CN116915026A - 反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器 - Google Patents

反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器，该方法包括：设置所述同步整流管的第一关断区间；在所述第一关断区间内检测所述同步整流管上是否存在反向电流；在检测到反向电流时，以第一关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管在所述第一关断区间内关断。本发明优化了同步整流管在反向电流关断下的承受的应力过大的问题，提高了系统可靠性。

Description

反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器
技术领域
本发明涉及开关电源技术领域，具体涉及一种反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器。
背景技术
电源是各个电子设备不可或缺的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子设备的技术指标及其能否安全可靠地工作，而目前主流应用是开关电源(Switch Mode PowerSupply)。开关电源又称之为开关变换器，是利用现代电力电子技术，通过调整开关器件的导通比或者频率来使输出电压恒定的一种电源。
一般来说，在中小功率反激变换器电源中，整流二极管(Rectifier Diode，DR)由于其正向导通压降而导致的导通损耗是系统损耗的重要构成。在电源输出电压不超过整流二极管正向压降的十倍以上时，导通损耗会占到总功率损失的50％以上。
为了提高效率和降低损耗的需要，采用同步整流(SR)技术已经成为了一种必要的手段。它是釆用导通电阻极低的金属-氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxid-eSemiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)替代传统的整流二极管或肖特基二极管，以降低输出整流损耗。相比于传统的肖特基二极管，同步整流管导通电阻低、正向压降小，因而整流损耗低。此外，还具有截止电压高、反向电流小等优点。
现有同步整流控制管为了兼容CCM模式(电感电流连续模式)，通常把同步整流管的关断速度设计的比较快，以减小CCM模式下原副边的共通时间，从而减小同步整流管的反向电流和电压尖峰的大小。但是对于在原边设置有谐振电容或钳位电容Cr的拓扑(如非对称半桥反激AHB，有源钳位反激ACF等)，在一些瞬态条件下，同步整流管开通区间内，输出电容Co的电压大于谐振电容或钳位电容的电压，这时会导致同步整流管流过反向电流，使得同步整流管关断时承受的应力更大。
因此，有必要提供改进的技术方案以克服现有技术中存在的以上技术问题。
发明内容
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种反激变换器的同步整流控制方法及反激变换器，优化了同步整流管在反向电流关断下的器件承受应力大的问题，提高了系统可靠性。
根据本发明第一方面，提供了一种反激变换器的同步整流控制方法，所述反激变换器包括变压器、主开关管和同步整流管，该同步整流控制方法包括：
设置所述同步整流管的第一关断区间；
在所述第一关断区间内检测所述同步整流管上是否存在反向电流；
在检测到反向电流时，以第一关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管在所述关断区间内实现关断。
可选的，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率大于预设关断速率以控制所述反向电流小于第一电流阈值。
可选的，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率小于预设关断速率以控制在所述第一关断区间内同步整流管两端电压小于第一电压阈值。
可选的，在检测到反向电流时，先控制所述第一关断速率大于所述预设关断速率，再控制所述第一关断速率小于所述预设关断速率以控制所述同步整流管关断
可选地，所述第一关断区间为所述同步整流管导通预设的最小导通时间后的时间段。
可选地，是否存在反向电流的检测方法包括：
对所述同步整流管的漏源电压进行采样，获得采样信号；
在所述第一关断区间内，判断所述采样信号是否大于预设的第一关断阈值，若是，则表示检测到反向电流；反之，则表示在所述第一关断区间内未检测到反向电流。
可选地，还包括：若在所述第一关断区间内未检测到反向电流，则于所述第一关断区间之后，且所述同步整流管满足快速关断条件时，以高于所述预设关断速率的第二关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管实现快速关断。
可选地，于所述关断区间之后，在所述采样信号达到第二关断阈值时开始以所述第二关断速率关断所述同步整流管，其中，所述第二关断阈值小于所述第一关断阈值。
可选地，在每个开关周期内，所述主开关管的最小关断时间大于所述同步整流管的最小导通时间与所述第一关断区间之和。
可选地，在所述主开关管关断后延迟第一时间导通所述同步整流管。
可选地，在所述主开关管关断后，于所述采样信号达到预设的导通阈值时导通所述同步整流管。
可选地，所述导通阈值小于所述第二关断阈值。
根据本发明第二方面，提供了一种反激变换器，包括：
变压器，包括原边绕组和副边绕组；
主开关管，与所述原边绕组串联连接在电压输入端和参考地之间；
同步整流管，连接在所述副边绕组和输出端之间；
原边控制电路，用于提供所述主开关管的控制信号；
同步整流驱动控制电路，用于提供所述同步整流管的控制信号，
其中，所述同步整流驱动控制电路被配置为在所述同步整流管的关断区间内检测到所述同步整流管上存在反向电流时，以第一关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管在所述第一关断区间内关断，
其中，所述第一关断区间为所述同步整流管导通预设的最小导通时间后的时间段。
可选的，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率大于预设关断速率以控制所述反向电流小于第一电流阈值。
可选的，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率小于预设关断速率以控制在所述第一关断区间内同步整流管两端电压小于第一电压阈值。
可选的，在检测到反向电流时，先控制所述第一关断速率大于所述预设关断速率，再控制所述第一关断速率小于所述预设关断速率以控制所述同步整流管关断。
可选地，所述同步整流驱动控制电路还被配置为在所述第一关断区间内未检测到反向电流的情况下，于所述第一关断区间之后且所述同步整流管满足快速关断条件时，以高于所述预设关断速率的第二关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管实现快速关断。
可选地，所述同步整流驱动控制电路包括：
采样模块，用于对所述同步整流管的漏源电压进行采样，获得采样信号；
第一比较模块，用于在所述第一关断区间内比较所述采样信号和预设的第一关断阈值，并在所述采样信号达到所述第一关断阈值时提供第一触发信号；
第二比较模块，用于在所述第一关断区间之后比较所述采样信号和预设的第二关断阈值，并在所述采样信号达到所述第二关断阈值时提供第二触发信号；
驱动调节单元，用于在所述第一触发信号的触发下以所述第一关断速率或者第二关断速率关断所述同步整流管，或者在所述第二触发信号的触发下以所述第二关断速率关断所述同步整流管，
其中，所述第一关断阈值大于所述第二关断阈值。
可选地，在每个开关周期内，所述主开关管的最小关断时间大于所述同步整流管的最小导通时间与所述第一关断区间之和。
可选地，所述同步整流驱动控制电路还包括：
导通控制模块，用于在所述主开关管关断后延迟第一时间控制所述同步整流管导通；或者在所述主开关管关断后，于所述采样信号达到预设的导通阈值时控制所述同步整流管导通，
其中，所述导通阈值小于所述第二关断阈值。
可选地，所述反激变换器为非对称半桥反激变换器或有源钳位反激变换器。
本发明的有益效果至少包括：
本发明实施例设置了同步整流管的第一关断区间，并在于该第一关断区间内检测到同步整流管上存在反向电流时，通过以高于预设关断速率或者以低于预设关断速率的关断速率关断同步整流管，使得在存在反向电流时反向电流不至于过大或者关断时产生的电压尖峰不至于过大进而使得同步整流管承受的器件应力不至于过大，提高了系统可靠性。
应当说明的是，以上的一般描述和后文的细节描述仅是示例性和解释性的，并不能限制本发明。
附图说明
图1a示出根据本发明实施例提供的QR反激变换器的电路结构示意图；
图1b示出根据本发明实施例提供的有源钳位反激变换器的电路结构示意图；
图1c示出根据本发明实施例提供的非对称半桥反激变换器的电路结构示意图；
图2示出根据本发明实施例提供的同步整流驱动控制电路的结构示意图；
图3示出根据本发明实施例提供的有源钳位或非对称半桥反激变换器中部分控制信号的时序波形示意图；
图4示出根据本发明实施例提供的QR反激变换器中部分控制信号的时序波形示意图；
图5示出根据本发明实施例提供的反激变换器的同步整流控制方法的结构示意图。
具体实施方式
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的较佳实施例。但是，本发明可以通过不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反的，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。
本发明实施例所公开的技术方案可以适用于QR反激变换器、有源钳位反激变换器ACF、非对称半桥反激变换器AHB等其他类型的反激变换器中。
如图1a、图1b和图1c所示，该些反激变换器均包括：包含有原边绕组Np、副边绕组Ns和辅助绕组Na的变压器TR、主开关管Q1、同步整流管Q3、原边控制电路10以及同步整流驱动控制电路20。主开关管Q1和原边绕组Np串联连接在电压输入端与参考地之间，同步整流管Q3连接在副边绕组Ns与输出端之间。原边绕组Np的励磁电感和漏感分别被等效为电感Lm和Lk。而对于如图1b中的有源钳位反激变换器和如图1c中的非对称半桥反激变换器来说，还包括：与原边绕组Np相连接的辅助开关管Q2以及在辅助开关管Q2导通期间与变压器TR的漏感Lk形成谐振回路的钳位电容或谐振电容Cr(有源钳位反激变换器中的钳位电容Cr和如非对称半桥反激变换器中的谐振电容Cr在各自电路中的连接位置不同，具体如图1b和图1c中所示)。各反激变换器主要在主开关管Q1导通期间在变换器的原边储能元件中储存能量，在开关管Q1关断后配合同步整流管Q3将原边储能元件储存的能量传递至副边部分。
在一些可能的实施例中，主开关管Q1、辅助开关管Q2和同步整流管Q3均为NMOS场效应晶体管或者GAN器件。
原边控制电路10用于根据对辅助绕组Na上信号的采样生成控制开关管Q1导通及关断的控制信号Vgs1，甚至控制开关管Q2导通及关断的控制信号Vgs2。
同步整流驱动控制电路20与同步整流管Q3连接，同于生成控制同步整流管Q3导通及关断的控制信号Vgs3。
本实施例中，同步整流驱动控制电路20被配置为在同步整流管Q3的第一关断区间(记为T2)内检测到同步整流管Q3上存在反向电流时，以第一关断速率关断同步整流管Q3，从而控制同步整流管Q3在第一关断区间T2内关断时承受的器件应力较小；以较快的第一关断速率关断同步整流管时，即控制第一关断速率大于预设关断速率，可以使得反向电流的上升幅度不至于过大即较快关断速率可以限制反向电流过大从而避免同步整流管承受较大的器件应力，可限制反向电流小于第一电流阈值，这里的反向电流已指明电流方向，反向电流小于第一电流阈值指反向电流大小小于第一电流阈值；同样的，以较慢的第一关断速率关断同步整流管时，即控制第一关断速率小于预设关断速率，可以使得关断时产生的电压震荡幅度不至于过大即较慢关断速率可以限制同步整流管关断时产生的尖峰电压过大从而避免同步整流管承受的器件应力过大，可限制同步整流管两端电压小于第一电压阈值；本申请可以从不同的方面考量，选择较快的关断速率或者较慢的关断同步整流管，都可以降低低器件承受的应力；优选的，可以先控制第一关断速率大于预设关断速率，以较快的关断速率关断同步整流管，再控制第一关断速率小于预设关断速率，以较慢的关断速率关断同步整流管，这样可以先限制反向电流过大再进一步限制电压尖峰过大；若先以慢速关断同步整流管再以快速关断同步整流管，其快速关断同步整流管的效果不明显，另外，若单以慢速关断同步整流管其虽然可以降低同步整流管关断时产生的电压尖峰，但不一定能在第一关断区间内实现同步整流管的完全关断。
另一种情况下，同步整流驱动控制电路20被配置为被配置为在第一关断区间T2内未检测到反向电流的情况下，于第一关断区间T2之后，且同步整流管Q3满足快速关断条件时，以高于预设关断速率的的第二关断速率关断同步整流管Q3，控制同步整流管Q3实现快速关断。其中，第一关断区间T2为同步整流管Q3导通预设的最小导通时间(记为MOT1)后的时间段。
示例性地，同步整流驱动控制电路20例如可以通过第一速率或者第三速率逐渐调节同步整流管Q3的驱动电压的方式实现以第一关断速率或者第二关断速率关断同步整流管Q3。且可选地，当同步整流管Q3为N型晶体管例如NMOS晶体管或NPN型晶体管时，同步整流驱动控制电路20通过以相应速率逐渐降低同步整流管Q3的驱动电压的方式关断同步整流管Q3，而当同步整流管Q3为PMOS晶体管或PNP型晶体管时，同步整流驱动控制电路20则通过逐渐增大同步整流管Q3的驱动电压以关断同步整流管Q3。
本实施例中，同步整流驱动控制电路20具体被配置为在第一关断区间T2内根据对同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3的采样信号与相应的预设阈值的比较来检测同步整流管Q3上是否存在反向电流，从而实现对不同反激变换器中的同步整流管Q3的关断策略。例如在有源钳位反激变换器或非对称半桥反激变换器中，当于第一关断区间T2内检测到存在反向电流时控制同步整流管Q3以一定速率关断，从而优化同步整流管在反向电流关断下的承受的器件应力，提高系统可靠性；或在QR反激变换器中，当于第一关断区间T2内未检测到反向电流时控制同步整流管Q3快速关断，从而减小CCM模式下原副边的共通时间，从而减小同步整流管的反向电流和电压尖峰的大小。
此外还需说明的是，本发明实施例中设置在第一关断区间T2内进行反向电流的检测，使得在基于对同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3和相应阈值的比较来检测反向电流时，能够避免在漏源电压Vds_Q3的电压振荡阶段所容易出现的误判断，有利于提高对反向电流检测的准确性和对同步整流管Q3进行关断控制时的可靠性。
如图2所示，同步整流驱动控制电路20进一步包括：采样模块21、比较模块22、比较模块23、驱动调节单元24以及导通控制模块25。
采样模块21用于对同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3进行采样以获得采样信号。比较模块22用于在第一关断区间T2内比较该采样信号和预设的第一关断阈值Vsw1，并在采样信号达到第一关断阈值Vsw1时提供第一触发信号。比较模块23用于在第一关断区间T2之后比较采样信号和预设的第二关断阈值Vsw2，并在采样信号达到第二关断阈值Vsw2时提供第二触发信号。驱动调节单元24用于在第一触发信号的触发下以第一关断速率关断同步整流管Q3，或者在第二触发信号的触发下以第二关断速率关断同步整流管Q3。
在本发明的一些实施例中，导通控制模块25用于在主开关管Q1关断后延迟第一时间(记为T1)控制同步整流管Q3导通。该些实施例中，导通控制模块25例如包括计时器，在主开关管Q1的关断时刻开始计时，在计时值达到第一时间T1时控制同步整流管Q3导通。
在本发明的另一些实施例中，导通控制模块25用于在主开关管Q1关断后，于采样信号降低至预设的导通阈值Vsw3时控制同步整流管Q3导通。该些实施例中，导通控制模块25例如包括比较器，实时比较采样模块21获得的采样信号和导通阈值Vsw3，在采样信号降低至导通阈值Vsw3时控制同步整流管Q3导通。
本实施例中，第一关断阈值Vsw1大于第二关断阈值Vsw2，而第二关断阈值Vsw2大于导通阈值Vsw3。
参考图3和图4，以同步整流管Q3为NMOS晶体管为例，主开关管Q1在t0时刻导通，在t1时刻关断。
以导通控制模块25以比较采样信号和导通阈值Vsw3的方式控制同步整流管Q3导通为例，主开关管Q1关断后，同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3快速下降，其快速下降时的高频振荡会导致漏源电压Vds_Q3下降至导通阈值Vsw3以下，满足同步整流管Q3的导通条件，从而同步整流管Q3在其漏源电压Vds_Q3下降至导通阈值Vsw3时(即t2时刻)导通。
时间段t2～t3为预设的同步整流管Q3的最小导通时间段MOT1，在此时间段内将维持同步整流管Q3的导通状态而不会进行同步整流管Q3的关断操作，以避免出现误关断操作，提高了系统的可靠性。
在同步整流管Q3的最小导通时间段MOT1结束之后，即t3时刻之后进入预设的第一关断区间T2(或称为软关断时间段t3～t4)。在此时间段内，比较器22会通过比较同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3与第一关断阈值Vsw1的大小关系来判断同步整流管Q3上是否存在反向电流。
在一些优选的实施例中，关断区间T2的时长大于最小导通时间段MOT1的时长。
具体地，对于AHB或ACF等存在钳位电容或谐振电容的反激拓扑，当瞬态下输出电容Co两端电压即输出电压Vo大于谐振电容或钳位电容Cr两端的电压时，同步整流管Q3上会出现反向电流，此时如图3所示，在第一关断区间T2内同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3会出现大于第一关断阈值Vsw1的情况，从而比较器22会通过采样模块21的采样信号在检测到同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3达到第一关断阈值Vsw1的时刻触发驱动调节单元24以第一速率大于预设速率或者小于预设速率来逐渐降低同步整流管Q3的驱动电压即控制信号Vgs3，使得同步整流管Q3的驱动电压Vgs3以较快的速率(如图3中Vgs3的波形①所示)或者以较慢的速率(如图3中Vgs3的波形②所示)下降，实现快速或者缓慢关断同步整流管Q3的目的；另外，在图3中进一步示意了驱动电压Vgs3另一种调节方式，如Vgs3’波形所示，在第一关断区间T2内，在检测到同步整流管出现负向电流时，先以较快速率①降低驱动电压Vgs3再以较慢速率②降低驱动电压Vgs3，从而实现先快速关断同步整流管，再以慢速关断同步整流管的目的，进而降低了同步整流管Q3在反向电流关断下的承受的应力，提高了系统的可靠性。
而对于QR等不存在钳位电容或谐振电容的单管反激拓扑，瞬态下同步整流管Q3上不会出现反向电流，此时如图4所示，在关断区间T2内同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3会维持在小于第一关断阈值Vsw1的状态，从而同步整流管Q3在该第一关断区间T2内仍维持导通状态。并在第一关断区间T2结束之后，即从t4时刻开始，控制比较器23开始工作，并在通过采样模块21的采样信号检测到同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3达到第二关断阈值Vsw2的时刻触发驱动调节单元24以较快的第三速率快速降低同步整流管Q3的驱动电压即控制信号Vgs3，使得同步整流管Q3以第二关断速率被快速的关断，实现快速关断同步整流管Q3的目的，从而减小了CCM模式下原副边的共通时间以及在主开关管Q1于CCM模式下导通时同步整流管Q3的关断延时，减小了同步整流管的反向电流和电压尖峰的大小。
此外，在QR等不存在钳位电容或谐振电容的单管反激拓扑中，于每个开关周期内，本发明实施例还配置主开关管Q1的最小关断时间(记为Toff)大于同步整流管Q3的最小导通时间MOT1与关断区间T2之和。即，Toff>T2+MOT1。如此，能够确保原边主开关管Q1于CCM模式下开通时，肯定会触发同步整流管Q3的快速关断。
可以理解，本发明实施例中设置第二关断阈值Vsw2小于第一关断阈值Vsw1，使得若在第一关断区间T2内未检测到反向电流，则在第一关断区间T2结束之后的漏源电压Vds_Q3上升过程中，肯定会优先触发实现同步整流管Q3的快速关断。当然，在本发明的其他实施例中，也可以通过设置比较器22和比较器23的工作时间来实现同样的目的，例如，可设置比较器22仅在第一关断区间T2内正常运行，而设置比较器23在第一关断区间T2结束后开始正常运行。也即是说，本发明所提供的关断控制机制能够区分同步整流管有负向电流时的关断和无负向电流时的快速关断控制并正确执行，其既可以被应用于如AHB或ACF等存在钳位电容或谐振电容的反激拓扑中来实现同步整流管的软关断以优化同步整流管在反向电流关断下的电压尖峰，也可以被应用于如QR等不存在钳位电容或谐振电容的单管反激拓扑中而并不会影响对同步整流管的正常的快速关断控制。
进一步地，本发明还提供了一种反激变换器的同步整流控制方法，可应用于如前述图1a、图1b、图1c和图2-图4中所示出的反激变换器中。具体地，如图5所示，该同步整流控制方法包括执行如下步骤：
在步骤S1中，设置同步整流管的第一关断区间。
本实施例中，第一关断区间为同步整流管导通预设的最小导通时间后的时间段。在步骤S2中，在第一关断区间内检测同步整流管上是否存在反向电流。
本实施例中，是否存在反向电流的检测方法包括：对同步整流管的漏源电压进行采样，获得采样信号；在第一关断区间内，判断采样信号是否大于预设的第一关断阈值，若是，则表示检测到反向电流；反之，则表示在第一关断区间内未检测到反向电流。其中，若在第一关断区间内检测到同步整流管上存在反向电流时则执行步骤S3；反之，若在第一关断区间内未检测到同步整流管上存在反向电流时则执行步骤S4。
在步骤S3中，在检测到反向电流时，以第一关断速率或者第二关断速率关断同步整流管，控制同步整流管在第一关断区间内实现快速关断或者缓慢关断。
参考图2和图3，本实施例中会采用比较器22通过采样模块21的采样信号于第一关断区间内比较同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3第一关断阈值Vsw1的大小关系，并在检测到同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3达到第一关断阈值Vsw1的时刻触发驱动调节单元24以较快的第一速率或者较慢的第二速率降低同步整流管Q3的驱动电压即控制信号Vgs3，使得同步整流管Q3的被较快或者较慢关断，以降低同步整流管Q3在反向电流关断下承受的应力，提高了系统的可靠性。
在步骤S4中，若在关断区间内未检测到反向电流，则于第一关断区间之后，且同步整流管满足快速关断条件时，以高于预设关断速率的第二关断速率关断同步整流管，控制同步整流管实现快速关断。
参考图2和图4，本实施例中会采用比较器23通过采样模块21的采样信号于第一关断区间结束之后比较同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3第二关断阈值Vsw2的大小关系，并在检测到同步整流管Q3的漏源电压Vds_Q3达到第二关断阈值Vsw2的时刻触发驱动调节单元24以较快的第三速率快速降低同步整流管Q3的驱动电压即控制信号Vgs3，使得同步整流管Q3以第二关断速率被快速的关断，实现快速关断同步整流管Q3的目的。从而减小了CCM模式下原副边的共通时间以及在主开关管Q1于CCM模式下导通时同步整流管Q3的关断延时，减小了同步整流管的反向电流和电压尖峰的大小。
本实施例中，前述第二关断阈值小于第一关断阈值。如此，可使得若在第一关断区间内未检测到反向电流，则在第一关断区间结束之后的漏源电压上升过程中，肯定会优先触发实现同步整流管的快速关断。进而本发明在各种可能情况下均能够实现对反激变换器最优的同步整流控制，也有利于本发明技术方案在QR等不存在钳位电容或谐振电容的单管反激拓扑中的应用。
此外，在QR等不存在钳位电容或谐振电容的单管反激拓扑中，于每个开关周期内，本发明实施例还配置主开关管的最小关断时间大于同步整流管的最小导通时间与第一关断区间之和。如此，能够确保原边主开关管于CCM模式下开通时，肯定会触发同步整流管的快速关断。
进一步地，本发明实施例所公开的同步整流控制方法中，对同步整流管的导通控制机制包括：在主开关管关断后延迟第一时间导通同步整流管；或者在主开关管关断后，于采样信号达到预设的导通阈值时导通同步整流管。其中，导通阈值小于第二关断阈值。
需要说明的是，以上描述的反激变换器的同步整流控制方法中的各个步骤的具体实施可参见前述的反激变换器的实施例，在此不再赘述。
综上，本发明实施例设置了同步整流管的第一关断区间，并在于该第一关断区间内检测到同步整流管上存在反向电流时，通过以一定的关断速率关断同步整流管，使得在存在反向电流时能够控制同步整流管承受的器件应力较小，提高了系统可靠性。
最后应说明的是：显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引申出的显而易见的变化或变动仍处于本发明的保护范围之中。

Claims (21)

1.一种反激变换器的同步整流控制方法，其中，所述反激变换器包括变压器、主开关管和同步整流管，该同步整流控制方法包括：
设置所述同步整流管的第一关断区间；
在所述第一关断区间内检测所述同步整流管上是否存在反向电流；
在检测到反向电流时，以第一关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管在所述第一关断区间内实现关断。
2.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率大于预设关断速率以控制所述反向电流小于第一电流阈值。
3.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率小于预设关断速率以控制在所述第一关断区间内同步整流管两端电压小于第一电压阈值。
4.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，在检测到反向电流时，先控制所述第一关断速率大于预设关断速率，再控制所述第一关断速率小于所述预设关断速率以控制所述同步整流管关断。
5.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，所述第一关断区间为所述同步整流管导通预设的最小导通时间后的时间段。
6.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，是否存在反向电流的检测方法包括：
对所述同步整流管的漏源电压进行采样，获得采样信号；
在所述第一关断区间内，判断所述采样信号是否大于预设的第一关断阈值，若是，则表示检测到反向电流；反之，则表示在所述第一关断区间内未检测到反向电流。
7.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，还包括：若在所述第一关断区间内未检测到反向电流，则于所述第一关断区间之后，且所述同步整流管满足快速关断条件时，以高于所述预设关断速率的第二关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管实现快速关断。
8.根据权利要求7所述的同步整流控制方法，其中，于所述第一关断区间之后，在所述采样信号达到第二关断阈值时开始以所述第二关断速率关断所述同步整流管，其中，所述第二关断阈值小于第一关断阈值。
9.根据权利要求5-8中任一项所述的同步整流控制方法，其中，在每个开关周期内，所述主开关管的最小关断时间大于所述同步整流管的最小导通时间与所述第一关断区间之和。
10.根据权利要求1所述的同步整流控制方法，其中，在所述主开关管关断后延迟第一时间导通所述同步整流管。
11.根据权利要求8所述的同步整流控制方法，其中，在所述主开关管关断后，于所述采样信号达到预设的导通阈值时导通所述同步整流管。
12.根据权利要求11所述的同步整流控制方法，其中，所述导通阈值小于所述第二关断阈值。
13.一种反激变换器，其中，包括：
变压器，包括原边绕组和副边绕组；
主开关管，与所述原边绕组串联连接在电压输入端和参考地之间；
同步整流管，连接在所述副边绕组和输出端之间；
原边控制电路，用于提供所述主开关管的控制信号；
同步整流驱动控制电路，用于提供所述同步整流管的控制信号，
其中，所述同步整流驱动控制电路被配置为在所述同步整流管的第一关断区间内检测到所述同步整流管上存在反向电流时，以第一关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管在所述第一关断区间内实现关断，
其中，所述第一关断区间为所述同步整流管导通预设的最小导通时间后的时间段。
14.根据权利要求13所述的反激变换器，其中，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率大于预设关断速率以控制所述反向电流小于第一电流阈值。
15.根据权利要求13所述的反激变换器，其中，在检测到反向电流时，控制所述第一关断速率小于预设关断速率以控制在所述第一关断区间内同步整流管两端电压小于第一电压阈值。
16.根据权利要求13所述的反激变换器，其中，在检测到反向电流时，先控制所述第一关断速率大于预设关断速率，再控制所述第一关断速率小于所述预设关断速率以控制所述同步整流管关断。
17.根据权利要求13所述的反激变换器，其中，所述同步整流驱动控制电路还被配置为在所述第一关断区间内未检测到反向电流的情况下，于所述第一关断区间之后且所述同步整流管满足快速关断条件时，以高于所述预设关断速率的第二关断速率关断所述同步整流管，控制所述同步整流管实现快速关断。
18.根据权利要求13所述的反激变换器，其中，所述同步整流驱动控制电路包括：
采样模块，用于对所述同步整流管的漏源电压进行采样，获得采样信号；
第一比较模块，用于在所述第一关断区间内比较所述采样信号和预设的第一关断阈值，并在所述采样信号达到所述第一关断阈值时提供第一触发信号；
第二比较模块，用于在所述第一关断区间之后比较所述采样信号和预设的第二关断阈值，并在所述采样信号达到所述第二关断阈值时提供第二触发信号；
驱动调节单元，用于在所述第一触发信号的触发下以所述第一关断速率关断所述同步整流管，或者在所述第二触发信号的触发下以所述第二关断速率关断所述同步整流管，
其中，所述第一关断阈值大于所述第二关断阈值。
19.根据权利要求13所述的反激变换器，其中，在每个开关周期内，所述主开关管的最小关断时间大于所述同步整流管的最小导通时间与所述第一关断区间之和。
20.根据权利要求18所述的反激变换器，其中，所述同步整流驱动控制电路还包括：
导通控制模块，用于在所述主开关管关断后延迟第一时间控制所述同步整流管导通；或者在所述主开关管关断后，于所述采样信号达到预设的导通阈值时控制所述同步整流管导通，
其中，所述导通阈值小于所述第二关断阈值。
21.根据权利要求13-20中任一项所述的反激变换器，其中，所述反激变换器为非对称半桥反激变换器或有源钳位反激变换器。
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