CN116722738A - 开关电源变换器及其控制电路 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种开关电源变换器的控制电路，包括误差放大器，将与输出电压相关的反馈电压与第一参考电压进行比较，产生环路误差信号；PWM比较器，将环路误差信号与斜坡信号比较，产生脉宽调制信号；逻辑和驱动电路，根据脉宽调制信号向至少一个功率开关提供驱动信号；模式切换电路，将反馈电压与第二参考电压相比较，并根据比较结果向逻辑和驱动电路提供一直通控制信号，直通控制信号用于控制开关电源变换器在正常模式与直通模式之间的切换，其中，模式切换电路配置为在反馈电压与第二参考电压的比较结果为第一状态，且第一状态的持续时间达到预设时间后控制开关电源变换器从正常模式切换为直通模式，从而避免输出电压波动导致直通模式被误触发。

Description

开关电源变换器及其控制电路

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种开关电源变换器及其控制电路。

背景技术

DC-DC电源是一种常见的电源转换电路，被广泛地应用于电子设备中，直通模式(pass-through)是开关电源变换器的一种工作模式，在直通模式，由输入电压直接为负载供电，因为其有利于提高系统的电能转换效率，所以该模式在开关电源变换器中十分常见。以升压变换器(BOOST)为例，其是一种开关直流升压DC-DC电路，相比于低压差线性稳压器(LDO)，它具有转换效率高的优点，它可以将输入电压转换成更高的输出电压。

图1示出了根据现有技术的开关电源变换器的结构示意图。如图1所示，该开关电源变换器为BOOST拓扑结构，包括控制电路100以及外部的功率电路。其中，功率电路包括一个或多个开关和储能元件(例如，电感器和电容器等)，所述一个或多个开关和储能元件被配置为响应于来自控制电路100的一个或多个开关驱动信号来调节功率电路的输入端至输出端的电能传输。

如图1所示，功率电路包括功率开关M1～M2、电感器L以及输出电容器COUT，被配置为通过交替导通的功率开关M1和M2将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。

控制电路100用来控制功率开关M1和M2的导通和关断，以控制输入电压VIN到输出电压VOUT的电能传输。控制电路100包括电流采样电路101、误差放大器102、加法器电路∑、PWM比较器103、回路补偿电路104、比较器105、反馈电路106以及逻辑和驱动电路107。

电流采样电路101用于采样流经电感器L上的电流，以产生电流采样信号ISENSE。误差放大器102用来将输出电压VOUT的反馈电压VFB与参考电压Vref进行比较，以产生环路误差信号Vea。PWM比较器103用于将环路误差信号Vea与斜坡信号Vsum进行比较，并根据比较结果提供脉宽调制信号PWM来控制功率开关M1和M2的占空比。示例的，可以通过加法器电路∑将斜坡补偿信号VSLOPE和电流采样信号ISENSE、直流偏置VDC进行叠加以获得斜坡信号Vsum。比较器105用于对输出电压VOUT的反馈电压VFB和参考电压Vref_pass的大小进行比较，并根据比较结果提供直通控制信号PASS_THROUGH来控制开关电源变换器在直通模式和升压模式之间切换。示例的，直通控制信号PASS_THROUGH为高电平时，开关电源变换器进入直通模式，直通控制信号PASS_THROUGH由高电平跳变为低电平时，开关电源变换器进入升压模式。逻辑和驱动电路107用于根据脉宽调制信号PWM来控制功率开关M1和M2的导通和关断。

但是当开关电源变换器的负载和输入电压VIN发生跳变时，开关电源变换器的输出电压VOUT会因为受到干扰而有短暂的波动，导致直通控制信号PASS_THROUG容易发生错误翻转，这会造成系统逻辑和功能上的偏差，使直通模式被误触发。

当然，降压变换器和升降压变换器都存在上述问题，因此，有待提出一种新的开关电源变换器及其控制电路以解决上述问题。

发明内容

鉴于上述问题，本发明的目的在于提供一种开关电源变换器及其控制电路，从而有效避免输出电压波动导致直通模式被误触发的问题。

根据本发明的一方面，提供一种开关电源变换器的控制电路，所述开关电源变换器包括至少一个功率开关和电感器，所述控制电路通过控制所述至少一个功率开关的导通和关断来控制输入电压到输出电压的电能传输，所述控制电路包括：电流采样电路，用于检测流经所述电感器的电流，产生电流采样信号；误差放大器，用于将与所述输出电压相关的反馈电压与第一参考电压进行比较，以产生环路误差信号；PWM比较器，用于将所述环路误差信号与斜坡信号进行比较，以产生脉宽调制信号；逻辑和驱动电路，用于根据所述脉宽调制信号向所述至少一个功率开关提供驱动信号；以及模式切换电路，用于将所述反馈电压与第二参考电压相比较，并根据比较结果向所述逻辑和驱动电路提供一直通控制信号，所述直通控制信号用于控制所述开关电源变换器在正常模式与直通模式之间的切换，其中，所述模式切换电路配置为在所述反馈电压与所述第二参考电压的比较结果为第一状态，且所述第一状态的持续时间达到预设时间后控制所述开关电源变换器从正常模式切换为直通模式。

可选地，所述模式切换电路包括比较器，用于将所述反馈电压和所述第二参考电压进行比较，以产生比较信号；充放电模块，用于根据所述比较信号提供一斜坡电压；缓冲器，用于在所述斜坡电压上升至阈值电压时，输出有效的直通控制信号。

可选地，所述充放电模块包括反相器，用于将所述比较信号反相后输出；依次连接于电源电压与参考地之间的第一晶体管、电阻、第二晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管的控制端接所述反相器的输出端；电容，具有第一端和第二端，其第一端接所述电阻与所述第二晶体管的公共节点，其第二端接参考地，用于根据流经所述电阻的电流进行充放电，其中，所述斜坡电压由所述电容的第一端提供。

可选地，所述充放电模块配置为通过所述电阻和所述电容构成的延时电路来设置所述预设时间。

可选地，所述预设时间通过调节所述电容的电容值进行调整。

可选地，所述预设时间通过调节流经所述电阻的电流进行调整。

可选地，所述第二参考电压为所述第一参考电压与一设定百分比的乘积，当所述开关电源变换器为升压变换器时，所述第二参考电压大于所述第一参考电压，当所述开关电源变换器为降压变换器时，所述第二参考电压小于所述第一参考电压。

可选地，当所述开关电源变换器为升压变换器时，所述第一状态为所述反馈电压大于所述第二参考电压的状态，当所述开关电源变换器为降压变换器时，所述第一状态为所述反馈电压小于所述第二参考电压的状态。

可选地，所述逻辑和驱动电路配置为在所述直通控制信号为有效状态时，控制所述开关电源变换器进入所述直通模式，并在所述直通模式中屏蔽所述脉宽调制信号，使得所述输入电压直接为负载供电。

根据本发明的另一方面，提供一种开关电源变换器，包括接在输入电压与开关节点之间的电感器；接在所述开关节点与参考地之间的第一功率开关；接在所述开关节点与输出电压之间的第二功率开关或者整流二极管；以及上述所述的控制电路。

本发明提供的开关电源变换器及其控制电路，开关电源变换器在与其输出电压相关的反馈电压与第二参考电压的比较结果为第一状态，且在第一状态维持预设时间后才能触发直通模式，有效避免了负载和输入电压跳变干扰开关电源变换器的输出电压造成的直通控制信号误翻转的问题，可以更为准确的确认进入直通模式的时机，提高了开关电源变换器工作的可靠性。

附图说明

通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：

图1示出了根据现有技术的开关电源变换器的结构示意图；

图2示出了根据本发明实施例的开关电源变换器的结构示意图；

图3示出了根据本发明实施例的模式切换电路的结构示意图。

具体实施方式

以下将参照附图更详细地描述本发明的各种实施例。在各个附图中，相同的元件或者模块采用相同或类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。

应当理解，在以下的描述中，“电路”可包括单个或多个组合的硬件电路、可编程电路、状态机电路和/或能存储由可编程电路执行的指令的元件。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件或电路“连接在”两个节点之间时，它可以直接耦合或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的，或者其结合。相反，当称元件“直接耦合到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。

同时，在本专利说明书及权利要求当中使用了某些词汇来指称特定的组件。本领域普通技术人员应当可理解，硬件制造商可能会用不同的名词来称呼同一个组件。本专利说明书及权利要求并不以名称的差异来作为区分组件的方式，而是以组件在功能上的差异来作为区分的准则。

此外，还需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或者操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其它变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

在本申请中，MOS管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属氧化物半导体场效应晶体管)包括第一端、第二端和控制端。例如，PMOS管的第一端、第二端和控制端可以分别为源极、漏极和栅极，NMOS管的第一端、第二端和控制端可以分别为漏极、源极和栅极。

图2示出了根据本发明实施例的开关电源变换器的结构示意图。如图2所示，该开关电源变换器为BOOST拓扑结构，包括控制电路200以及外部的功率电路。其中，功率电路包括一个或多个开关和储能元件(例如，电感和电容等)，所述一个或多个开关和滤波器被配置为响应于来自控制电路200的一个或多个开关驱动信号来调节功率电路的输入端至输出端的电能传输。在一些实施例中，将功率电路中的一个或多个开关与控制电路200集成在一起以形成集成电路芯片。

如图2所示，功率电路包括功率开关M1～M2、电感器L以及输出电容器COUT，被配置为通过交替导通的功率开关M1和M2将输入电压VIN转换为输出电压VOUT。电感器L具有第一端和第二端，电感器L的第一端接输入电压VIN，第二端接开关节点。功率开关M1具有第一端、第二端和控制端，其第一端接至开关节点，其第二端接至参考地。功率开关M2具有第一端、第二端和控制端，其第一端接至开关节点。输出电容器COUT接在功率开关M2的第二端和参考地之间。功率开关M1～M2可以是任何可控半导体开关器件，例如金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)、绝缘栅双极晶体管(IGBT)等。当然，在其他实施例中，功率开关M2也可以由整流二极管代替，本发明并不做具体限定。

控制电路200用来控制功率开关M1和M2的导通和关断，以控制输入电压VIN到输出电压VOUT的电能传输。控制电路100包括电流采样电路210、误差放大器220、加法器电路∑、PWM比较器230、回路补偿电路240、模式切换电路250、反馈电路260以及逻辑和驱动电路270。

电流采样电路210用于采样流经电感器L上的电流，以产生电流采样信号ISENSE。上述采样可以通过采样电阻器、电流互感器或电流镜等方式实现，而且，电流采样电路210也可以通过采样流过各个开关元件(例如功率开关M2)的电流来估算流过电感器L的电流并获取电流采样信号ISENSE。

误差放大器220用来将与输出电压VOUT相关的反馈电压VFB与参考电压Vref进行比较，以产生环路误差信号Vea。示例的，通过反馈电路260中的分压电阻R1和R2来获得与输出电压VOUT相关的反馈电压VFB，分压电阻R1和R2串联连接在输出电压VOUT和参考地之间，在二者的公共节点处产生代表与输出电压VOUT相关的反馈电压VFB。

PWM比较器230用于将环路误差信号Vea与斜坡信号Vsum进行比较，并根据比较结果提供脉宽调制信号PWM来控制功率开关M1和M2的占空比。示例的，可以通过加法器电路∑将斜坡补偿信号VSLOPE和电流采样信号ISENSE、直流偏置VDC进行叠加以获得斜坡信号Vsum。

回路补偿电路240包括依次连接于误差放大器220的输出端与参考地之间的电阻R4和电容C2。

模式切换电路250用于根据输出电压VOUT的反馈电压VFB和参考电压Vref_pass提供直通控制信号PASS_THROUGH以控制开关电源变换器在直通模式和升压模式(即正常模式)之间切换。其中，模式切换电路250配置为在反馈电压VFB与参考电压Vref_pass的比较结果为第一状态，且在第一状态的持续时间达到预设时间后控制开关电源变换器从升压模式切换为直通模式，其中，第一状态指的是反馈电压VFB大于参考电压Vref_pass的状态。示例的，参考电压Vref_pass大于参考电压Vref，参考电压Vref_pass等于参考电压Vref与一大于一的设定百分比(根据实际情况设定)的乘积，参考电压Vref_pass可通过系统内部的参考电压Vref得到，参考电压Vref_pass把开关电源变换器进入直通模式的阈值设定在输出电压VOUT超出正常值的一个百分比。

逻辑和驱动电路270用于根据脉宽调制信号PWM输出驱动信号以控制功率开关M1和M2的导通和关断。

示例的，直通控制信号PASS_THROUGH在有效状态时，控制开关电源变换器进入直通模式，并在直通模式中屏蔽脉宽调制信号PWM，使功率开关M1关闭，功率开关M2导通，由输入电压VIN直接为负载供电，直通控制信号PASS_THROUGH在无效状态时，逻辑和驱动电路107根据脉宽调制信号PWM输出驱动信号以控制功率开关M1和M2交替导通。

图3示出了根据本发明实施例的模式切换电路的结构示意图。如图3所示，模式切换电路250包括比较器251、充放电模块252以及缓冲器253。

比较器251具有同相输入端、反相输入端和输出端，其中，同相输入端接收反馈电压VFB，反相输入端接收参考电压Vref_pass。比较器251用于将反馈电压VFB与参考电压Vref_pass进行比较，在输出端产生比较信号PASS_PRE。示例的，当反馈电压VFB大于参考电压Vref_pass时，比较信号PASS_PRE为高电平，当反馈电压VFB小于参考电压Vref_pass时，比较信号PASS_PRE为低电平。

充放电模块252用于根据比较信号PASS_PRE提供一斜坡电压。充放电模块252包括反相器2521、晶体管M3和M4、电阻R3、电容C1，反相器2521的输入端接收比较信号PASS_PRE，输出端接晶体管M3和M4的控制端，反相器2521用于将比较信号PASS_PRE反相后提供至晶体管M3和M4的控制端，晶体管M3、电阻R3以及晶体管M4依次连接于电源电压VDD与参考地之间，电容C1的第一端连接电阻R3与晶体管M4的公共节点A，第二端接参考地。其中，晶体管M3和M4在该电路中共同作为反相器使用，晶体管M3为PMOS管，晶体管M4为NMOS管。

缓冲器253的输入端接电容C1的第一端，输出端提供直通控制信号PASS_THROUGH。缓冲器253用于在斜坡电压上升至阈值电压时，输出有效的直通控制信号PASS_THROUGH。

示例的，预设时间例如为5ms，当比较信号PASS_PRE在高电平持续的时间达到预设时间后，斜坡电压上升至阈值电压，缓冲器253输出高电平的直通控制信号PASS_THROUGH以控制开关电源变换器进入直通模式，当比较信号PASS_PRE在高电平维持的时间小于预设时间时，斜坡电压未上升至阈值电压，缓冲器253输出的直通控制信号PASS_THROUGH维持低电平以控制开关电源变换器维持升压模式。

当比较信号PASS_PRE为高电平时，反相器2521提供低电平信号至晶体管M3和M4的控制端，使晶体管M3导通，晶体管M4关断，流经电阻R3的电流进入电容C1(对电容C1充电)，当电容C1的第一端电压即斜坡电压经过预设时间被充电至阈值电压时缓冲器253提供有效的直通控制信号PASS_THROUGH，开关电源变换器进入直通模式。当比较信号PASS_PRE在预设电平的维持时间小于预设时间时，斜坡电压还未达到阈值电压，反相器2521输出的信号就会由低电平切换为高电平，使晶体管M3关断，晶体管M4导通，节点A的电压被晶体管M4下拉至参考地，电容C1开始对参考地放电，斜坡电压开始下降，在这个过程中，电容C1的斜坡电压一直未达到使缓冲器253的电平翻转的电压值，因此缓冲器253提供的直通控制信号PASS_THROUGH会一直维持无效，开关电源变换器也会一直维持升压模式。

电容C1的充电公式为Q＝C1*V＝I*t，其中，Q为电容器两个极板上所带的电量，C1为电容C1的电容值，V为电容C1的两端电压，I为流入电容C1第一端的电流(大致等于流经电阻R3的电流)，t为充电时间，从公式可以看出，通过调整电容C1的电容值，或者调整流经电阻R3的电流值，均可以调节预设时间。

虽然上述实施例以开关变换为升压变换器为例说明本发明，但是本发明同样适用于降压变换器，当开关变换为降压变换器时，比较器251的反相输入端接收输出电压VOUT的反馈电压VFB，同相输入端接收参考电压Vref_pass，参考电压Vref_pass小于参考电压Vref，参考电压Vref_pass等于参考电压Vref与一小于一的设定百分比(根据实际情况设定)的乘积，此时，模式切换电路250在反馈电压VFB小于参考电压Vref_pass的第一状态，控制开关电源变换器从降压模式(即正常模式)切换为直通模式。其具体工作原理与开关电源变换器为升压变换器类似，此处不再进行赘述。

本发明实施例提供的开关电源变换器及其控制电路，开关电源变换器在与输出电压VOUT相关的反馈电压VFB与参考电压Vref_pass的比较结果为第一状态，且第一状态的持续时间达到预设时间后才能触发直通模式，有效避免了负载和输入电压VIN跳变干扰输出电压VOUT造成直通控制信号PASS_THROUGH误翻转的问题，可以更为准确的确认进入直通模式的时机，提高了开关电源变换器工作的可靠性。

应理解，本发明提供的开关电源变换器及其控制电路同样可以应用于升降压变换器，具体原理同上。

依照本发明的实施例如上文，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明的保护范围应当以本发明权利要求及其等效物所界定的范围为准。

Claims (10)

1.一种开关电源变换器的控制电路，所述开关电源变换器包括至少一个功率开关和电感器，所述控制电路通过控制所述至少一个功率开关的导通和关断来控制输入电压到输出电压的电能传输，所述控制电路包括：

电流采样电路，用于检测流经所述电感器的电流，产生电流采样信号；

误差放大器，用于将与所述输出电压相关的反馈电压与第一参考电压进行比较，以产生环路误差信号；

PWM比较器，用于将所述环路误差信号与斜坡信号进行比较，以产生脉宽调制信号；

逻辑和驱动电路，用于根据所述脉宽调制信号向所述至少一个功率开关提供驱动信号；以及

模式切换电路，用于将所述反馈电压与第二参考电压相比较，并根据比较结果向所述逻辑和驱动电路提供一直通控制信号，所述直通控制信号用于控制所述开关电源变换器在正常模式与直通模式之间的切换，

其中，所述模式切换电路配置为在所述反馈电压与所述第二参考电压的比较结果为第一状态，且所述第一状态的持续时间达到预设时间后控制所述开关电源变换器从正常模式切换为直通模式。

2.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述模式切换电路包括：

比较器，用于将所述反馈电压和所述第二参考电压进行比较，以产生比较信号；

充放电模块，用于根据所述比较信号提供一斜坡电压；

缓冲器，用于在所述斜坡电压上升至阈值电压时，输出有效的直通控制信号。

3.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述充放电模块包括：

反相器，用于将所述比较信号反相后输出；

依次连接于电源电压与参考地之间的第一晶体管、电阻、第二晶体管，所述第一晶体管和所述第二晶体管的控制端接所述反相器的输出端；

电容，具有第一端和第二端，其第一端接所述电阻与所述第二晶体管的公共节点，其第二端接参考地，用于根据流经所述电阻的电流进行充放电，

其中，所述斜坡电压由所述电容的第一端提供。

4.根据权利要求3所述的控制电路，其中，所述充放电模块配置为通过所述电阻和所述电容构成的延时电路来设置所述预设时间。

5.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述预设时间通过调节所述电容的电容值进行调整。

6.根据权利要求4所述的控制电路，其中，所述预设时间通过调节流经所述电阻的电流进行调整。

7.根据权利要求1所述的控制电路，其中，所述第二参考电压为所述第一参考电压与一设定百分比的乘积，当所述开关电源变换器为升压变换器时，所述第二参考电压大于所述第一参考电压，当所述开关电源变换器为降压变换器时，所述第二参考电压小于所述第一参考电压。

8.根据权利要求1所述的控制电路，其中，当所述开关电源变换器为升压变换器时，所述第一状态为所述反馈电压大于所述第二参考电压的状态，当所述开关电源变换器为降压变换器时，所述第一状态为所述反馈电压小于所述第二参考电压的状态。

9.根据权利要求2所述的控制电路，其中，所述逻辑和驱动电路配置为在所述直通控制信号为有效状态时，控制所述开关电源变换器进入所述直通模式，并在所述直通模式中屏蔽所述脉宽调制信号，使得所述输入电压直接为负载供电。

10.一种开关电源变换器，包括：

接在输入电压与开关节点之间的电感器；

接在所述开关节点与参考地之间的第一功率开关；

接在所述开关节点与输出电压之间的第二功率开关或者整流二极管；以及

权利要求1-9任一项所述的控制电路。