CN117013867A - 一种谐振型双向ac-dc变换器控制系统 - Google Patents

一种谐振型双向ac-dc变换器控制系统 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种谐振型双向AC‑DC变换器控制系统，包括谐振型双向AC‑DC变换器、PI控制器；对谐振型双向AC‑DC变换器执行虚拟直接功率控制策略：每个开关周期采集谐振型双向AC‑DC变换器的输入电压、输出电压和输出电流，将输出电压给定值和输出电压作差后经PI控制器得到虚拟输出电压给定值，用虚拟输出电压给定值、输出电压给定值、输入电压、输出电压和输出电流计算出占空比；根据占空比对谐振型双向AC‑DC变换器的原边采用电流空间矢量调制策略，对谐振型双向AC‑DC变换器的副边采用移相协同调制策略，计算出功率因数；本发明使双向AD、DC侧的功率因数可控，提高直流侧输出电压的动态响应。

Description

一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统
技术领域
本发明涉及电力转换技术领域，更具体的，涉及一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统。
背景技术
双向隔离型AC-DC矩阵变换电路具有网侧功率因数可控、电能双向传输、功率密度高、电器隔离等特点。双向隔离型AC-DC矩阵变换电路的传统方案是采用非隔离三相AC-DC变换器与隔离型DC-DC变换器的两级式拓扑方案，其特点是在两级之间需要解耦电容。双向隔离型AC-DC矩阵变换电路的现有拓扑方案与传统方案相比，其消除了两级间的解耦电容和DC-DC变换器，使得功率密度更高。
双向隔离型AC-DC矩阵变换电路的调制策略主要是双线电压调制和电流空间矢量调制策略。双线电压调制策略是利用任意瞬间的两个线电压合成主电路的输出电压，这种调制策略抗干扰性较好，理论上输入电流与输入电压相位一致，使得输入侧实现单位功率因数，但该调制策略中功率因数无法调节。电流空间矢量调制的目的是将时域的三相瞬时输入电流合成为一个旋转的电流空间矢量，跟随三相输入电压矢量。电流空间矢量是运行轨迹为圆的旋转矢量，处于空间任意位置时，都可以由相邻的非零静止矢量来合成，这种调制方式使得输入侧得到较好的三相正弦电流，但低负载时THD会较高，直流侧动态响应低。
发明内容
本发明为了解决现有技术中存在功率因数不可控的问题，提出了一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，包括谐振型双向AC-DC变换器、PI控制器；
对谐振型双向AC-DC变换器执行虚拟直接功率控制策略，如下：
每个开关周期采集谐振型双向AC-DC变换器的输入电压、输出电压和输出电流，将输出电压给定值和输出电压作差后经过PI控制器得到虚拟输出电压给定值，利用虚拟输出电压给定值、输出电压给定值、输入电压、输出电压和输出电流计算出占空比。
根据计算出的占空比对谐振型双向AC-DC变换器的原边采用电流空间矢量调制策略，对谐振型双向AC-DC变换器的副边采用移相协同调制策略，计算出谐振型双向AC-DC变换器的功率因数。
本发明的工作原理如下：
本发明对谐振型双向AC-DC变换器执行虚拟直接功率控制策略，计算出占空比，根据占空比对谐振型双向AC-DC变换器的原边采用电流空间矢量调制策略；对谐振型双向AC-DC变换器的副边采用移相协同调制策略；计算出与功率因素的表达式，通过控制表达式中的其他参数变化从而控制功率因素。
优选地，所述的谐振型双向AC-DC变换器的拓扑结构包括依次连接的三相交流电源、网侧LC滤波器、矩阵变换电路、LCL谐振槽、高频变压器、H桥电路、输出滤波器、直流侧电源。
三相交流电源用于提供交流电压并释放或吸收能量；网侧LC滤波器用于滤除高频开关动作产生的高频电流谐波；矩阵变换电路将三相工频交流转换成单相高频交流；LCL谐振槽起到于能量缓冲作用；高频变压器起到输入输出的电气隔离和能量传输作用；H桥电路用于将高频交流电输换成直流；输出滤波器用于滤除输出电流中的高频谐波；直流侧电源用于提供直流电压并吸收或释放能量。
进一步地，原边指的是高频变压器的左边部分，副边指的是高频变压器的右边部分。
所述的矩阵变换电路包括由12个MOSFET管以共源极连接的形式构成的6组双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn。
Sap与San共阴极连接，Sbp与Sbn共阴极连接，Scp与Scn共阴极连接。
所述的网侧LC滤波器的第一输出端分别与Sap、San的阴极电性连接；网侧LC滤波器的第二输出端分别与Sbp、Sbn的阴极电性连接；网侧LC滤波器的第三输出端分别与Scp、Scn的阴极电性连接。
所述的H桥电路包括4个MOSFET管S1、S2、S3、S4。
高频变压器的第一输出端分别与S1、S2的阴极连接，高频变压器的第二输出端分别与S3、S4的阴极电性连接。
原边的双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn的开关方式由电流空间矢量调制策略所控制，移相协同调制策略指的是副边的4个MOSFET管S1、S2、S3、S4的开关顺序根据双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn的开关状态进行移相得到。
更进一步地，谐振型双向AC-DC变换器的功率因数包括视在功率S、有功功率P、无功功率Q。
计算视在功率S、有功功率P、无功功率Q的方法如下：
通过矩阵变换电路的6个有效电流矢量，将空间均分为6个扇区；将三相交流电源的三相静止abc坐标系变化到两相静止αβ坐标系，得到两相静止αβ坐标系下电压参考矢量电流参考矢量向量/>
设矩阵变换电路输入三相交流电压ua、ub、uc；采用基波分析法对一个周期内受tα、tβ控制的高频交流电压进行傅里叶级数展开并只取基波分量得V1；直流侧电源在桥臂之间引入内移相角，使高频变压器的副边产生占空比为d的电压，等效到高频变压器原边后得到等效后的电压，采用基波分析法对等效后的电压进行傅里叶级数展开并取基波分量得V2；通过KCL、KVL定律得到V1、V2对应的I1、I2；构成电流ima、-imb、-imc，进行求平均得到三相电流ia、ib、ic；令ia、ib、ic的值与电流参考矢量向量相等，并推广到电流矢量坐标系中的其它扇区N得到占空比/>根据三相电流ia、ib、ic与三相交流电压ua、ub、uc的关系计算出视在功率S、有功功率P、无功功率Q。
更进一步地，矩阵变换电路共有9种有效开关状态，包括6个有效电流矢量Iab、Iac、Ibc、Iba、Ica、Icb和3个零六点矢量Iaa、Ibb、Icc；六个有效电流矢量分别对应输出电压Vab、Vac、Vbc、Vba、Vca、Vcb。
更进一步地，9种有效开关状态包括状态M1～M9。
M1：Sap＝1、Sbp＝0、Scp＝0、San＝0、Sbn＝1、Scn＝0，对应有效电流矢量为Iab；
M2：Sap＝1、Sbp＝0、Scp＝0、San＝0、Sbn＝0、Scn＝1，对应有效电流矢量为Iac；
M3：Sap＝0、Sbp＝1、Scp＝0、San＝0、Sbn＝0、Scn＝1，对应有效电流矢量为Ibc；
M4：Sap＝0、Sbp＝1、Scp＝0、San＝1、Sbn＝0、Scn＝0，对应有效电流矢量为Iba；
M5：Sap＝0、Sbp＝0、Scp＝1、San＝1、Sbn＝0、Scn＝0，对应有效电流矢量为Ica；
M6：Sap＝0、Sbp＝0、Scp＝1、San＝0、Sbn＝1、Scn＝0，对应有效电流矢量为Icb；
M7：Sap＝1、Sbp＝0、Scp＝0、San＝1、Sbn＝0、Scn＝0，对应有效电流矢量为Iaa；
M8：Sap＝0、Sbp＝1、Scp＝0、San＝0、Sbn＝1、Scn＝0，对应有效电流矢量为Ibb；
M9：Sap＝0、Sbp＝0、Scp＝1、San＝0、Sbn＝0、Scn＝1，对应有效电流矢量为Icc；
M7～M9对应的输出电压为0。
更进一步地，三相交流电压ua、ub、uc表达式如下：
其中Vi为三相交流电压的幅值，ωi为三相交流电压角频率；
对应的三相参考电流表达式为：
三相静止abc坐标系到两相静止αβ坐标系之间的关系变换矩阵如下：
其中x＝{v,i}；
电压参考矢量电流参考矢量向量/>的表达式如下：
其中θv、θi分别为参考电压、参考电流相角。
V1的表达式如下：
其中Ts为一个开关周期；
V2的表达式如下：
通过KCL和KVL定律得到V1、V2对应的I1、I2时，需要满足约束条件，所述的约束条件表达式如下：
Lr1Cr＝Lr2Cr＝LrCr (8)
I1的表达式为：
I2的表达式为：
LCL谐振槽的谐振频率ωs的表达式为：
更进一步地，构成电流ima、-imb、-imc的方法如下：
当V2的占空比d保持不变时，I1的幅值保持不变，当t0/4≤t≤t0/4+tα/2时，桥臂Sap和Sbn导通，电流i1由a相流向b相，构成电流ima和-imb，当t0/4+tα/2≤t≤t0/4+tα/2+tβ/2时，桥臂Sap和Scn导通，构成电流ima和-imc。
求平均得到的三相电流ia、ib、ic的表达式如下：
占空比的表达式如下：
其中m为调制系数，N为扇区号，且有：
t0＝Ts-tα-tβ
三相电流ia、ib、ic关于Ii的表达式如下：
Ii的表达式如下：
将式(13)代入式(6)中，得V1的幅值如下所示：
对输出电流Imd求均值可得输出直流侧电流Io如下所示：
视在功率S、有功功率P、无功功率Q的表达式如下：
其中的n表示变压器匝比，d表示变压器副边电压的占空比。
更进一步地，谐振型双向AC-DC变换器的输出功率给定值由输出电压给定值/>和输出电流给定值/>得到，/>表达式如下：
输出电流给定值由输出电压给定值/>采样的输出电压Uo和输出电流Io得到，/>的表达式如下：
联立式(21)、式(22)得到输出功率给定值如下：
引入一个虚拟输出电压给定值来代替前面的输出电压给定值/>式(23)转变如下：
谐振型双向AC-DC变换器拓扑结构的传输功率表达式如下：
令P*＝P，得到传输功率到达给定值时电压V1和V2的占空比d的值为：
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.通过电流空间矢量调制策略、移相协同调制策略，计算出与功率因素的表达式，通过控制表达式中的其他参数变化从而控制双向AD、DC侧的功率因素。
2.通过虚拟直接功率控制策略提高直流侧电源输出电压的动态响应。
附图说明
图1为谐振型双向AC-DC变换器控制系统的结构示意图。
图2为谐振型双向AC-DC变换器拓扑结构的电路结构图。
图3为有效电流矢量的示意图。
图4为开关状态及谐振槽电压电流波形图。
图5为LCL谐振网络简化模型图。
图6为LCL谐振器的电压电流相量图。
图7为功率因数角为0时网侧电压电流波形图。
图8为功率因数角为60度时网侧电压电流波形图。
图9为功率因数角为180度时网侧电压电流波形图。
图10为本发明控制与传统电压闭环控制下输入输出电压电流波形对比图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明做详细描述。
实施例1
在本实施例中，如图1所示，一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，包括谐振型双向AC-DC变换器、PI控制器。
对谐振型双向AC-DC变换器执行虚拟直接功率控制策略，如下：
每个开关周期采集谐振型双向AC-DC变换器的输入电压、输出电压和输出电流，将输出电压给定值和输出电压作差后经过PI控制器得到虚拟输出电压给定值，利用虚拟输出电压给定值、输出电压给定值、输入电压、输出电压和输出电流计算出占空比。
根据计算出的占空比对谐振型双向AC-DC变换器的原边采用电流空间矢量调制策略，对谐振型双向AC-DC变换器的副边采用移相协同调制策略，计算出谐振型双向AC-DC变换器的功率因数。
在本实施例中，如图2所示，所述的谐振型双向AC-DC变换器的拓扑结构包括依次连接的三相交流电源、网侧LC滤波器、矩阵变换电路、LCL谐振槽、高频变压器、H桥电路、输出滤波器、直流侧电源。
三相交流电源用于提供交流电压并释放或吸收能量；网侧LC滤波器用于滤除高频开关动作产生的高频电流谐波；矩阵变换电路将三相工频交流转换成单相高频交流；LCL谐振槽起到于能量缓冲作用；高频变压器起到输入输出的电气隔离和能量传输作用；H桥电路用于将高频交流电输换成直流；输出滤波器用于滤除输出电流中的高频谐波；直流侧电源用于提供直流电压并吸收或释放能量。
原边指的是高频变压器的左边部分，副边指的是高频变压器的右边部分。
所述的矩阵变换电路包括由12个MOSFET管以共源极连接的形式构成的6组双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn。
Sap与San共阴极连接，Sbp与Sbn共阴极连接，Scp与Scn共阴极连接。
所述的网侧LC滤波器的第一输出端分别与Sap、San的阴极电性连接；网侧LC滤波器的第二输出端分别与Sbp、Sbn的阴极电性连接；网侧LC滤波器的第三输出端分别与Scp、Scn的阴极电性连接。
所述的H桥电路包括4个MOSFET管S1、S2、S3、S4。
高频变压器的第一输出端分别与S1、S2的阴极连接，高频变压器的第二输出端分别与S3、S4的阴极电性连接。
原边的双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn的开关方式由电流空间矢量调制策略所控制，移相协同调制策略指的是副边的4个MOSFET管S1、S2、S3、S4的开关顺序根据双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn的开关状态进行移相得到。
实施例2
在本实施例中，谐振型双向AC-DC变换器的功率因数包括视在功率S、有功功率P、无功功率Q。
计算视在功率S、有功功率P、无功功率Q的方法如下：通过矩阵变换电路的6个有效电流矢量，将空间均分为6个扇区；将三相交流电源的三相静止abc坐标系变化到两相静止αβ坐标系，得到两相静止αβ坐标系下电压参考矢量电流参考矢量向量/>
设矩阵变换电路输入三相交流电压ua、ub、uc；采用基波分析法对一个周期内受tα、tβ控制的高频交流电压进行傅里叶级数展开并只取基波分量得V1；直流侧电源在桥臂之间引入内移相角，使高频变压器的副边产生占空比为d的电压，等效到高频变压器原边后得到等效后的电压，采用基波分析法对等效后的电压进行傅里叶级数展开并取基波分量得V2；通过KCL、KVL定律得到V1、V2对应的I1、I2；构成电流ima、-imb、-imc，进行求平均得到三相电流ia、ib、ic；令ia、ib、ic的值与电流参考矢量向量相等，并推广到电流矢量坐标系中的其它扇区N得到占空比/>根据三相电流ia、ib、ic与三相交流电压ua、ub、uc的关系计算出视在功率S、有功功率P、无功功率Q。
更具体的，矩阵变换电路共有9种有效开关状态，9种有效开关状态下矩阵变换电路的电流包括6个有效电流矢量Iab、Iac、Ibc、Iba、Ica、Icb和3个零六点矢量Iaa、Ibb、Icc；六个有效电流矢量分别对应输出电压Vab、Vac、Vbc、Vba、Vca、Vcb；如图3所示，6个有效电流空间矢量将空间均分为6个扇区。
更具体的，对应状态M1～M9；具体状态如表1所示。
表1
更具体的，三相交流电压ua、ub、uc表达式如下：
其中Vi为三相交流电压的幅值，ωi为三相交流电压角频率；
对应的三相参考电流表达式为：
三相静止abc坐标系到两相静止αβ坐标系之间的关系变换矩阵如下：
其中x＝{v,i}；
电压参考矢量电流参考矢量向量/>的表达式如下：
其中θv、θi分别为参考电压、参考电流相角。
更具体的，在一个开关周期内的开关驱动波形和LCL谐振槽两边电压波形如图4所示，在其他扇区的开关驱动波形如表2所示。
表2
在模态1时(0≤t≤t0/4)，Sbp和Sbn桥臂导通，矩阵桥短路，V1＝0；在模态2时(t0/4≤t≤t0/4+tα/2)，Sap和Sbn桥臂导通，V1＝Vab；在模态3时(t0/4+tα/2≤t≤t0/4+tα/2+tβ/2)，Sap和Scn桥臂导通，V1＝Vac；在模态4时(t0/4+tα/2+tβ/2≤t≤Ts/2)，Sbp和Sbn桥臂导通，矩阵桥再次被短路，V1＝0；模态5～8与模态1～4类似，为镜像关系。
更具体的，V1的表达式如下：
其中Ts为一个开关周期；
V2的表达式如下：
如图5所示，通过KCL和KVL定律得到V1、V2对应的I1、I2时，需要满足约束条件，所述的约束条件表达式如下：
Lr1Cr＝Lr2Cr＝LrCr (8)
I1的表达式为：
I2的表达式为：
LCL谐振槽的谐振频率ωs的表达式为：
更具体的，通过在V1和V2之间加入移相角φ，使谐振槽的两边产生不同的压差来控制能量从交流侧流向直流侧(φ>0)还是从直流侧流向交流侧(φ<0)。
如图6所示，当φ＝+π/2时，V1、V2分别与I1、I2同相，此时功率由交流侧流向直流侧；当φ＝-π/2时，V1、V2分别与I1、I2相差180°，此时功率由直流侧流向交流侧。同时，通过调整|V2|的值可以调整I1的大小。
更具体的，构成电流ima、-imb、-imc的方法如下：
当V2的占空比d保持不变时，I1的幅值保持不变，当t0/4≤t≤t0/4+tα/2时，桥臂Sap和Sbn导通，电流i1由a相流向b相，构成电流ima和-imb，当t0/4+tα/2≤t≤t0/4+tα/2+tβ/2时，桥臂Sap和Scn导通，构成电流ima和-imc。
求平均得到的三相电流ia、ib、ic的表达式如下：
占空比的表达式如下：
其中m为调制系数，N为扇区号，且有：
t0＝Ts-tα-tβ
三相电流ia、ib、ic关于Ii的表达式如下：
Ii的表达式如下：
将式(13)代入式(6)中，得V1的幅值如下所示：
/>
对输出电流Imd求均值可得输出直流侧电流Io如下所示：
视在功率S、有功功率P、无功功率Q的表达式如下：
其中的n表示变压器匝比，d表示变压器副边电压的占空比。
更具体的，所述的虚拟直接功率控制策略通过补偿输入功率和输出功率之间的差值，使输出功率稳定保持在给定值，提高DC侧输出电压的动态响应。
所述的虚拟直接功率控制策略的步骤如下：
每个开关周期需要采集变换器的输入电压Ui、输出电压Uo和输出电流Io，先将输出电压给定值Uo *和输出电压Uo作差后经过PI控制器得到虚拟输出电压给定值Uv *，然后利用虚拟输出电压给定值Uv *、输出电压给定值Uo、输入电压Ui、输出电压Uo和输出电流Io计算出占空比d，最后通过两个调制策略产生驱动信号去控制开关管。
更具体的，谐振型双向AC-DC变换器拓扑结构的输出功率给定值由输出电压给定值/>和输出电流给定值/>得到，/>表达式如下：
输出电流给定值由输出电压给定值/>采样的输出电压Uo和输出电流Io得到，/>的表达式如下：
联立式(21)、式(22)得到输出功率给定值如下：
引入一个虚拟输出电压给定值来代替前面的输出电压给定值/>式(23)转变如下：
谐振型双向AC-DC变换器拓扑结构的传输功率表达式如下：
令P*＝P，得到传输功率到达给定值时电压V1和V2的占空比d的值为：
实施例3
在本实施例中，如图7、图8、图9所示，为了验证本发明的两个调制策略能实现功率因数可控，在Matlab的Simulink平台搭建了开环系统仿真模型。
在本实施例中，如图10所示，为了验证本发明提出的基于谐振型双向AC-DC变换器的虚拟直接功率控制策略相比于现有的传统PI控制策略能进一步提高直流侧输出电压的动态响应，在Matlab的Simulink平台搭建了两个仿真模型对比。
具体仿真模型的输入输出指标为：输入三相交流电压为110V、50Hz，恒压输出400V，最大功率为2kW。在负载变化时，网侧输入电流的功率因数仍能接近1且THD低于5％。经过比较，使用传统PI闭环控制策略在负载变化时恢复到恒压状态约为0.07秒，并且调节电压波动大。本发明提出的控制方法在负载变化时恢复到恒压基本上不存在调节时间，故验证了本发明方法的可行性和优良效果。
显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，包括谐振型双向AC-DC变换器、PI控制器；
对谐振型双向AC-DC变换器执行虚拟直接功率控制策略，所述的虚拟直接功率控制策略如下：
每个开关周期采集谐振型双向AC-DC变换器的输入电压、输出电压和输出电流，将输出电压给定值和输出电压作差后经过PI控制器得到虚拟输出电压给定值，利用虚拟输出电压给定值、输出电压给定值、输入电压、输出电压和输出电流计算出占空比；
根据计算出的占空比对谐振型双向AC-DC变换器的原边采用电流空间矢量调制策略，对谐振型双向AC-DC变换器的副边采用移相协同调制策略，计算出谐振型双向AC-DC变换器的功率因数。
2.根据权利要求1所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，所述的谐振型双向AC-DC变换器的拓扑结构包括依次连接的三相交流电源、网侧LC滤波器、矩阵变换电路、LCL谐振槽、高频变压器、H桥电路、输出滤波器、直流侧电源；
三相交流电源用于提供交流电压并释放或吸收能量；网侧LC滤波器用于滤除高频开关动作产生的高频电流谐波；矩阵变换电路将三相工频交流转换成单相高频交流；LCL谐振槽起到于能量缓冲作用；高频变压器起到输入输出的电气隔离和能量传输作用；H桥电路用于将高频交流电输换成直流；输出滤波器用于滤除输出电流中的高频谐波；直流侧电源用于提供直流电压并吸收或释放能量。
3.根据权利要求2所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，原边指的是高频变压器的左边部分，副边指的是高频变压器的右边部分；
所述的矩阵变换电路包括由12个MOSFET管以共源极连接的形式构成的6组双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn；
Sap与San共阴极连接，Sbp与Sbn共阴极连接，Scp与Scn共阴极连接；
所述的网侧LC滤波器的第一输出端分别与Sap、San的阴极电性连接；网侧LC滤波器的第二输出端分别与Sbp、Sbn的阴极电性连接；网侧LC滤波器的第三输出端分别与Scp、Scn的阴极电性连接；
所述的H桥电路包括4个MOSFET管S1、S2、S3、S4；
高频变压器的第一输出端分别与S1、S2的阴极连接，高频变压器的第二输出端分别与S3、S4的阴极电性连接；
原边的双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn的开关方式由电流空间矢量调制策略所控制，移相协同调制策略指的是副边的4个MOSFET管S1、S2、S3、S4的开关顺序根据双向开关管Sap、Sbp、Scp、San、Sbn、Scn的开关状态进行移相得到。
4.根据权利要求3所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，谐振型双向AC-DC变换器的功率因数包括视在功率S、有功功率P、无功功率Q；
计算视在功率S、有功功率P、无功功率Q的方法如下：
通过矩阵变换电路的6个有效电流矢量，将空间均分为6个扇区；将三相交流电源的三相静止abc坐标系变化到两相静止αβ坐标系，得到两相静止αβ坐标系下电压参考矢量电流参考矢量向量/>
设矩阵变换电路输入三相交流电压ua、ub、uc；采用基波分析法对一个周期内受tα、tβ控制的高频交流电压进行傅里叶级数展开并只取基波分量得V1；直流侧电源在桥臂之间引入内移相角，使高频变压器的副边产生占空比为d的电压，等效到高频变压器原边后得到等效后的电压，采用基波分析法对等效后的电压进行傅里叶级数展开并取基波分量得V2；通过KCL、KVL定律得到V1、V2对应的I1、I2；构成电流ima、-imb、-imc，进行求平均得到三相电流ia、ib、ic；令ia、ib、ic的值与电流参考矢量向量相等，并推广到电流矢量坐标系中的其它扇区N得到占空比/>根据三相电流ia、ib、ic与三相交流电压ua、ub、uc的关系计算出视在功率S、有功功率P、无功功率Q。
5.根据权利要求4所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，矩阵变换电路共有9种有效开关状态，包括6个有效电流矢量Iab、Iac、Ibc、Iba、Ica、Icb和3个零六点矢量Iaa、Ibb、Icc；六个有效电流矢量分别对应输出电压Vab、Vac、Vbc、Vba、Vca、Vcb。
6.根据权利要求5所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，9种有效开关状态包括状态M1～M9；
M1：Sap＝1、Sbp＝0、Scp＝0、San＝0、Sbn＝1、Scn＝0，对应有效电流矢量为Iab；
M2：Sap＝1、Sbp＝0、Scp＝0、San＝0、Sbn＝0、Scn＝1，对应有效电流矢量为Iac；
M3：Sap＝0、Sbp＝1、Scp＝0、San＝0、Sbn＝0、Scn＝1，对应有效电流矢量为Ibc；
M4：Sap＝0、Sbp＝1、Scp＝0、San＝1、Sbn＝0、Scn＝0，对应有效电流矢量为Iba；
M5：Sap＝0、Sbp＝0、Scp＝1、San＝1、Sbn＝0、Scn＝0，对应有效电流矢量为Ica；
M6：Sap＝0、Sbp＝0、Scp＝1、San＝0、Sbn＝1、Scn＝0，对应有效电流矢量为Icb；
M7：Sap＝1、Sbp＝0、Scp＝0、San＝1、Sbn＝0、Scn＝0，对应有效电流矢量为Iaa；
M8：Sap＝0、Sbp＝1、Scp＝0、San＝0、Sbn＝1、Scn＝0，对应有效电流矢量为Ibb；
M9：Sap＝0、Sbp＝0、Scp＝1、San＝0、Sbn＝0、Scn＝1，对应有效电流矢量为Icc；
M7～M9对应的输出电压为0。
7.根据权利要求6所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，三相交流电压ua、ub、uc表达式如下：
其中Vi为三相交流电压的幅值，ωi为三相交流电压角频率；
对应的三相参考电流表达式为：
三相静止abc坐标系到两相静止αβ坐标系之间的关系变换矩阵如下：
其中x＝{v,i}；
电压参考矢量电流参考矢量向量/>的表达式如下：
其中θv、θi分别为参考电压、参考电流相角。
8.根据权利要求7所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，V1的表达式如下：
其中Ts为一个开关周期；
V2的表达式如下：
通过KCL和KVL定律得到V1、V2对应的I1、I2时，需要满足约束条件，所述的约束条件表达式如下：
Lr1Cr＝Lr2Cr＝LrCr (8)
I1的表达式为：
I2的表达式为：
LCL谐振槽的谐振频率ωs的表达式为：
9.根据权利要求8所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，构成电流ima、-imb、-imc的方法如下：
当V2的占空比d保持不变时，I1的幅值保持不变，当t0/4≤t≤t0/4+tα/2时，桥臂Sap和Sbn导通，电流i1由a相流向b相，构成电流ima和-imb，当t0/4+tα/2≤t≤t0/4+tα/2+tβ/2时，桥臂Sap和Scn导通，构成电流ima和-imc；
求平均得到的三相电流ia、ib、ic的表达式如下：
占空比的表达式如下：
其中m为调制系数，N为扇区号，且有：
t0＝Ts-tα-tβ
三相电流ia、ib、ic关于Ii的表达式如下：
Ii的表达式如下：
将式(13)代入式(6)中，得V1的幅值如下所示：
对输出电流Imd求均值可得输出直流侧电流Io如下所示：
视在功率S、有功功率P、无功功率Q的表达式如下：
其中的n表示变压器匝比，d表示变压器副边电压的占空比。
10.根据权利要求9所述的一种谐振型双向AC-DC变换器控制系统，其特征在于，谐振型双向AC-DC变换器的输出功率给定值由输出电压给定值/>和输出电流给定值/>得到，/>表达式如下：
输出电流给定值由输出电压给定值/>采样的输出电压Uo和输出电流Io得到，/>的表达式如下：
联立式(21)、式(22)得到输出功率给定值如下：
引入一个虚拟输出电压给定值来代替前面的输出电压给定值/>式(23)转变如下：
谐振型双向AC-DC变换器拓扑结构的传输功率表达式如下：
令P*＝P，得到传输功率到达给定值时电压V1和V2的占空比d的值为：
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