CN116707454A - 用于补偿放大器的两个输入之间的内部电压偏移的方法 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于补偿放大器的两个输入之间的内部电压偏移的方法。补偿第一运算放大器的正输入和负输入之间的内部电压偏移。第一运算放大器的负输入和正输入以相同的电压电平耦合。在第一运算放大器的输出端生成的比较电流具有表示内部电压偏移的符号的符号。使用电流－电压转换器将第一运算放大器的输出偏置到阈值电压。从阈值电压和比较电流的电压转换之和生成控制电压。根据控制电压对第一运算放大器的正和负输入之间的内部电压偏移进行补偿。

Description

用于补偿放大器的两个输入之间的内部电压偏移的方法

优先权要求

本申请要求于2022年3月3日提交的法国专利申请No.2201863的优先权权益，其内容在法律允许的最大程度上通过引用整体并入本文。

技术领域

实施例和实现涉及运算放大器电路的校准。

背景技术

运算放大器允许在集成电路的不同信号之间执行操作，特别是非常高的增益放大(通常在100到1000的范围内)。在校准期间，放大器反馈通常被去激活，并且开环放大器作为比较器工作。

当电压施加到放大器的反相输入端和非反相输入端时，在放大器的输出端生成电压电平。特别地，当放大器用作比较器时，电压电平根据输入电压之间的偏差的符号而变化。换句话说，对于正偏差生成第一电压电平，对于负偏差生成第二电压电平。当施加到非反相输入端的电压大于施加到放大器的反相输入端的电压时，偏差为正，否则为负。

为了从输入电压生成电压电平，放大器通常包括由模拟电路内部形成的数个级，特别是差分输入级。

差分输入级通常为放大器的每个输入提供分布在两个分支上的内部元件，并将输入之间的电压偏差传输到放大器的其它级。

内部元件是模拟部件，例如晶体管，其由施加到放大器的每个输入的电压控制。这些元件通常被选择为在两个支路之间具有相同的特性，使得由差分级生成的电压表示放大器的输入之间的实际电压偏差。

然而，由于制造工艺的物理危害(例如，过程变化)和/或随时间的发散，内部元件的特征可能不同。这些特性之间的差异导致放大器输入之间的内部电压偏移。该电压偏移，通常称为“偏移电压”，可能转变输入电压之间的偏差的符号。然后，将差分级的输出电压表示为添加了偏移电压的输入电压之间的实际偏差。

因此，放大器可输出不对应于与输入电压之间的实际偏差相关联的电压电平的电压电平。

为了补偿该偏移电压，可以校准运算放大器。在校准期间，通常将运算放大器与集成电路的剩余部分隔离并使运算放大器的输入短路是适当的。以这种方式，放大器作为比较器工作，并且可以保持施加在放大器输入端的电压之间的实际偏差为零，使得只有偏移电压对放大器的输出有影响。

然后，仅根据第一放大器的输入之间的电压偏移(即偏移电压)来表示由差分级生成的电压，并且第一放大器根据偏移电压的符号生成第一或第二电压电平。

常规的校准阶段包括第一放大器的输出信号与阈值的比较以及对第一放大器的偏移电压的补偿。通过常规技术对偏移电压进行的补偿包括例如在第一放大器的差分分支之一中添加补偿电流，该补偿电流具有对应于偏移的符号。

电压偏移补偿可以在一个电压电平到另一个电压电平之间的转换期间检测，也就是说，当偏移的符号转变时(即，当偏移电压为零时)。该转变由于阈值而被检测到，该阈值被定义为可由第一放大器生成的两个电压电平之间的电压电平。

然而，由于第一放大器的输出电流非常低以通过输出节点上的电容性电荷生成输出电压，所以由第一放大器生成的电压电平之间的过渡时间长。输出节点上的电容值可以例如源自第一放大器的输出级中的寄生电容和/或源自通常放置在第一放大器的输出处的频率补偿电容器，以便确保闭环放大器的输出信号的稳定性。

因此，转换检测时间长，并且校准阶段花费大量的时间，这延迟了集成电路的启动阶段。

因此，需要提出该问题的解决方案。

发明内容

实现和实施例提出了一种校准电路，其允许加速用于校准集成电路内的第一放大器的方法。

根据一个方面，提出了一种用于补偿第一放大器的正输入和负输入之间的内部电压偏移的方法。

该方法包括将第一放大器的负输入和正输入耦合到相同的电压电平，以便在第一放大器的输出上生成比较电流。比较电流的符号表示第一放大器的输入上的内部电压偏移的符号。

该方法包括利用电流-电压转换器将第一放大器的输出偏置到阈值电压，以及利用电流-电压转换器生成控制电压，该控制电压包括阈值电压和比较电流的电压转换之和。

该方法还包括根据控制电压补偿第一放大器的输入之间的内部电压偏移。

将第一放大器的输出偏置到阈值电压允许将第一放大器的输出处的寄生电容“预充电”到参考电压，使得其不是对寄生电容缓慢充电的低强度的比较电流。换句话说，消除了通过比较电流对寄生电容充电所需的时间，这允许减少校准阶段的持续时间。

因此，由第一放大器的输入之间的偏移电压的符号变化引起的输出电流的符号变化被转换成控制电压中的相应电压分量。因此，电流-电压转换器的输出处的控制电压的电平非常快地切换，而没有时间对所述寄生电容充电，以便控制偏移补偿。

因此，通过低强度输出电流的电容充电，控制电压的转变比在第一放大器的输出端产生的电压电平“0”或“1”与阈值电压之间的大幅度的传统转变快得多。

根据一个实施例，该方法还包括用控制电压控制触发元件，该触发元件生成可以具有两个电平的触发信号并切换到所述阈值电压，执行第一放大器的输入之间的内部偏移的补偿直到触发信号的切换。

触发元件允许在补偿电压偏移的特定时间自动检测控制电压的转变。

根据一个实施例，补偿第一放大器的输入之间的内部偏移包括逐渐并且逐步生成由时钟信号的周期连续时钟控制的补偿信号，该补偿信号被发送到第一放大器并且被配置为补偿第一放大器的输入之间的内部电压偏移。

补偿信号的时钟控制允许逐渐转变第一放大器的输入之间的内部电压偏移，并防止补偿信号具有过低或过高的值以正确补偿电压偏移。

根据一个实施方案，如果控制电压与阈值电压之间的差由第一符号指示，那么补偿信号的生成在每一步骤处逐渐增量，或如果控制电压与阈值电压之间的差由与第一符号相对的第二符号指示，那么补偿信号的生成在每一步骤处逐渐减量。

因此，可以响应于电压偏移的符号进行校准方法，并逐渐调节补偿信号以限制偏移。

根据一种实现方式，在比较电流的符号转变期间，根据所述比较电流的电压转换时间来设置时钟信号的周期的持续时间。

实际上，时钟信号的每个周期有利地具有至少对应于由偏移补偿引起的控制信号中的转变所需的时间的持续时间。然而，假定在根据上面定义的方面的方法中，转换比在常规技术中更快，则每个时钟周期的持续时间有利地相应减量。此外，与直到偏移补偿的定时持续时间的累积相对应的校准阶段的总持续时间与等于其实现的周期数的因子成比例地减小。

根据一种实现方式，用电流-电压转换器偏置第一放大器的输出包括：将参考电压施加到第二运算放大器的非反相输入，以及将电阻反馈施加到在第二运算放大器的输出和反相输入之间，以便将第一放大器的输出偏置到参考电压。

在电流-电压转换的响应时间，第一放大器响应时间，第一放大器的输出的偏置的稳定性以及此外在成本和大小方面的有利示例。

根据另一方面，还提出了一种集成电路，其包括第一放大器和用于补偿第一放大器的正输入和负输入之间的内部电压偏移的电路。

所述补偿电路包括切换电路，所述切换电路被配置为将所述第一放大器的所述负输入及所述正输入耦合到相同电压电平，使得所述第一放大器被配置为在所述第一放大器的输出上生成比较电流，所述比较电流的符号表示所述第一放大器的输入上的内部电压偏移的符号。

所述补偿电路包括电流-电压转换器电路，所述电流-电压转换器电路被配置为将所述第一放大器的输出偏置到阈值电压，并且生成包括所述阈值电压和所述比较电流的电压转换之和的控制电压。

所述补偿电路进一步被配置为生成用于根据所述控制电压与所述阈值电压之间的差来补偿所述第一放大器的输入之间的内部电压偏移的信号。

根据一个实施例，所述补偿电路包括触发元件，所述触发元件被配置为生成触发信号，所述触发信号可以具有两个电平并且由所述控制电压控制，并且所述触发元件被配置为切换到所述阈值电压，所述补偿电路被配置为生成所述补偿信号直到切换所述触发信号为止。

根据一个实施例，补偿电路还被配置为接收时钟信号，并逐渐地和逐步地生成由时钟信号的周期连续时钟控制的补偿信号，并向第一放大器发送被配置为补偿第一放大器的输入之间的内部电压偏移的补偿信号。

根据一个实施例，补偿电路被配置为：如果控制电压与所述阈值电压之间的差具有第一符号，则通过每一步进行的增量来生成所述补偿信号，或者如果所述控制电压与所述阈值电压之间的差具有与所述第一符号相对的第二符号，则通过每一步进行的减量来生成所述补偿信号。

根据一个实施例，补偿电路被配置为由时钟信号的周期来时钟控制，所述时钟信号的周期具有根据在比较电流的符号转变期间所述比较电流的电压转换时间来设置的持续时间。

根据一个实施例，电流-电压转换器包括第二运算放大器，并且还包括在第二运算放大器的输出和反相输入之间的反馈电阻器，以及将参考电压施加到第二运算放大器的非反相输入以便将第一放大器的输出偏置到阈值电压的电压源。

附图说明

本发明的其他优点和特征将在检查实施例和实现方式的详细描述而非限制以及附图时显现，在附图中：

图1示出了集成电路；

图2示意性地示出了可以在校准电路中使用的电流-电压转换器和触发元件的示例；

图3图示了电路操作的时序图；以及

图4示出了用于补偿放大器的输入之间的偏移的方法的示例。

具体实施方式

图1示出了根据实施例的集成电路。该集成电路包括第一放大器COMP和校准电路CALIB。

第一放大器COMP是运算放大器，其包括正输入Vcomp+，负输入Vcomp-和输出OUT1。

这种运算放大器通常在输入Vcomp+和Vcomp-之间具有内部电压偏移Voff，其方式是本领域技术人员公知的常规方式。内部电压偏移Voff在这里被建模为放置在第一放大器COMP的负输入Vcomp-上的电压源，并且这种电压源实际上不存在。

当第一放大器COMP不处于校准阶段时，第一放大器COMP的正输入Vcomp+，负输入Vcomp-和输出OUT1可以连接到属于集成电路剩余部分的电路，图1中未示出。

校准电路CALIB包括开关电路SW_CALIB，电流-电压转换器电路CONV和补偿电路ADJ。

切换电路SW_CALIB被配置为在校准阶段中将负输入Vcomp-与正输入Vcomp+耦合。第一放大器COMP的负输入Vcomp-和正输入Vcomp+因此在校准阶段处于相同的电压电平，并且因此放大器COMP在校准阶段期间作为比较器操作。

例如，可以提供设置在负输入Vcomp-和正输入Vcomp+之间的开关，当开关被开关电路SW_CALIB激活时，允许短路第一放大器COMP的输入，以便在第一放大器COMP的输入之间获得相同的电压电平。开关也可以放置在第一放大器COMP的输入上，并且由开关电路SW_CALIB控制，以便在校准阶段期间将第一放大器COMP的输入与集成电路的剩余部分隔离。

假设第一放大器COMP的输入Vcomp-和Vcomp+耦合到相同的电压电平，则第一放大器COMP仅对与输入Vcomp-和Vcomp+之间的电压偏移Voff相对应的输入电压作出反应。因此，第一放大器COMP倾向于在输出OUT1上施加通常表示为“0”或“1”的比较电压，其对应于在输入之间感知的差的符号。由于在输出节点OUT1上存在寄生电容元件，因此比较电流Iout1在输出OUT1上流动。比较电流Iout1的强度相对较小，以对输出节点OUT1的寄生电容充电，并且输出节点OUT1上的电压Vout1的变化相对较慢。因此，比较电流Iout1的符号表示第一放大器COMP的输入Vcomp-和Vcomp+上的内部电压偏移Voff的符号。

电流-电压转换器CONV包括第二运算放大器AOP和反馈电阻器RCONV。反馈电阻器RCONV置于输出OUT2和第二运算放大器AOP的反相输入V-之间。第二运算放大器AOP的反相输入端V-1连接到第一放大器COMP的输出端OUT1。

电流-电压转换器还包括连接到第二运算放大器AOP的非反相输入V+的电压源REF_GEN。电压源REF_GEN将参考电压Vref施加到第二运算放大器AOP的非反相输入V+。由于反相输入端V-上的输出端OUT2的电阻反馈RCONV，非反相输入端V+的电压被施加到第二运算放大器AOP的反相输入端V-上。

因此，参考电压Vref由电流-电压转换器CONV施加在第一放大器COMP的输出节点OUT1上，即Vout1＝Vref。

另一方面，电流-电压转换器CONV在第二运算放大器AOP的输出OUT2上生成控制电压Vout2，该控制电压Vout2等于施加到非反相输入V+的参考电压Vref和反馈电阻器RCONV两端的转换电压之和。跨反馈电阻器RCONV的端子的转换电压通过来自第一放大器COMP的输出OUT1的比较电流Iout1的流动生成。

严格地说，在电流-电压转换器中，以本领域技术人员已知和常规的方式，必须向输出电压Vout1添加等于转换电压(在反馈电阻器RCONV的端子上)除以第二运算放大器AOP的增益的分量。对于无限理想增益，该分量为零。实际上，该分量非常小(如下面描述的图3所示)并且被认为是可忽略的。

换言之，电流-电压转换器CONV一方面被配置为在放大器COMP的输出OUT1上施加参考电压Vref，另一方面被配置为生成控制电压Vout2，该控制电压Vout2包括比较电流Iout1*RCONV和参考电压Vref的电压转换之和。

电流Iout1的符号考虑上述电压转换之和的符号，使得从放大器COMP的输出节点OUT1流向电阻元件RCONV的正电流生成对第二运算放大器AOP的输出电压Vout2具有负影响的转换电压Iout1*RCONV。

电流-电压转换器CONV可以有利地被配置为具有寄生电容非常低的输出，并且被优化为具有快速的电流-电压转换速度。另一方面，电阻器RCONV的端子之间的转换电压Iout1*RCONV被配置成小到足以不在第二放大器AOP的工作范围之外的输入V-上生成变化。

参考电压Vref被有利地选择为等于将在后面描述的触发元件INV的阈值电压。补偿电路ADJ被配置成生成补偿信号Icalib，该补偿信号适于补偿第一放大器Vcomp+和Vcomp-的输入之间的内部电压偏移Voff。根据控制电压Vout2和阈值电压Vref之间的差，特别是关于补偿的正或负取向，生成补偿信号Icalib。

补偿电路ADJ包括触发元件INV和逻辑电路LOG。触发元件INV连接到第二运算放大器AOP的输出OUT2，并被配置为当输出OUT2上的电压超过上述阈值电压Vref时生成触发信号Vtrig。逻辑电路LOG连接到触发元件INV的输出和第一放大器COMP。

图2示意性地示出了可以在校准电路CALIB中使用的电流-电压转换器和触发元件INV的示例。

电压源REF_GEN和触发元件INV可以各自包括“NAND”逻辑门。电压源REF_GEN的第一逻辑门NAND1具有连接在一起的输入和输出以及另一输入，在该另一输入上施加对应于由电压发生器VDD生成的逻辑电平′1′的电压。触发元件INV的第二逻辑门NAND2具有连接到第二运算放大器AOP的输出OUT2的输入和其上施加对应于由电压发生器VDD生成的逻辑电平′1′的电压的另一输入。

因此，一方面，第一逻辑门NAND1以不确定的逻辑状态连接，该不确定的逻辑状态通过生成具体为其阈值电压值的参考电压Vref而达到平衡。

或者，生成参考电压Vref的第一逻辑门可由反相器获得，所述反相器的输出环回到输入。然而，“NAND”门NAND1可以有利地用逻辑电平“0”的去激活信号(例如经由图2中未示出的开关电路)在另一个输入端(不从输出端回送)上被控制，以便当校准电路被断开时根本不消耗任何电流。

另一方面，第二逻辑门NAND2被连接为反相器并且能够生成触发信号Vtrig。在第二逻辑门NAND2的输出端生成的逻辑值对应于由第二运算放大器AOP的输出端OUT2发送的值的反逻辑电平。

此外，第一逻辑门NAND1和第二逻辑门NAND2有利地匹配，即通过该方法的相同步骤制造，具有相同的特性和大小，并且在集成电路的相同位置。因此，考虑到制造方法的物理危害，第一逻辑门NAND1和第二逻辑门NAND2具体具有相同的阈值电压。

触发信号Vtrig具有由控制电压Vout2和逻辑门NAND1，NAND2的阈值电压Vref之间的差确定的逻辑电平。

大于阈值电压Vref(例如对应于逻辑电平′1′)的控制电压Vout2生成第一逻辑电平Vtrig1(例如逻辑电平′0′)的触发信号Vtrig。低于阈值电压Vref(例如对应于逻辑电平“0”)的控制电压Vout2生成第二逻辑电平Vtrig2(例如逻辑电平“1”)的触发信号Vtrig。

图3图示了对于第一放大器的输入之间的负内部电压偏移，补偿信号Icalib，第一放大器COMP的输出电压Vout1，第二放大器AOP的输出处的控制电压Vout2以及触发信号Vtrig随时间的演变。

补偿电路ADJ被配置为生成补偿信号Icalib并将其发送到第一放大器COMP。补偿信号Icalib可以是由逻辑电路LOG生成并传输到第一放大器COMP的电流，并且被配置为补偿第一放大器COMP的输入Vcomp-和Vcomp+之间的内部电压偏移。例如，可以使用补偿电流Icalib来偏置在第一放大器COMP的差分输入支路中流动的电流，以便以本领域技术人员常规和已知的方式补偿电压偏移Voff。

放大器COMP的输出电压Vout1被施加在参考电压Vref上，然而被上述分量移位，该分量等于转换电压除以第二运算放大器AOP的增益。该分量可以忽略并且变化很小，使得输出节点OUT1上的寄生电容被非常快地充电，并且输出OUT1由于补偿信号Icalib的影响而转变的持续时间t-De1非常短。

第二运算放大器AOP的输出处的控制电压Vout2以参考电压Vref的电平为中心，并由转换电压Iout1*RCONV偏移，考虑到电流Iout1的符号，可表达Vout2＝Vref+(-Iout1)*RCONV。实际上，在图3所示的例子中，离开放大器COMP的电流Iout1具有负号(负内部电压偏移Voff)。

触发元件INV被配置成由控制电压Vout2控制并切换到阈值电压Vref。具体地，当控制电压Vout2达到阈值电压Vref并且触发信号Vtrig从第一逻辑电平Vtrig1传递到第二逻辑电平Vtrig2时，执行触发元件INV的切换。

补偿电路ADJ还被配置为当触发信号Vtrig切换时，也就是说当比较电流Iout1已经转变符号时，并且因此当补偿偏移Voff时，停止生成补偿信号Icalib。

有利地，补偿电路ADJ被配置为通过时钟信号Clk以时钟控制的方式逐渐生成补偿信号Icalib。逻辑电路LOG例如可以逐渐地并且逐步地连续地生成补偿信号Icalib，该补偿信号Icalib由时钟信号Clk的周期来时钟控制。这允许逐渐接近将要补偿偏移Voff的值的修改。每一步的刻度可以是恒定的，例如在简单的逐步方法中，或者每一步的刻度可以在每一步减量，例如在二分法中。

时钟信号Clk的周期有利地具有在比较电流Iout1的符号转变期间，也就是说在控制电压Vout2的切换期间，根据比较电流Iout1*RCONV的电压转换的时间t-Del设置的持续时间。

作为由校准电路CALIB获得的比较电流Iout1的符号变化的检测速度的结果，如前面关于图1和2所述，每个时钟周期的持续时间以及校准阶段的总持续时间被减少。

图4示出了如先前关于图1至3所述的用于补偿第一放大器的输入之间的偏移的方法的示例。

特别地，在第一放大器COMP的校准阶段期间实现偏移补偿方法。校准阶段发生在集成电路的启动阶段之前，并且特别地允许补偿其输入之间的内部电压偏移。

在该方法的步骤40中，开关电路SW_CALIB控制设置在运算放大器的输入和输出处的开关，以便将其与集成电路的剩余部分隔离。然后，运算放大器在整个校准阶段作为比较器工作。

该方法包括将第一放大器COMP的负输入Vcomp-和正输入Vcomp+耦合到相同电压电平的步骤41。为了耦合第一放大器COMP的各个输入，开关电路SW_CALIB控制位于两个输入Vcomp-和Vcomp+之间的开关，并且短路这些输入。以这种方式，在第一放大器OUT1的输出上生成比较电流Iout1。比较电流的符号表示第一放大器Vcomp+和Vcomp-的输入上的内部电压偏移Voff的符号。

该方法包括步骤42-电压转换器CONV将第一放大器的输出OUT1偏置到阈值电压Vref的步骤42。

在该步骤42中，将参考电压Vref施加到第二运算放大器AOP的非反相输入V+。比较电流Iout1被传输到运算放大器的反相输入端V-，并通过在输出端OUT2和第二运算放大器AOP的反相输入端V-之间执行的电阻反馈RCONV被转换成电压。该方法包括用控制电压Vout2控制触发元件INV的步骤43。触发信号由切换到阈值电压Vref的触发元件INV生成。当控制电压Vout2低于阈值电压Vref时生成电平触发信号Vtrig1，而在相对的情况下生成电平触发信号Vtrig2。

该方法包括根据控制电压Vout2和阈值电压Vref补偿第一放大器COMP的输入Vcomp-和Vcomp+之间的内部电压偏移Voff的步骤44。

补偿信号Icalib被逐步地生成并被发送到第一放大器COMP。补偿信号Icalib由时钟信号Clk的周期连续时钟控制，并且适于补偿第一放大器COMP的输入Vcomp-和Vcomp+之间的内部电压偏移Voff。

有利地，在比较电流Iout1的符号转变期间，根据比较电流Iout1的电压转换的时间t-Del来设置时钟信号Clk的周期的持续时间。

如图3所示，如果控制电压Vout2和阈值电压Vref之间的差是负的，即在生成电平为Vtrig1的触发信号Vtrig期间，补偿信号Icalib在每一步增量。然而，如果控制电压Vout2和阈值电压Vref之间的差是正的，即在电平Vtrig2的触发信号Vtrig的生成期间，补偿信号Icalib在每一步减量。

执行偏移补偿Voff，直到Vtrig触发信号被切换。一旦触发信号Vtrig被切换，补偿信号Icalib就被保持在其最后值，这允许补偿偏移Voff。

步骤45表示校准阶段的结束。开关电路SW_CALIB控制放置在第一放大器COMP的输入和输出处的开关，以便将其重新连接到集成电路的剩余部分，并且控制放置在输入Vcomp-和Vcomp+之间的开关，以便使第一放大器COMP的输入去耦。

因此，该方法的实现允许加速校准阶段，以便更快地开始集成电路的启动阶段。

Claims (20)

1.一种用于补偿在第一运算放大器的正输入和负输入之间的内部电压偏移的方法，包括：

以相同的电压电平耦合所述第一运算放大器的所述负输入和所述正输入；

在所述第一运算放大器的输出处生成比较电流，所述比较电流具有表示所述内部电压偏移的符号的符号；

用电流－电压转换器将所述第一运算放大器的所述输出偏置到阈值电压；

利用所述电流－电压转换器生成控制电压，所述控制电压包括所述阈值电压与所述比较电流的电压转换的和；以及

根据所述控制电压补偿在所述第一放大器的所述正输入与所述负输入之间的所述内部电压偏移。

2.根据权利要求1所述的方法，进一步包括：

用所述控制电压控制触发元件；

其中所述触发元件生成具有两个电平的触发信号；以及

其中补偿所述第一放大器的所述正输入和所述负输入之间的所述内部偏移被执行，直到所述触发信号的电平的切换发生为止。

3.根据权利要求1所述的方法，其中补偿所述第一放大器的所述正输入与所述负输入之间的所述内部偏移包括：

逐渐且逐步地生成由时钟信号的周期连续时钟控制的补偿信号；将所述补偿信号传输到所述第一运算放大器；以及使用所述补偿信号来补偿在所述第一放大器的所述正输入与所述负输入之间的所述内部电压偏移。

4.根据权利要求3所述的方法，其中生成所述补偿信号包括通过以下方式逐渐演变：

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的差具有第一符号，则在每一步进行增量；以及

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的差具有与所述第一符号相对的第二符号，则在每一步进行减量。

5.根据权利要求3所述的方法，其中根据在所述比较电流的符号转变期间，所述比较电流的电压转换的时间来设置所述时钟信号的每个周期的持续时间。

6.根据权利要求1所述的方法，其中用所述电流－电压转换器偏置所述第一运算放大器的所述输出包括：

将参考电压施加到第二运算放大器的非反相输入；以及

在所述第二运算放大器的输出和反相输入之间提供电阻反馈，以便将所述第一运算放大器的输出偏置到所述参考电压。

7.一种集成电路，包括：

第一运算放大器，具有在正输入和负输入之间的内部电压偏移；以及

用于校准在所述第一运算放大器的所述正输入和所述负输入之间的所述内部电压偏移的电路；

其中用于校准的电路包括：

切换电路，被配置为将所述第一运算放大器的所述负输入以及所述正输入耦合到相同电压电平，使得所述第一运算放大器被配置为在所述第一运算放大器的输出处生成比较电流，其中所述比较电流的符号表示在所述第一运算放大器的所述正输入和所述负输入上的所述内部电压偏移的符号；

电流－电压转换器电路，被配置为将所述第一运算放大器的所述输出偏置到阈值电压，并且生成控制电压，所述控制电压包括所述阈值电压和所述比较电流的电压转换的和；以及

补偿电路，被配置为根据所述控制电压生成用于补偿所述第一放大器的所述正输入和所述负输入之间的所述内部电压偏移的信号。

8.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述补偿电路包括：

触发元件，被配置为生成具有两个电平的触发信号；

其中所述触发元件由所述控制电压控制；以及

其中所述补偿电路被配置为生成所述补偿信号，直到由所述触发信号进行电平切换为止。

9.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述补偿电路进一步被配置为接收时钟信号并逐渐且逐步地生成由所述时钟信号的周期连续时钟控制的补偿信号，并且所述补偿电路还被配置为将所述补偿信号传输到所述第一运算放大器以用于补偿在所述第一运算放大器的所述正输入与所述负输入之间的所述内部电压偏移。

10.根据权利要求9所述的集成电路，其中所述补偿电路被配置为生成所述补偿信号，生成所述补偿信号通过以下方式逐渐演变：

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的差具有第一符号，则在每一步进行增量；以及

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的所述差具有与所述第一符号相对的第二符号，则在每一步进行减量。

11.根据权利要求10所述的集成电路，其中所述补偿电路被配置为由所述时钟信号的周期时钟控制，所述时钟信号具有根据所述比较电流在所述比较电流的符号转变期间的所述比较电流的电压转换的时间设置的持续时间。

12.根据权利要求7所述的集成电路，其中所述电流－电压转换器包括：

第二运算放大器和反馈电阻器，所述反馈电阻器在所述第二运算放大器的输出与反相输入之间；以及

电压源，被配置为将参考电压施加到所述第二运算放大器的非反相输入，以便将第一运算放大器的输出偏置到所述参考电压。

13.一种方法，包括：

将运算放大器的正输入和负输入连接到相同的电压电平，其中所述第一运算放大器具有内部电压偏移；

在所述运算放大器的输出处生成电流，所述电流具有取决于所述内部电压偏移的符号的符号；

将所述电流转换为控制电压；以及

处理所述控制电压以生成施加到所述运算放大器的校准电流，以补偿所述运算放大器的所述正输入与所述负输入之间的所述内部电压偏移。

14.根据权利要求13所述的方法，进一步包括：

生成具有响应于所述控制电压的两个电平的触发信号；以及

其中处理包括调节所述校准电流直到所述触发信号在所述两个电平之间切换为止。

15.根据权利要求13所述的方法，其中处理包括逐渐并且逐步地调节由时钟信号的周期连续时钟控制的所述校准电流，直到所述控制电压发生变化为止。

16.根据权利要求15所述的方法，其中调节包括：

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的差具有第一符号，则在每一步进行增量；以及

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的所述差具有与所述第一符号相对的第二符号，则在每一步进行减量。

17.一种集成电路，包括：

运算放大器，具有在正输入和负输入之间的内部电压偏移；以及

用于校准在所述运算放大器的所述正输入和所述负输入之间的所述内部电压偏移的电路；

其中用于校准的电路包括：

切换电路，被配置为将所述运算放大器的所述正输入以及所述负输入连接到相同电压电平；

电流－电压转换器，被配置为将在所述运算放大器的输出处生成的电流转换为控制电压；其中所述电流具有取决于内部电压偏移的符号的符号；以及

处理电路，被配置为处理所述控制电压以生成施加到所述运算放大器的校准电流，从而补偿在所述运算放大器的所述正输入和所述负输入之间的所述内部电压偏移。

18.根据权利要求17所述的集成电路，其中所述处理电路包括：

触发元件，被配置为响应于所述控制电压而生成具有两个电平的触发信号；以及

其中所述处理电路被配置为调节所述校准电流，直到所述触发信号在所述两个电平之间切换为止。

19.根据权利要求17所述的集成电路，其中所述处理电路被配置为逐渐且逐步地调节由时钟信号的周期连续时钟控制的所述校准电流，直到所述控制电压中存在变化为止。

20.根据权利要求15所述的集成电路，其中所述处理电路通过以下方式来调节：

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的差具有第一符号，则在每一步骤增加所述校准电流；以及

如果在所述控制电压与所述阈值电压之间的所述差具有与第一符号相对的第二符号，则在每一步减少所述校准电流。