CN116720469B - 基于宽频宏模型的emi滤波器选型方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，包括以下步骤：测量EMI滤波器的S参数矩阵；使用矢量拟合算法对S参数矩阵进行有理逼近，构建S参数矩阵的等效电路；对S参数矩阵的等效电路进行无源性增强；根据无源性增强后的S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路；建立不同EMI滤波器型号的SPICE等效电路库；将待测EMI滤波器纳入SPICE等效电路库进行仿真，对比效果并完成选型。本发明无需获知EMI滤波器任何内部信息，只需要基于滤波器的外部测量即可建立其宽频等效电路模型，从可以基于此模型进行EMI滤波器选型，缩短滤波器匹配周期，节省测试费用。
Description
技术领域
本发明属于EMI滤波器电路模型的精确建模技术领域，具体涉及基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法。
背景技术
随着电驱动装置逐步替代液压或机械作动装置，电磁兼容问题在设备电气系统中愈发严重。为了满足相应的电磁兼容标准，需对开关电源、电机驱动器等电磁干扰源安装EMI电源滤波器。
目前，EMI滤波器的匹配多采用“测试-调参-再测试”的方法，匹配周期长，电磁兼容测试成本高。造成上述问题的原因在于，虽然EMI滤波器厂家生产可以给出滤波器电路的详细参数和插入损耗曲线，但插入损耗曲线是在特定源和负载(50Ω)下测量的，而实际设备的干扰源阻抗并不确定，因此滤波器实际滤波效果往往偏离其标称的频率特性，造成滤波器设计和匹配困难。准确的EMI滤波器宽频模型是开展滤波器快速匹配的基础，但是由于滤波器中电路板、元器件，特别是磁性元件的高频特性受工艺因素影响较大，难以建立其准确的宽频模型。
发明内容
针对现有技术的EMI滤波器难以精确建模、选型的困难，本发明提出了基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，通过采用宽频散射参数测量方法，将滤波器视为一个黑箱，无需任何EMI滤波器内部参数，使用矢量拟合算法对测得散射参数进行有理拟合并对拟合结果进行无源性增强，通过拟合得到的有理极点及其留数合成SPICE电路模型，提出的宽频宏模型可用于任何传导发射建模框架，包括频域和时域，缩短滤波器匹配周期，节省测试费用。
为实现上述目的，本发明提供了如下方案：
基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，包括以下步骤：
S1：测量EMI滤波器的S参数矩阵；
S2：使用矢量拟合算法对所述S参数矩阵进行有理逼近，构建所述S参数矩阵的等效电路；
S3：对所述S参数矩阵的等效电路进行无源性增强；
S4：根据无源性增强后的所述S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路；
S5：建立不同EMI滤波器型号的SPICE等效电路库；
S6：将待测EMI滤波器纳入所述SPICE等效电路库进行仿真，对比效果并完成选型。
优选的，在所述S2中，所述S参数矩阵的等效电路的表达式为：
其中，s＝jω为复频率，pk(k＝1,...,n)为n个极点，Rk是与每个极点相关的留数矩阵，矩阵D和E代表低频渐进行为。
优选的，在所述S3中，对所述S参数矩阵的等效电路进行无源性增强的方法包括：
将所述S参数矩阵的等效电路中的极点－留数模型转换为带有参数的状态空间模型；
在所有频率s＝jω下，所述S参数矩阵的所有奇异值σi都小于单位值，则所述状态空间模型满足无源性；
其中，所述状态空间模型的表达式为：A代表状态空间模型的对角线元素，B代表列向量，C代表该模型是实状态空间模型或复状态空间模型，I代表单位矩阵；
所述状态空间模型满足无源性的条件为：S(s)＝U(s)δ(s)VH(s)，σi(s)＜1,i＝1...n，δ(s)对角线元素为奇异值的对角线矩阵，U(s)和VH(s)分别为S参数矩阵对角分解得到的下对角矩阵和上对角矩阵，i代表从1到n的n个奇异值；奇异值的个数n等于端口的个数，即S参数矩阵的维度。
优选的，在所述S4中，根据无源性增强后的所述S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路的方法包括：
从无源性增强后的所述S参数矩阵中导出一个虚构的分支导纳矩阵，并将所述分支导纳矩阵合成一个等效电路并导出，获得滤波器宽频SPIEC等效电路；
其中，所述分支导纳矩阵表达式为：
优选的，将所述分支导纳矩阵合成一个等效电路的方法为：
DSB项表示一个电阻，其值为1/DSB，sESB表示电容，其值为ESB，RSB,k/(s-pk)表示每个实极点留数展开的一个电感器和一个电阻器串联，每对复共轭极点的留数展开的电阻、电感器、电容器的串联，以及受控电压源之间的并联。
优选的，将每个实极点留数展开为一个电感器和一个电阻器串联的方法包括：
将支路导纳为：
由矢量拟合算法从导纳的支路中提取一个实数极点及对应留数，其中，极点和留数分别为：
基于提取的实数极点及对应留数，得到相应的电感和电阻合成，分别为
优选的，将每对复共轭极点的留数展开为电阻、电感器、电容器的串联，以及受控电压源之间的并联的方法为：
设p1，p2，res1，res2分别为复共轭极点对和对应的留数，F(s)为复共轭极点对的传递函数；
基于设定的复共轭极点及对应留数，得到相应的电感器、电阻、电容器以及受控电压源合成，分别为：b＝-(res1p2+res2p1)。
优选的，将每个极点和每对复共轭极点对应的等效电路组合，得到滤波器宽频SPIEC等效电路。
与现有技术相比，本发明的有益效果为：
本发明采用宽频散射参数测量方法，将滤波器视为一个黑箱，无需任何EMI滤波器内部参数，使用矢量拟合算法对测得散射参数进行有理拟合并对拟合结果进行无源性增强，通过拟合得到的有理极点及其留数合成SPICE电路模型，提出的宽频宏模型可用于任何传导发射建模框架，包括频域和时域，缩短滤波器匹配周期，节省测试费用。
附图说明
为了更清楚地说明本发明的技术方案，下面对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中的基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法流程图；
图2为本发明实施例中的S参数测量中端口的定义(直流或单相EMI滤波器)示意图；
图3为本发明实施例中的EMI滤波器测量系统示意图；
图4为本发明实施例中的直接由S参数矩阵得到的等效电路示意图；
图5为本发明实施例中的实极点合成的等效RL电路示意图；
图6为本发明实施例中的复共轭极点对对应的等效电路示意图；
图7为本发明实施例中的S参数矢量拟合结果示意图，其中(a)为幅值示意图，(b)为相位示意图；
图8为本发明实施例中的无源性增强前后S参数矩阵奇异值的对比示意图；
图9为本发明实施例中的EMI滤波器宽频宏模型SPICE等效电路块示意图；
图10为本发明实施例中的S参数实测值与模型值对比示意图，其中(a)为幅值示意图，(b)为相位示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
实施例一
如图1所示，基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，包括以下步骤：
S1：测量EMI滤波器的S参数矩阵；
S2：使用矢量拟合算法对S参数矩阵进行有理逼近，构建S参数矩阵的等效电路；
S3：对S参数矩阵的等效电路进行无源性增强；
S4：根据无源性增强后的S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路；
S5：建立不同EMI滤波器型号的SPICE等效电路库；
S6：从建立的SPICE等效电路库中挑选EMI滤波器进行仿真，对比效果并完成选型。
在本实施例中，关于S1，测量EMI滤波器S参数矩阵：
将EMI滤波器视为一个多端口网络，用矢量网络分析仪测量其S参数并给出其频率响应的特点。根据表1：EMI滤波器类型和端口数量，电端口Np的数量取决于滤波器类型，每个端口定义在一个接线端子和一个公共接地基准之间。在不丧失一般性的情况下，编号从滤波器的“线”侧开始，到“负载”侧结束，图2为电端口Np＝4的EMI滤波器，电端口的数量Np也等于系统导线数量的两倍。
表1
测量系统连接如图3所示，EMI滤波器两端的SMA同轴连接器，均接入射频开关矩阵，通过射频开关矩阵连接矢量网络分析仪的两个端口(Port1和Port2)相连，射频开关矩阵的作用是按照上位机程序控制，分别将矢量网络分析仪的两个端口依次与EMI滤波器的两侧端口相连，完成多端口测试，实现矢量网络分析仪的复用。矢量网络分析仪测量多端口S参数，测量值通过通用接口总线(GPIB)将送至上位机，上位机处理数据并合成滤波器S参数矩阵、实施矢量拟合和无源性增强算法，最终合成SPICE等效电路。
其中，矢量网络分析仪：主要用来测量EMI滤波器的S参数。S参数的表示方式是端口的输出功率与输入功率之比，单位为分贝(dB)。矢量网络分析仪有两个端口，Port1和Port2，将本发明EMI滤波器的某两端口分别接Port1和Port2，可以测量其S参数，表征不同频率下，信号从Port1传输至Port2端口产生的能量损耗情况。不同端口对应不同的S参数反应了EMI滤波器内部结构的频率特性。
射频开关矩阵：射频开关矩阵的作用是实现矢量网络分析仪端口的自动测量，而不用人工切换被测传输线。本发明中EMI滤波器中有N条并行的传输线，有2N个端口。若要完成所有传输线S参数的测量，需要分别将矢量网络分析仪的两个端口连接至传输线的两端，而一般矢量网络分析仪只有2个端口，为了实现自动切换，提高测量速度，需要使用射频开关矩阵，可以根据上位机发出的控制型号，自动完成测量端口的切换，将矢量网络分析仪的两个端口依次与传输线端口相连并完成S参数测量。
上位机：上位机通过通用接口总线(GPIB)与矢量网络分析仪和射频开关矩阵相连，上位机使用window操作系统，主要有两项功能：首先通过发出配置信号给射频开关矩阵，完成测量通路的切换，依次将矢量网络分析仪连接至目标传输线，然后向矢量网络分析仪发出测量命令，完成S参数的测量；读取矢量网络分析仪的测量数据并合成S参数矩阵，实施对S参数矩阵的矢量拟合算法和无源性增强算法，最终合成EMI滤波器宽频SPICE等效电路。
在本实施例中，关于S2，使用矢量拟合算法对S参数矩阵进行有理逼近，构建S参数矩阵的等效电路：
对测量的Np×NpS参数矩阵S进行有理数逼近，以拟合形式的极点和留数表示。
其中s＝jω为复频率，pk(k＝1,...,n)为n个极点，Rk是与每个极点相关的留数矩阵，矩阵D和E代表低频渐进行为。
矢量拟合算法是一种基于最小二乘优化的稳健迭代方法，用于使用极点和留数在频域中进行有理逼近，这种方法是通过一种反复的迭代过程，用改进的极点集替换初始极点集来实现的。它允许直接从测量或计算的频率响应计算多端口模型，这种算法既适用于一个频率响应(如S参数)的拟合，又可以同时拟合多个频率响应的合集(如S参数矩阵)。在同时拟合多个频率响应时，需要使用共同的极点集。最终得到如上式中极点对应其留数的形式，且该形式可以与状态空间模型之间可逆转换。得到的有理近似保证了稳定的实数极点或复共轭极点对(即所有极点皆在虚轴左侧)。具有高计算效率和较高的精度，这里使用矢量拟合算法完成这一数值任务。
在本实施例中，关于S3，对S参数矩阵的等效电路进行无源性增强：
由于矢量拟合获得的有理近似(1)可能会失去无源性的物理性质，即它在某些端口条件下会产生能量，这会以不可预测的方式使模拟变的不稳定，因此矢量拟合必须通过无源性检查和无源性增强技术来补充。
本发明提供了一种基于S参数的极点－留数模型的快速无源性增强方法，该方法以扰动后的留数矩阵特征值为自由变量，对留数矩阵的元素进行扰动。该实现不需要稀疏计算，通过半尺寸测试矩阵将无源性实施步骤与迭代和快速无源性评估相结合，给出了一个全局无源模型，通过最小二乘加权实现误差控制策略。
为了进行无源性评估，本发明将(1)中的极点－留数模型转换为带有参数的状态空间模型，转换过程相当于对极点－留数模型中给出的参数的重新排列，其中A代表状态空间模型的对角线元素，B代表列向量，C代表该模型是实状态空间模型或复状态空间模型，I代表单位矩阵。
如果在所有频率s＝jω下，S参数矩阵的所有奇异值σi都小于单位值，则模型满足无源性。
S(s)＝U(s)δ(s)VH(s) (3)
σi(s)＜1,i＝1...n (4)
其中δ(s)为对角线元素为奇异值的对角线矩阵，U(s)和VH(s)分别为S参数矩阵对角分解得到的下对角矩阵和上对角矩阵，i代表从1到n的n个奇异值。奇异值的个数n等于端口的个数，即S参数矩阵的维度。
无源性增强的基本目标是计算模型的最小扰动ΔS，如式(5)所示，以满足无源性约束式(6)。
σi+Δσi＜1,i＝1...n (6)
其中
每个极点对应的留数矩阵都是对角化的，通过选择扰动留数矩阵的特征值作为自由变量并进行扰动、建立最小二乘方程和约束方程，由于无源性增强的步骤中可能会导致出现新的无源性部分，所以必须重复进行无源性增强迭代，最终获得满足无源性条件的状态空间模型及极点－留数模型。
在本实施例中，关于S4，根据无源性增强后的S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路：
一旦获得S参数矩阵的无源有理逼近(1)，最后一步就是推导外部端口EMI滤波器的SPICE兼容等效电路。直接从测量的S参数的矢量拟合近似值(1)合成电路模型如图4所示。根据线性变换，通过每个端口的四个受控源把物理电压Vi、物理电流Ii和类比出的电压Ai和电流Bi联系起来。
其中R0＝50Ω，(8)可以理解为在模拟端口处的电流控制电压源25Ii和串联的电压控制电压源0.5Vi。(8)和(9)的组合提供了物理电流的表达式，如下所示：
它可以理解为物理端口上的电压控制电流源0.02Ai与电流控制电流源0.02Bi的并联。
图4中多端口YSB内部的电路：从(1)中S的矢量拟合表示中导出了一个虚构的分支导纳矩阵，其元素描述了节点间导纳，如下所示：
从有理近似(11)合成了一个等效电路，并可很容易地转换为SPICE网表。DSB项表示一个电阻，其值为1/DSB，sESB表示电容，其值为ESB；RSB,k/(s-pk)表示每个实极点留数展开的一个电感器和一个电阻器串联，每对复共轭极点的留数展开的电阻、电感器电容器的串联，以及受控电压源之间的并联，最终即可导出等效电路及其SPICE网表。
实极点合成的等效RL电路如图5所示，针对图5的RL串联电路图，其支路导纳为：
它的极点和留数为：
由矢量拟合算法提取的一个实数极点及其对应留数，即可直接得到相应的电感和电阻合成。
类似实极点所对应的等效电路，一对复共轭极点对应的等效电路如图6所示。
设p1，p2，res1，res2分别为复共轭极点对和其对应的留数，F(s)为复共轭极点对的传递函数，即：
其中：
b＝-(res1p2+res2p1) (24)
最终将每个极点和每对复共轭极点对应的等效电路组合即可得到EMI滤波器的SPICE等效电路。
在本实施例中，关于S5，建立不同EMI滤波器型号的SPICE等效电路库：针对已有的不同型号EMI滤波器，分别实施上述的S1-S4步骤，先测量EMI滤波器的S参数矩阵，再使用矢量拟合算法对S参数矩阵进行有理逼近，构建S参数矩阵的等效电路，然后对S参数矩阵的等效电路进行无源性增强，最终根据无源性增强后的S参数矩阵合成每个EMI滤波器的宽频SPIEC等效电路；对所有不同的EMI滤波器实施上述步骤，最终将得到的宽频SPICE等效电路模型全部导入SPICE仿真软件中，即可建立EMI滤波器SPICE等效电路库，根据导入的模型初步分析各型号EMI滤波器的滤波特性、插入损耗等，可将库细化为不同通带、不同插入损耗特征等的各种子库。
在本实施例中，关于S6，从建立的SPICE等效电路库中挑选EMI滤波器进行仿真，对比效果并完成选型：当实际应用的复杂多电系统传导干扰超标，需要加装EMI滤波器时，从建立的不同EMI滤波器型号的SPICE等效电路库中依次挑选不同型号的EMI滤波器，将该EMI滤波器接入实际干扰超标多电系统的电路模型中并进行仿真，对比不同EMI滤波器的滤波效果，挑选效果最好的EMI滤波器，完成选型并可以将其接入实际多电系统进行电磁兼容测试。
在本实施例中，通过实验验证了本发明的效果，EMI滤波器S参数矢量拟合如图7(a)、图7(b)所示，通过矢量拟合得到的S参数拟合幅值和相位效果较好，与测量曲线之间的误差基本保持在-40dB～-60dB之间，满足了拟合需要。
评估矢量拟合得到的S参数矩阵奇异值，奇异值在部分频段超过了单位值，因此不满足无源性要求。通过使用无源性增强算法对无源性实施进行相对误差控制，无源性增强前后S参数矩阵奇异值的对比如图8所示。
计算无源性增强后的S参数并与原S参数对比，无源性增强的实施不会影响S参数的频率响应，即不会影响模型的准确性。
合成得到的EMI滤波器宽频宏模型等效电路块如图9所示，宽频宏模型S参数与实测值对比如图10(a)、图10(b)所示，由图可知S参数仿真结果与实测结果吻合较好，合成的SPICE等效电路模型能很好的在整个宽频带内反应EMI滤波器的行为和特性，该模型可适用于各种线性/非线性、时变/时不变电路中进行仿真，从而用仿真的方式对实际需要的EMI滤波器进行选型。
通过本发明建立了一个SPICE兼容的EMI滤波器的宽频宏模型，使用该方法对不同型号、不同端口数、不同适用频带的EMI滤波器进行建模并得到其SPICE电路模型，由此建立全型号EMI滤波器的SPICE模型库。在某产品或某电子系统电磁兼容测试不满足标准，需加装EMI滤波器时，可在EMI滤波器SPICE模型库中选择不同的SPICE模型并将其纳入电路仿真，进行电磁兼容测试，通过对比测试结果选择效果最好的EMI滤波器并投入实际使用，完成EMI滤波器的选型，降低了试错成本。
以上所述的实施例仅是对本发明优选方式进行的描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明权利要求书确定的保护范围内。
Claims (4)
1.基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1：测量EMI滤波器的S参数矩阵；
S2：使用矢量拟合算法对所述S参数矩阵进行有理逼近，构建所述S参数矩阵的等效电路；
S3：对所述S参数矩阵的等效电路进行无源性增强；
S4：根据无源性增强后的所述S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路；
S5：建立不同EMI滤波器型号的SPICE等效电路库；
S6：将待测EMI滤波器纳入所述SPICE等效电路库进行仿真，对比效果并完成选型；
在所述S2中，所述S参数矩阵的等效电路的表达式为：
其中，s＝jω为复频率，pk为n个极点，Rk是与每个极点相关的留数矩阵，矩阵D和E代表低频渐进行为；
在所述S3中，对所述S参数矩阵的等效电路进行无源性增强的方法包括：
将所述S参数矩阵的等效电路中的极点－留数模型转换为带有参数的状态空间模型；
在所有频率s＝jω下，所述S参数矩阵的所有奇异值σi都小于单位值，则所述状态空间模型满足无源性；
其中，所述状态空间模型的表达式为：A代表状态空间模型的对角线元素，B代表列向量，C代表该模型是实状态空间模型或复状态空间模型，I代表单位矩阵；
所述状态空间模型满足无源性的条件为：S(s)＝U(s)δ(s)VH(s)，σi(s)＜l，i＝l...N，δ(s)为对角线元素为奇异值的对角线矩阵，U(s)和VH(s)分别为S参数矩阵对角分解得到的下对角矩阵和上对角矩阵，i代表从1到N的N个奇异值；奇异值的个数N等于端口的个数，即S参数矩阵的维度；
在所述S4中，根据无源性增强后的所述S参数矩阵合成滤波器宽频SPIEC等效电路的方法包括：
从无源性增强后的所述S参数矩阵中导出一个虚构的分支导纳矩阵，并将所述分支导纳矩阵合成一个等效电路并导出，获得滤波器宽频SPIEC等效电路；
其中，所述分支导纳矩阵表达式为：
将所述分支导纳矩阵合成一个等效电路的方法为：
DSB项表示一个电阻，sESB表示电容，其值为ESB，RSB,k/(s-pk)表示每个实极点留数展开的一个电感器和一个电阻器串联，每对复共轭极点的留数展开的电阻、电感器、电容器的串联，以及受控电压源之间的并联。
2.根据权利要求1所述的基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，其特征在于，将每个实极点留数展开为一个电感器和一个电阻器串联的方法包括：
将支路导纳为：
由矢量拟合算法从导纳的支路中提取一个实数极点及对应留数，其中，极点和留数分别为：
基于提取的实数极点及对应留数，得到相应的电感和电阻合成，分别为
3.根据权利要求2所述的基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，其特征在于，将每对复共轭极点的留数展开为电阻、电感器、电容器的串联，以及受控电压源之间的并联的方法为：
设p1，p2，res1，res2分别为复共轭极点对和对应的留数，F(s)为复共轭极点对的传递函数；
基于设定的复共轭极点及对应留数，得到相应的电感器、电阻、电容器以及受控电压源合成，分别为： bf＝-(res1p2+res2p1)。
4.根据权利要求3所述的基于宽频宏模型的EMI滤波器选型方法，其特征在于，将每个极点和每对复共轭极点对应的等效电路组合，得到滤波器宽频SPIEC等效电路。
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