间分别为τk，k＝1,2,…,K的信号，则通过如下步骤获得dk与pk,k＝1,2,…,K的值：
第一步、算出dk的值，通过对τk除以τ的商取整数得到，即：
式中，代表向地板取整数操作，即取小于或等于/>的最大整数；
第二步、从τk除以τ的结果中减去dk就得到小数pk，即：
其中，法罗滤波器中包含M+1个子滤波器，每个子滤波器的结构都是有限长FIR滤波器的结构，每个子滤波器都是N阶，包含N+1个抽头系数，且每个子滤波器的抽头系数都是固定不变的，设第m个子滤波器的抽头系数为[am0,am1,am2,…,amn,…,amN]，其中m＝0,1,…,M，这M+1个子滤波器的系数构成一个M+1行、N+1列的矩阵，设此系数矩阵A为：
求解系数矩阵A的方法，由以下公式计算求出：
A＝(Q-1STR-1)T (4)
其中，某个矩阵的右上角加“-1”表示求该矩阵的逆，右上角标“T”表示求该矩阵的转置，Q为N+1行N+1列的矩阵，S为M+1行N+1列的矩阵，R为M+1行M+1列的矩阵；
Q、S和R分别由以下公式计算得到：
其中，Re[]代表求复数或者复数矩阵的实部，X(ω)和απ分别代表自干扰信号的功率谱密度函数以及带宽范围，0＜α＜1，ω为数字角频率，p＝[1,p,p2,…,pM]T为M+1行1列的列向量，称为延迟多项式向量，c＝[1,e-jω,e-j2ω,…,e-jNω]T为N+1行1列的列向量，称为旋转因子向量，j为虚数单位，e为自然对数的底数，为1行N+1列的向量；
其中，乘加模块的结构以第k个分数阶时延参数等于pk为例，其他乘加模块的结构都与之类似；
乘加模块包含M个乘法单元(用表示)与一个加法单元(用方框中写入“+”号表示)，M个乘法单元分别用来计算sm(n)与/>之间的乘积，即/>加法单元用来将这些乘积的结果以及s0(n)加到一起；
其中，移位寄存器模块的结构以第k号移位寄存器模块为例；
移位寄存器模块包含R个移位寄存器以及一个多路选择器，R的大小由系统能产生的最大延迟时间Tmax决定，二者之间有如下的数学关系：
即，R等于Tmax除以τ后取整数的结果；
设R个移位寄存器的编号分别是1，2，…，R，则它们分别用导线从左向右依次连接起来，或者说左边某个移位寄存器的输出送给与之相邻的右边的移位寄存器作为输入，信号x(n-pk)直接送给最左边的一个移位寄存器；x(n-pk)本身以及R个移位寄存器的输出都送给多路选择器，作为被挑选的对象，dk用来决定从哪个挑选对象中进行选择，当dk等于0时，则多路选择器的输出就等于x(n-pk)，表示没有进行整数倍延迟，当dk为1到R的其他整数时，多路选择器将第dk号移位寄存器的输出结果送出来，作为x(n-pk-dk)的结果；
系统可以通过增加乘加模块以及移位寄存器模块数量的方法产生任意多个延迟信号，每个延迟信号的延迟时间都可以任意设定。
本发明可实现同频同时全双工通信领域中利用法罗滤波器配合可调移位寄存器对采样信号序列x(n),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞同时并行地产生任意长的时延的需求，具有调节方便、延迟精度高、结构简单、方便对抗多径、便于推广等优点；
本发明解决了法罗滤波器由于阶数有限而导致的波形失真的问题，通过将自干扰(SI)的功率谱密度函数考虑进法罗滤波器的系数矩阵A的求解中，给出了针对特定SI信号的最佳系数矩阵的求解方法；相对于传统的最小均方差(Least Square)或者加权最小二乘(WLS)等算法，能够使得消干扰信号SC相对于自干扰信号的波形失真更少，从而能够进一步提高SI消除能力的dB数，增强CCFD系统的频谱效率，给CCFD技术的产业应用提供了更有利的解决方案。
实施例2
在实施例1的基础上，假设全双工通信系统中的基带信号的采样频率为100MHz，即f＝100MHz，则采样时间间隔τ等于其倒数，即10纳秒，所有的子滤波器、乘加结构以及移位寄存器的驱动时钟都是这个100MHz的时钟；
假设N＝20，即每个子滤波器都是20阶的FIR滤波器，并且假设M＝4，即系统中包含4+1＝5个子滤波器，每个子滤波器的输出结果分别会与pk的0到4次方相乘得到分数阶时延的结果；
假设系统的调制方式是BPSK，即二进制移频键控，并且假设码元的长度为8倍的τ，则根据通信原理的基础理论可以知道该BPSK信号的功率谱密度函数为X(ω)＝Sa(4ω)；将上述参数代入公式(5)中就可以求出Q、S、R的值，再将它们代入公式(4)中就能解出法罗滤波器的系数矩阵A，A是一个5行21列的矩阵；
取出矩阵A的5行系数，每一行中包含21个数正好用作图2中法罗滤波器的各个子滤波器的系数，这样就完成了图2中法罗滤波器的设计以及其中滤波器系数的确定，滤波器系数的计算方法中紧密依赖SI信号的功率谱密度函数X(ω)＝Sa(4ω)；
假设全双工系统中包含两路自干扰信号，且它们相对于参考信号的延迟时间分别是52.1纳秒和103.45纳秒，则可以取K＝2，即包含2路延迟信号；随后根据公式(1)算出，再根据公式(2)求出p1＝0.21，p2＝0.345；在第一个乘加模块中让s0(n),s1(n),s2(n),s3(n),s4(n)分别与0.21的0次、1次、2次、3次、4次方相乘，再加到一起，在第2个乘加模块中让s0(n),s1(n),s2(n),s3(n),s4(n)分别与0.345的0次、1次、2次、3次、4次方相乘，再加到一起，构成x(n-0.21)与x(n-0.345)的延迟结果信号；
假设期望产生的最大延迟时间即Tmax能达到500纳秒，则根据公式(6)，求总的移位寄存器数目即两个移位寄存器模块中都包含50个移位寄存器，它们的输出结果都送给一个51选一的多路选择器，第一个多路选择器的控制信号为d1＝5，则表示挑选第5号移位寄存器的输出产生输出信号x(n-5.21)，n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞，第二个多路选择器的控制信号为d2＝10，表示挑选第10号移位寄存器的输出结果，产生所需的延迟信号为x(n-10.345),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞。
以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不会使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的精神和范围。
Claims (9)
1.一种法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，包括以下步骤：
通过共享同一个法罗滤波器的M+1个子滤波器组，配合K个乘加模块以及K个移位寄存器模块，同时并行地产生K路延迟序列x(n-bk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中M和K都是正整数。
2.根据权利要求1所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，法罗滤波器、K个移位寄存器模块和K个乘加模块的驱动时钟为同一个时钟，其频率f等于x(n)信号采样时间间隔τ的倒数，即f＝1/τ。
3.根据权利要求2所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，法罗滤波器由M+1个N阶的有限长单位冲激响应子滤波器组成；第m个子滤波器将输入序列x(n)变换之后输出序列sm(n),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,m＝0,1,…,M，这些序列都会输送给K个乘加模块；第k个乘加模块分别输出对应的分数阶延迟信号序列x(n-pk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞,k＝1,2,…,K，其中0≤pk＜1，序列x(n-pk)相对于x(n)的延迟时间长度为τpk；
序列x(n-pk)再传送给第k个移位寄存器模块，产生τ的dk倍的整数时延τdk，dk为非负整数，由于系统设定dk、pk与bk之间满足关系式bk＝dk+pk，于是第k条支路输出的序列可以写成表达式x(n-bk),n＝-∞,…,-1,0,1,…,+∞，其总的延迟时间相对于x(n)来说等于bkτ＝dkτ+pkτ；
其中，bk为大于或等于0的实数，代表第k条支路产生的延迟时间τk与采样时间间隔τ之间的比值，即：系统的输入序列x(n)和输出序列x(n-bk)的采样时间间隔都是τ。
4.根据权利要求3所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，假设系统期望产生K路相对于x(n)来说延迟时间分别为τk，k＝1,2,…,K的信号，则通过如下步骤获得dk与pk,k＝1,2,…,K的值：
第一步、算出dk的值，通过对τk除以τ的商取整数得到，即：
式中，代表向地板取整数操作，即取小于或等于/>的最大整数；
第二步、从τk除以τ的结果中减去dk就得到小数pk，即：
5.根据权利要求4所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，法罗滤波器中包含M+1个子滤波器，每个子滤波器的结构都是有限长FIR滤波器的结构，每个子滤波器都是N阶，包含N+1个抽头系数，且每个子滤波器的抽头系数都是固定不变的，设第m个子滤波器的抽头系数为[am0,am1,am2,…,amn,…,amN]，其中m＝0,1,…,M，这M+1个子滤波器的系数构成一个M+1行、N+1列的矩阵，设此系数矩阵A为：
求解系数矩阵A的方法，由以下公式计算求出：
A＝(Q-1STR-1)T (4)
其中，某个矩阵的右上角加“-1”表示求该矩阵的逆，右上角标“T”表示求该矩阵的转置，Q为N+1行N+1列的矩阵，S为M+1行N+1列的矩阵，R为M+1行M+1列的矩阵。
6.根据权利要求5所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，Q、S和R分别由以下公式计算得到：
其中，Re[]代表求复数或者复数矩阵的实部，X(ω)和απ分别代表自干扰信号的功率谱密度函数以及带宽范围，0＜α＜1，ω为数字角频率，p＝[1,p,p2,…,pM]T为M+1行1列的列向量，为N+1行1列的列向量，/>为1行N+1列的向量。
7.根据权利要求6所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，乘加模块包含M个乘法单元与一个加法单元，M个乘法单元分别用来计算sm(n)与之间的乘积，即加法单元用来将这些乘积的结果以及s0(n)加到一起。
8.根据权利要求7所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，移位寄存器模块包含R个移位寄存器以及一个多路选择器，R的大小由系统能产生的最大延迟时间Tmax决定，二者之间有如下的数学关系：
即，R等于Tmax除以τ后取整数的结果。
9.根据权利要求8所述的法罗滤波器系数优化方法，其特征在于，设R个移位寄存器的编号分别是1，2，…，R；当dk等于0时，则多路选择器的输出就等于x(n-pk)；当dk为1到R的其他整数时，多路选择器将第dk号移位寄存器的输出结果送出来，作为x(n-pk-dk)的结果。
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|---|---|---|---|
| CN202310522636.1A CN117040483A (zh) | 2023-05-05 | 2023-05-05 | 一种法罗滤波器系数优化方法 |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN118590031A (zh) * | 2024-08-09 | 2024-09-03 | 杭州电子科技大学 | 两通道正交镜像滤波器组矩阵分解结构及系数设计方法 |
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2023
- 2023-05-05 CN CN202310522636.1A patent/CN117040483A/zh active Pending
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