CN116972839A - 嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路及方法。在控制闭环中直接使用F/V或F/I转换电路来实现石英挠性加速度计表头机械部分的石英摆片的力矩平衡，使数字信号处理电路的频率控制信号与最终输出到力矩线圈上的驱动电流有严格的对应关系，避免了一般控制环使用D/A作为控制输出、A/D作为电流采样带来的量化误差和非线性误差造成的精度损失，由于该频率控制信号可以真实等效于石英挠性加速度计随载体运动所感应的加速度值。因此，本发明将直接输出该频率控制信号作为加速度值的测量数据给到惯导系统，使其无需配置I/F变换电路就可以在保证系统精度的前提下简化系统设计、降低系统功耗、节约成本。

Description

嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路及方法
技术领域
本发明涉及惯性测量传感器的伺服电路，尤其涉及一种嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路及方法。
背景技术
石英挠性加速度计也称为挠性加表，是惯性导航系统的关键组件，用于测量载体的运动加速度，其性能直接影响到系统导航和制导的精度。由于石英挠性加速度计体积小、质量轻、灵敏度高、稳定性好等优势，使其被广泛应用于惯性导航领域，并且在石油测井、隧道开凿等领域也得到了广泛的应用。
如图1所示，一般石英挠性加速度计主要是由表头机械部分和配套伺服电路两部分组成的。其中表头的结构主要包括：力矩线圈、石英摆片、力矩器等部分。当系统有加速度输入时，石英摆片将由于惯性而偏离初始平衡位置，导致其关联的差动电容结构的电容值发生变化。配套伺服电路通过检测电容变化来确定石英摆片的位置误差，经过误差放大和校正网络再经过功放，控制石英挠性角速度计力矩器中的电流使石英摆片始终维持在平衡位置。因此，反馈到力矩线圈中的电流大小就正比于加速度的当前值。
目前配套的伺服电路主要分为两种：一种是如图2所示的经典的模拟伺服电路，通过模拟PID控制和功率放大输出模拟电流以实现石英摆片的力矩平衡，并将该电流信号输出给上层导航系统进行加速度解算。因此，如图3所示，在惯导系统中一般需要采用I/F变换电路来处理加速度计输出的电流信号。
另一种配套伺服电路是如图4所示的数字闭环伺服电路，其核心思路是：由差动电容检测到的模拟差动电容电压信号不直接作为闭环反馈控制信号用于石英摆片的力矩平衡，而是先经过数字处理电路转换成离散数字量并进行数字滤波和补偿后再输出到D/A转换电路转换成模拟反馈电压信号，最后再经过驱动放大电路转换成反馈电流信号用于驱动石英摆片回到平衡位置的方式。
比较以上两种伺服电路，使用I/F转换电路的模拟加速度计系统可以获得更高精度的导航结果，主要原因是模拟系统中I/F转换电路具有全时积分的特性，转换在长时间轴上不会丢失任何信号具有更高的精度，而数字方式的加速度计系统都是在石英摆片力矩控制环中使用D/A转换来实现加速度计石英摆片力矩平衡的，因此就不可避免的引入了D/A量化误差和带宽限制带来的加速度精度损失和信息丢失的问题，如果对模拟加速度计的电流输出进行A/D采样同样会因为量化误差和带宽问题带来精度损失，如图5所示，图5中fp为A/D或D/A转换可处理的最大频率，fh为原始输入信号的高频信号，fs为A/D或D/A转换的采样频率。
因此，目前主流惯导系统设计方案依然多是采用输出模拟电流反馈型的石英挠性加速度计再搭配I/F转换电路的方式进行设计的。但是I/F接口板的造价高且功耗高，这不仅增加了惯导系统的体积和成本还增加了系统功耗，还带了系统温漂的相关问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题就在于：针对现有技术存在的技术问题，本发明提供一种嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路及方法，在取消I/F变换电路的同时具备较高的系统精度。
为解决上述技术问题，本发明提出的技术方案为：
一种嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，所述挠性加表数字伺服电路的控制环包括差动电容检测电路、前置滤波放大电路、A/D转换电路、数字信号处理电路以及三角波发生电路，还包括频率脉冲转换电路，所述差动电容检测电路的输入端与三角波发生电路的输出端以及石英挠性加速度计的差动电容分别连接，所述差动电容检测电路的输出端依次通过前置滤波放大电路、A/D转换电路与所述数字信号处理电路的输入端连接，所述数字信号处理电路的输出端通过频率脉冲转换电路与石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接。
进一步的，所述频率脉冲转换电路为F/I转换电路或F/V转换电路或∑ΔD/A转换电路。
进一步的，所述F/I转换电路包括第一比较器、第一单稳态触发器、反相器、模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02，所述第一比较器的反相输入端与参考电压Vref相连，所述数字信号处理电路输出的频率控制信号fIN与第一比较器的同相输入端相连，第一比较器的输出端与第一单稳态触发器输入端相连；第一电容跨接在第一单稳态触发器上，第一单稳态触发器的输出端与反相器的输入端相连，反相器的输出端与模拟开关SPDT_02的控制端相连，且第一单稳态触发器的输出端与模拟开关SPDT_01的控制端相连，模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的单端分别和对应的恒流源连接，模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的双端均有一个接点和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，且模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的动作逻辑相反。
进一步的，所述模拟开关SPDT_01双端的常闭接点和模拟开关SPDT_02双端的常开接点均接地，所述模拟开关SPDT_01双端的常开接点和模拟开关SPDT_02双端的常闭接点均和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，
或者，所述模拟开关SPDT_01双端的常闭接点和模拟开关SPDT_02双端的常开接点均和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述模拟开关SPDT_01双端的常开接点和模拟开关SPDT_02双端的常闭接点均接地。
进一步的，所述F/V转换电路包括第二比较器、第二单稳态触发器、运算放大器，所述第二比较器的反相输入端与参考电压Vref相连，所述数字信号处理电路输出的频率控制信号fIN与第二比较器的同相输入端相连，第二比较器的输出端与第二单稳态触发器输入端相连，第二电容跨接在第二单稳态触发器上，第二单稳态触发器的输出端与模拟开关SPDT的控制端相连，模拟开关SPDT的单端与恒流源相连，模拟开关SPDT的双端常开接点与运算放大器的反相输入端相连，且模拟开关SPDT的双端常闭接点与运算放大器的输出端相连，运算放大器的反相输入端到其输出端之间跨接有积分电阻RINT和积分电容CINT，运算放大器的输出端与石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接。
进一步的，所述∑ΔD/A转换电路包括1bit数模转换器和低通滤波器，所述1bit数模转换器的常闭接点与参考电压Vref相连，所述1bit数模转换器的常开接点接地，所述1bit数模转换器的控制端和所述数字信号处理电路输出的频率控制信号fIN相连，所述1bit数模转换器的输出端通过低通滤波器和自稳零运算放大器的同相输入端相连，所述自稳零运算放大器的输出端和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述自稳零运算放大器的反相输入端以及加速度计的力矩线圈输出端均通过电阻接地。
本发明还提出所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路的控制方法，包括以下步骤：
S1）差动电容检测电路接收来自三角波发生电路产生的三角波信号，将检测到的差分电容的变化转换为相应的电压变化信号，电压变化信号经过前置滤波放大电路转换成位置误差电压信号 VE；
S2）位置误差电压信号VE由A/D转换电路变成数字信号后进入数字信号处理电路；
S3）数字信号处理电路将输入数据转换成频率控制信号fIN；
S4）数字信号处理电路将频率控制信号fIN输入脉冲信号转换电路后转换为控制电流输入石英挠性加速度计的力矩线圈，力矩线圈产生磁性力矩控制石英摆片处于平衡位置，同时数字信号处理电路将频率控制信号fIN作为石英挠性加速度计的加速度输出量发送给用户端；
S5）石英摆片对电磁力矩和加速度力矩的误差进行积分形成新的位置误差，并返回步骤S1，使得石英摆片积分形成的位置误差将抵消流过力矩器的电流和外界输入加速度的累计误差。
进一步的，数字信号处理电路将输入数据转换成频率控制信号fIN时，包括：获取位置误差电压信号VE的离散数字量，经过数字陷波器去噪之后，通过数字PID控制器进行PID运算，得到控制电压，最后通过控制转换算法，将控制电压转换为频率控制信号fIN。
进一步的，数字信号处理电路将频率控制信号fIN作为石英挠性加速度计的加速度输出量发送给用户端时，包括：将频率控制信号fIN转换为数字量之后通过数字接口发送给用户端。
进一步的，还包括消除量化误差的步骤，具体包括：步骤S1中电压变化信号经过前置滤波放大电路转换成位置误差电压信号VE之前，在前置滤波放大电路中提高环路放大倍数，或者，步骤S3中数字信号处理电路将输入数据转换成频率控制信号fIN之前，在数字信号处理电路中进行随机加噪 。
与现有技术相比，本发明的优点在于：
本发明将目前石英挠性加速度计的数字闭环伺服电路中的D/A转换电路和功率放大器替换为F/I转换电路或F/V转换电路或∑ΔD/A转换电路等频率脉冲转换电路，确保平衡力矩器线圈中的电流和加速度计的输出信号有严格的对应关系，不丢失任何微小电流成分。
本发明创造性的在控制闭环中直接使用F/V或F/I转换电路来实现石英挠性加速度计表头机械部分的石英摆片的力矩平衡。数字信号处理电路以频率信号作为控制量输出，通过F/V或F/I转换电路使该频率控制信号与最终输出到力矩线圈上的驱动电流有严格的对应关系，避免了一般控制环使用D/A作为控制输出、A/D作为电流采样带来的量化误差和非线性误差造成的精度损失，由于该频率控制信号可以真实等效于石英挠性加速度计随载体运动所感应的加速度值。因此，本发明将直接输出该频率控制信号作为加速度值的测量数据给到惯导系统，使惯导系统无需配置I/F变换电路就可以在保证系统精度的前提下简化系统设计、降低系统功耗、节约制造成本。使导航系统可以在完全取消I/F变换电路的情况下达到同样的系统精度。
附图说明
图1为石英挠性加速度计的组成示意图。
图2为目前石英挠性加速度计的模拟伺服电路组成示意图。
图3为目前包含I/F变换的导航系统的示意图。
图4为目前石英挠性加速度计的数字闭环伺服电路组成示意图。
图5为A/D或D/A转换的量化误差和输入带宽限制示意图。
图6为本发明实施例的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路组成示意图。
图7为本发明实施例的差动电容检测电路和前置滤波放大电路的电路原理图。
图8为本发明实施例的F/I转换电路的电路原理图。
图9为本发明实施例的F/V转换电路的电路原理图。
图10为本发明实施例的∑ΔD/A转换电路的电路原理图。
图11为本发明实施例的F/I转换电路或F/V转换电路的工作时序示意图。
图12为本发明实施例的数字处理电路的信号处理流程图。
图13为本发明实施例的控制方法流程图。
图例说明：1-差动电容检测电路、2-前置滤波放大电路、3-A/D转换电路、4-数字信号处理电路、5-三角波发生电路、6-频率脉冲转换电路。
具体实施方式
以下结合说明书附图和具体优选的实施例对本发明作进一步描述，但并不因此而限制本发明的保护范围。
实施例一
针对现有技术的不足，本实施例提出一种嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，确保平衡力矩器线圈中的电流和加速度计的输出信号有严格的对应关系，不丢失任何微小电流成分。如图6所示，石英挠性加速度计的表头机械部分与差动电容检测电路1和频率脉冲转换电路6连接，差动电容检测电路1、前置滤波放大电路2、A/D转换电路3、数字信号处理电路4以及频率脉冲转换电路6依次连接，从而形成挠性加表数字伺服电路的控制环，图6中，差动电容检测电路1的输入端与三角波发生电路5的输出端以及石英挠性加速度计的差动电容分别连接，从而差动电容检测电路1与三角波发生电路5可以检测一起检测石英挠性加速度计的石英摆片的位置误差；差动电容检测电路1的输出端依次通过前置滤波放大电路2、A/D转换电路3与数字信号处理电路4的输入端连接，使得位置误差经过前置放大滤波电路2放大以后，由A/D转换电路3变成数字信号进入数字信号处理电路4，数字信号处理电路4的输出端通过频率脉冲转换电路6与石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，使得数字信号处理电路4将输入的数字信号输出转换成频率信号，由脉冲信号转换电路6直接将频率信号变成加速度计力矩器的控制电流输入石英挠性加速度计的力矩线圈，力矩线圈产生磁性力矩，控制石英摆片始终处于平衡位置，完成对石英摆片的闭环伺服，此外数字信号处理电路4连接三角波发生电路5，从而为三角波发生电路5提供时序信号。
通过上述结构，本实施例在伺服控制稳定的前提下，仅利用反馈通道中的频率脉冲转换电路6，就可以将流经力矩器线圈的电流无误差地精确测量后输出，闭环伺服电路中，输入到频率脉冲转换电路6的频率信号即加速度计的最后输出量，因此数字信号处理电路4输出的频率信号分为两路，一路输入反馈通道中的频率脉冲转换电路6，另一路发送给用户端，当然，也可以将发送给用户端的该路频率信号变成数字量之后，通过数字接口直接输出至用户端。
下面对于挠性加表数字伺服电路的控制环中的主要电路分别进行说明。
本实施例的差动电容检测电路1接收来自三角波发生电路5产生的三角波信号，将检测到的差分电容的变化转换为相应的电压变化信号输出，电压变化信号经过前置滤波放大电路2，转换成位置误差电压信号。如图7所示，图中的两个电容器C1和C2就是石英挠性加速度计的表头机械部分的差动电容，差动电容检测电路1中，电阻R1和三极管NPN1以及二极管D1构成一个控制环路，称为第一控制环，对称的电阻R2和三极管NPN2以及二极管D2构成另一个控制环路，称为第二控制环。当外界有加速度变化时候，石英挠性加速度计表头机械部分的差动电容C1和C2的容值会由于石英摆片的偏移产生相反的变化。因此，使用一定频率的三角波信号，使第一控制环和第二控制环的在一段时间内对差动电容C1和C2的充电电流相等，即I1=I2=I，就可以得出这一段时间内差动电容C1和C2的电压变化分别为：
（1）
（2）
通过前置滤波放大电路2的运算放大器OPA的差分放大，就可将加速度变化产生的差动电容电压变化信号转换为位置误差电压信号：
（3）
至此，实现将检测的加速度变化转换为位置误差电压信号（加速度变化->加速度计石英摆片偏离平衡位置->差动电容产生变化->差动电容检测电路->摆片位置误差的电信号VE）；如图7右半部分所示，前置滤波放大电路2的运算放大器OPA输出的位置误差电压信号VE经过前置滤波放大电路2的RC滤波电路进行滤波，然后发送到A/D转换电路3进行模数转换。
位置误差电压信号VE经过A/D转换电路3采样变成数字信号后，进入数字信号处理电路4，数字信号处理电路4对输入的离散数字量进行PID运算，经过相应的校正和控制转换算法后，转换成高速频率信号输出至频率脉冲转换电路6，同时将该频率信号作为加速度计的结果输出至用户端。
本实施例中，频率脉冲转换电路6采用F/I转换电路，将频率信号按照严格的比例关系转换成石英挠性加速度计的力矩器的控制电流，如图8所示，F/I转换电路包括比较器COMP、单稳态触发器ONE-SHOT、反相器、模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02，比较器COMP的反相输入端与参考电压Vref相连，所述数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN与比较器COMP的同相输入端相连，比较器COMP的输出端与单稳态触发器ONE-SHOT输入端相连；电容Cos跨接在单稳态触发器ONE-SHOT上，单稳态触发器ONE-SHOT的输出端与反相器的输入端相连，反相器的输出端与模拟开关SPDT_02的控制端相连，且单稳态触发器ONE-SHOT的输出端与模拟开关SPDT_01的控制端相连，模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的单端分别和对应的恒流源连接，模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的双端均有一个接点和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，图8中，模拟开关SPDT_01双端的常闭接点和模拟开关SPDT_02双端的常开接点均接地，所述模拟开关SPDT_01双端的常开接点和模拟开关SPDT_02双端的常闭接点均和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，使得模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的动作逻辑相反。
相对应的，也可以是模拟开关SPDT_01双端的常闭接点和模拟开关SPDT_02双端的常开接点均和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述模拟开关SPDT_01双端的常开接点和模拟开关SPDT_02双端的常闭接点均接地。
当数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN的幅值超过比较器COMP的门限电压时，比较器COMP将触发单稳态触发器ONE-SHOT开始一次工作，随即单稳态触发器ONE-SHOT将控制模拟开关SPDT_01进行一次固定时长的切换（这个固定时长由电容Cos的取值决定，如图11所示），在输入单一控制逻辑电平下，力矩器只与图8中两个恒流源中的一个相连。因此，可以得出力矩线圈上流过电流与控制信号fIN之间的关系。
在图11的一个控制周期t中，恒流源I(t)对力矩线圈的的充电时间为恒定常数tos，放电时间为t-tos，设恒流源I(t)的大小为α，限流电阻RS为固定值，因此可得一个控制周期内流过力矩器线圈的平均电流为：
(4)
将t = 1/fIN,代入式(4)可得：
(5)
式（5）为F/I转换电路的传递函数，由此可得：输出到力矩线圈上的控制信号Iout的平均值与输入的频率控制信号fIN线性相关，即石英挠性加速计的反馈通道中，输入F/I转换电路的频率控制信号fIN与F/I转换电路输出的控制信号Iout有严格的一一对应关系（实际加载在力矩器上的对地电压Vout = Iout×（力矩器内阻Rx+Rs）），惯导系统只需解算该频率控制信号就可获得挠性石英加速度计感应的加速度值。
由此可见，F/I转换电路中直接将频率信号转换成力矩器线圈电流，可以保证输入与输出有严格的对应关系，在闭环伺服电路的反馈通道中使用F/I变换电路替代了用于产生电磁力矩的D/A转换电路和功率放大器，确保加速度计的输出信号和力矩器的伺服控制电流有严格的对应关系，不会丢失任何细微的外界输入加速度信号，用户端的导航系统可以在完全取消I/F变换接口的情况下达到同样的系统精度。
需要说明的是，流过力矩器的电流不是任何时刻都正好与外界输入加速度成严格的正比例关系，会存在微小的控制波动，但是由于石英摆片存在一定的惯性，会平滑掉这些微小的控制波动，这相当于积分作用，因此在稍长的时间轴上，信号积分过程由加速度计石英摆片自身完成，恰好消除了流过力矩器的电流和外界输入加速度的累计误差，从而保证了加速度输出严格反映外界输入的加速度。
另外，本实施例使用了A/D转换电路采集位置误差，虽然存在一定的量化误差和线性误差，但由于石英挠性加速度计的石英摆片最后始终控制在零位置附近，所以对线性度并无要求，量化误差可以通过在前置滤波放大电路2中提高环路放大倍数、在数字信号处理电路4中进行随机加噪等方式消除至最低，在方法适当的情况下甚至可以用分辨率较低的A/D转换器来实现较高的控制精度。
实施例二
本实施例与实施例一基本相同，区别在于，本实施例中的频率脉冲转换电路6采用F/V转换电路。
如图9所示，F/V转换电路包括比较器COMP、单稳态触发器ONE-SHOT、运算放大器OP-AMP，所述比较器COMP的反相输入端与参考电压Vref相连，所述数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN与比较器COMP的同相输入端相连，比较器COMP的输出端与单稳态触发器ONE-SHOT输入端相连，电容Cos跨接在单稳态触发器ONE-SHOT上，单稳态触发器ONE-SHOT的输出端与模拟开关SPDT的控制端相连，模拟开关SPDT的单端与恒流源I(t)相连，模拟开关SPDT的双端常开接点与运算放大器OP-AMP的反相输入端相连，且模拟开关SPDT的双端常闭接点与运算放大器OP-AMP的输出端相连，运算放大器OP-AMP的反相输入端到其输出端之间跨接有积分电阻RINT和积分电容CINT，运算放大器OP-AMP的输出端与石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接。
数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN的幅值超过比较器COMP的门限电压时，比较器COMP将触发单稳态触发器ONE-SHOT开始一次工作，随即单稳态触发器ONE-SHOT将控制模拟开关SPDT进行一次固定时长的切换（这个固定时长由电容Cos的取值决定，如图11所示），当模拟开关SPDT的双端常开接点与恒流源I(t)导通时，积分电容CINT开始充电，使运算放大器OP-AMP输出端电压Vout升高，当模拟开关的双端常闭接点与恒流源I(t)导通时，积分电容CINT开始放电使运算放大器OP-AMP输出端电压Vout下降。当数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN达到稳态时，比较器COMP将以恒定频率发生触发，使运算放大器OP-AMP的积分电容CINT充电至相对稳定的值，并通过恒定的充电和放电来维持。本实施例中选用的运算放大器的输出阻抗较低，存储在积分电容CINT上的电荷不受负载的影响。因此，可以得出积分电容CINT上电荷量与频率控制信号fIN之间的关系。
在图11的一个控制周期t中，积分电容CINT的充电时间为恒定常数tos，放电时间为t-tos，设恒流源I(t)的大小为α，电阻RINT为固定值，因此可得一个控制周期内运算放大器OP-AMP输出端的平均电压：
(6)
将t = 1/fIN,代入式(6)可得：
(7)
式（2）为F/V转换电路的传递函数，由此可得：输出到力矩线圈上的控制信号Vout的平均值与输入的频率控制信号fIN线性相关，即石英挠性加速计的反馈通道中，输入F/V转换电路的频率控制信号fIN与F/V转换电路输出的控制信号Vout有严格的一一对应关系，惯导系统只需解算该频率控制信号就可获得挠性石英加速度计感应的加速度值。
由此可见，F/V转换电路中，采用电流反馈来保证输入的频率和输出到力矩器线圈电流的严格对应关系，在闭环伺服电路的反馈通道中使用F/V变换电路替代了用于产生电磁力矩的D/A转换电路和功率放大器，确保加速度计的输出信号和力矩器的伺服控制电流有严格的对应关系，不会丢失任何细微的外界输入加速度信号，用户端的导航系统可以在完全取消I/F变换接口的情况下达到同样的系统精度。
实施例三
本实施例与实施例一基本相同，区别在于，本实施例中的频率脉冲转换电路6采用∑ΔD/A转换电路。
如图10所示，∑ΔD/A转换电路包括1bit D/A（数模转换器）和低通滤波器，所述1bit数模转换器的常闭接点与参考电压Vref相连，所述1bit数模转换器的常开接点接地，所述1bit数模转换器的控制端和所述数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN相连，所述1bit数模转换器的输出端通过低通滤波器和自稳零运算放大器的同相输入端相连，所述自稳零运算放大器的输出端和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述自稳零运算放大器的反相输入端以及加速度计的力矩线圈输出端均通过电阻接地。
1bit 数模转换器类似于一个受控模拟开关，根据输入的1bit数据流来使其输出在参考电压VREF(逻辑高电平)与GND(逻辑低电平)之间对应切换，从而将量化噪声的频率特性转换成了高通信号，后序只要用成本较低的低通滤波器就可以实现对量化噪声的大幅度抑制，本实施例中的低通滤波器采用sinc滤波器，sinc滤波器进行低通滤波后输出的信号就是与1bit数据流控制信号（即数字信号处理电路4输出的频率控制信号fIN）对应的电压模拟量，最后再经过自稳零功放与力矩器及精密电阻构成的负反馈网络实现对流过力矩器的电流进行稳态控制。
因此，∑ΔD/A转换电路同样采用电流反馈来使输入的频率和输出到力矩器线圈电流的严格对应关系，其具有可与F/I电路相比拟的线性度，可以保证最终的转换精度，且在IC中相比F/I转换电路或F/V转换电路更容易实现。
在闭环伺服电路的反馈通道中使用∑ΔD/A转换电路替代了用于产生电磁力矩的D/A转换电路和功率放大器，确保加速度计的输出信号和力矩器的伺服控制电流有严格的对应关系，不会丢失任何细微的外界输入加速度信号，用户端的导航系统可以在完全取消I/F变换接口的情况下达到同样的系统精度。
实施例四
本实施例提出一种石英挠性加速度计的数字伺服电路的控制方法，应用于实施例一至实施例三任一所述的石英挠性加速度计的数字伺服电路，如图13所示，包括以下步骤：
S1）差动电容检测电路1接收来自三角波发生电路5产生的三角波信号，根据前文中的式（1）和式（2），将检测到的差分电容的变化转换为相应的电压变化信号，电压变化信号经过前置滤波放大电路2根据前文中的式（3）转换成位置误差电压信号 VE；
S2）位置误差电压信号VE由A/D转换电路3变成数字信号进入数字信号处理电路4；
S3）数字信号处理电路4将输入数据转换成频率控制信号fIN；
S4）数字信号处理电路4将频率控制信号fIN输入脉冲信号转换电路6后，脉冲信号转换电路6根据其具体的电路类型（F/V变换电路或F/I变换电路或∑ΔD/A转换电路），将频率控制信号fIN转换为控制电流或者控制电压后输入石英挠性加速度计的力矩线圈，力矩线圈产生磁性力矩，控制石英摆片始终处于平衡位置，同时数字信号处理电路4将频率控制信号fIN作为石英挠性加速度计的加速度输出量发送给用户端；
S5）石英摆片对电磁力矩和加速度力矩的误差进行积分形成新的位置误差，然后返回步骤S1开始新一轮的石英摆片位置控制，在此期间，石英摆片积分形成的位置误差将抵消流过力矩器的电流和外界输入加速度的累计误差，从而得到准确的外界输入加速度。
如图12所示，本实施例中，数字信号处理电路4将输入数据转换成频率控制信号fIN时，包括：
获取位置误差电压信号VE的离散数字量，经过数字陷波器去噪之后，通过数字PID控制器进行PID运算，得到控制电压，最后通过控制转换算法，将控制电压转换为频率控制信号fIN。本实施例中的控制转换算法可以为F = KV，其中F是输出频率，K是系数，V是控制电压，需要说明的是，控制转换算法可以为多种形式，本实施例并不进行限定。
本实施例中，数字信号处理电路4将频率控制信号fIN作为石英挠性加速度计的加速度输出量发送给用户端时，包括：将频率控制信号fIN转换为数字量之后通过数字接口发送给用户端。
本实施例中，步骤S1中电压变化信号经过前置滤波放大电路2转换成位置误差电压信号VE之前，通过在前置滤波放大电路2中提高环路放大倍数，或者，步骤S3中数字信号处理电路4将输入数据转换成频率控制信号fIN之前，通过在数字信号处理电路4中进行随机加噪。通过提高环路放大倍数、随机加噪等方式，将A/D转换电路3所存在的量化误差消除至最低，从而可以用分辨率较低的A/D转换器来实现较高的控制精度。
综上所述，本发明在石英挠性加速度计的数字伺服电路中的反馈通道设计了F/V变换电路或F/I变换电路或∑ΔD/A转换电路作为脉冲信号转换电路，用脉冲信号转换电路替代目前石英加速度计闭环伺服电路中用于产生电磁力矩的D/A转换电路和功率放大器，确保平衡力矩器线圈中的电流和加速度计的输出信号有严格的对应关系，不丢失任何微小电流成分，而信号积分过程由加速度计石英摆片自身完成，消除流过力矩器的电流和外界输入加速度的累计误差。使用户端的导航系统可以在完全取消I/F变换接口的情况下达到同样的系统精度，具有以下优点：
1. 无需外置I/F变换接口电路；
2. 简化惯导系统设计，缩小体积，节约成本；
3. 大大降低惯导系统整体功耗，进一步降低了系统温漂；
4. 系统准备时间大大缩短。
上述只是本发明的较佳实施例，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均应落在本发明技术方案保护的范围内。

Claims (9)

1.一种嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，其特征在于，所述挠性加表数字伺服电路的控制环包括差动电容检测电路（1）、前置滤波放大电路（2）、A/D转换电路（3）、数字信号处理电路（4）以及三角波发生电路（5），还包括频率脉冲转换电路（6），所述差动电容检测电路（1）的输入端与三角波发生电路（5）的输出端以及石英挠性加速度计的差动电容分别连接，所述差动电容检测电路（1）的输出端依次通过前置滤波放大电路（2）、A/D转换电路（3）与所述数字信号处理电路（4）的输入端连接，所述数字信号处理电路（4）的输出端通过频率脉冲转换电路（6）与石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述频率脉冲转换电路（6）为F/I转换电路或F/V转换电路或∑ΔD/A转换电路。
2.根据权利要求1所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，其特征在于，所述F/I转换电路包括第一比较器、第一单稳态触发器、反相器、模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02，所述第一比较器的反相输入端与参考电压Vref相连，所述数字信号处理电路（4）输出的频率控制信号fIN与第一比较器的同相输入端相连，第一比较器的输出端与第一单稳态触发器输入端相连；第一电容跨接在第一单稳态触发器上，第一单稳态触发器的输出端与反相器的输入端相连，反相器的输出端与模拟开关SPDT_02的控制端相连，且第一单稳态触发器的输出端与模拟开关SPDT_01的控制端相连，模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的单端分别和对应的恒流源连接，模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的双端均有一个接点和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，且模拟开关SPDT_01和模拟开关SPDT_02的动作逻辑相反。
3.根据权利要求2所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，其特征在于，所述模拟开关SPDT_01双端的常闭接点和模拟开关SPDT_02双端的常开接点均接地，所述模拟开关SPDT_01双端的常开接点和模拟开关SPDT_02双端的常闭接点均和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，
或者，所述模拟开关SPDT_01双端的常闭接点和模拟开关SPDT_02双端的常开接点均和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述模拟开关SPDT_01双端的常开接点和模拟开关SPDT_02双端的常闭接点均接地。
4.根据权利要求1所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，其特征在于，所述F/V转换电路包括第二比较器、第二单稳态触发器、运算放大器，所述第二比较器的反相输入端与参考电压Vref相连，所述数字信号处理电路（4）输出的频率控制信号fIN与第二比较器的同相输入端相连，第二比较器的输出端与第二单稳态触发器输入端相连，第二电容跨接在第二单稳态触发器上，第二单稳态触发器的输出端与模拟开关SPDT的控制端相连，模拟开关SPDT的单端与恒流源相连，模拟开关SPDT的双端常开接点与运算放大器的反相输入端相连，且模拟开关SPDT的双端常闭接点与运算放大器的输出端相连，运算放大器的反相输入端到其输出端之间跨接有积分电阻RINT和积分电容CINT，运算放大器的输出端与石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接。
5.根据权利要求1所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路，其特征在于，所述∑ΔD/A转换电路包括1bit数模转换器和低通滤波器，所述1bit数模转换器的常闭接点与参考电压Vref相连，所述1bit数模转换器的常开接点接地，所述1bit数模转换器的控制端和所述数字信号处理电路（4）输出的频率控制信号fIN相连，所述1bit数模转换器的输出端通过低通滤波器和自稳零运算放大器的同相输入端相连，所述自稳零运算放大器的输出端和石英挠性加速度计的力矩线圈输入端连接，所述自稳零运算放大器的反相输入端以及加速度计的力矩线圈输出端均通过电阻接地。
6.根据权利要求1~5任一所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1）差动电容检测电路（1）接收来自三角波发生电路（5）产生的三角波信号，将检测到的差分电容的变化转换为相应的电压变化信号，电压变化信号经过前置滤波放大电路（2）转换成位置误差电压信号 VE；
S2）位置误差电压信号VE由A/D转换电路（3）变成数字信号后进入数字信号处理电路（4）；
S3）数字信号处理电路（4）将输入数据转换成频率控制信号fIN；
S4）数字信号处理电路（4）将频率控制信号fIN输入脉冲信号转换电路（6）后转换为控制电流输入石英挠性加速度计的力矩线圈，力矩线圈产生磁性力矩控制石英摆片处于平衡位置，同时数字信号处理电路（4）将频率控制信号fIN作为石英挠性加速度计的加速度输出量发送给用户端；
S5）石英摆片对电磁力矩和加速度力矩的误差进行积分形成新的位置误差，并返回步骤S1，使得石英摆片积分形成的位置误差将抵消流过力矩器的电流和外界输入加速度的累计误差。
7.根据权利要求6所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路的控制方法，其特征在于，数字信号处理电路（4）将输入数据转换成频率控制信号fIN时，包括：获取位置误差电压信号VE的离散数字量，经过数字陷波器去噪之后，通过数字PID控制器进行PID运算，得到控制电压，最后通过控制转换算法，将控制电压转换为频率控制信号fIN。
8.根据权利要求6所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路的控制方法，其特征在于，数字信号处理电路（4）将频率控制信号fIN作为石英挠性加速度计的加速度输出量发送给用户端时，包括：将频率控制信号fIN转换为数字量之后通过数字接口发送给用户端。
9.根据权利要求6所述的嵌入频率脉冲转换电路的挠性加表数字伺服电路的控制方法，其特征在于，还包括消除量化误差的步骤，具体包括：步骤S1中电压变化信号经过前置滤波放大电路（2）转换成位置误差电压信号VE之前，在前置滤波放大电路（2）中提高环路放大倍数，或者，步骤S3中数字信号处理电路（4）将输入数据转换成频率控制信号fIN之前，在数字信号处理电路（4）中进行随机加噪。
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