CN116666980A - 毫米波宽波束dra、宽角波束扫描相控阵及其设计方法 - Google Patents

毫米波宽波束dra、宽角波束扫描相控阵及其设计方法 Download PDF

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CN116666980A CN202310499995.XA CN202310499995A CN116666980A CN 116666980 A CN116666980 A CN 116666980A CN 202310499995 A CN202310499995 A CN 202310499995A CN 116666980 A CN116666980 A CN 116666980A
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Abstract

本发明公开了一种毫米波宽波束DRA、宽角波束扫描相控阵及其设计方法，所述DRA由DR和位于DR正下方的微带耦合缝隙组成，本发明通过设置缝隙、DR的尺寸使不可激励的DRA TE112模式的谐振频率接近缝隙工作模式的谐振频率，DR内部的场将呈现出类似于TE112模式的场分布，形成平行于地板的等效磁流，从而在E面和H面中实现宽波束特性；而且将多个这样的小尺寸DRA单元等间距排布还可以在E面(H面)组成线性相控阵，其波束可以从‑72°扫描至+72°(‑65°扫描至+65°)，增益波动为2.5dB(0.5dB)，且本发明不需要任何寄生结构和额外有源控制电路。

Description

毫米波宽波束DRA、宽角波束扫描相控阵及其设计方法
技术领域
本发明涉及毫米波无线通信领域，尤其涉及一种毫米波宽波束DRA、宽角波束扫描相控阵及其设计方法。
背景技术
在毫米波无线通信系统中，电磁波的传输损耗是严重的，它将极大地限制信号的传输距离。为解决这一问题，带有宽角波束扫描功能的高增益相控阵作为一种有效的解决方案被提出。因此，具有简单结构、小尺寸和宽波束宽度的毫米波天线单元被极度渴望。
与微带天线和偶极天线等金属天线相比，介质谐振器天线(dielectricresonator antenna，简称DRA)由于不存在导体损耗，因而具有更高的辐射效率。此外，由于DRA三维的结构和丰富的工作模式，它具有更高的设计自由度，因此越来越引起人们对其应用在天线领域的兴趣。同时，已经有很多有效的方法被提出来展宽DRA的波束宽度。例如，基于互补天线的概念，有方案中的宽波束DRA被设计通过叠加由DRA模式实现的磁偶极子和由小地平面或单极子实现的电偶极子的辐射场，并且它们在E面和H面都实现了超过120°的宽的半功率波束宽度(HPBW)。通过精心选择具有互补方向图的DRA模式，包括高阶模式(HOM)，以产生约200°的宽波束，但代价是使用相对复杂的DRA结构，如阶梯形DRA和弧形DRA。尽管有方案中结合了基模和相邻HOM的宽波束DRA具有简单的结构，但其辐射性能在很大程度上取决于地板的大小，从而限制了其应用。因此，目前大多数DRA由于其大的占地面积、不规则的结构或特定的地板而不适用于构建宽角波束扫描相控阵。
幸运的是，基于寄生加载技术的宽波束DRA单元已经被提出，它们实现了性能优异的宽角波束扫描相控阵。具体而言，有方案通过加载金属环和电介质板，DRA单元实现了E面172°和H面149°的宽波束宽度，九单元H面线性相控阵可以从-72°扫描至+72°，增益波动为0.9dB，然而，这种寄生加载策略迫使在原始DRA中引入了额外的结构，从而不希望地增加了天线单元和阵列的复杂性。此外，常见的方向图可重构技术也成功地用于DRA相控阵的设计中，通过控制由两个不同端口激发的TE模式和TM模式之间的相位差，该DRA用两个倾角为±66°的波束重构了其E面方向图，基于这种相位控制的方向图可重构DRA单元，构建了无源的四单元相控阵，其波束扫描范围为±81°，然而，这个四单元阵列包括了八个输入端口和四个额外的移相器。其他类似方案尽管由方向图可重构的DRA单元构建的相控阵也可以实现好的宽角波束扫描性能，但需要额外的有源控制电路来控制波束指向，这使得整个天线系统变得复杂，尤其是对于大规模的毫米波相控阵来说。
发明内容
本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述实现宽角波束扫描相控阵存在的占地面积大或者结构复杂的缺陷，提供一种不需要任何寄生结构和额外有源控制电路且具有紧凑尺寸和宽波束的毫米波宽波束DRA、宽角波束扫描相控阵及其设计方法。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：
一方面，构造1、一种毫米波宽波束DRA的设计方法，其特征在于，所述DRA由DR和位于DR正下方的微带耦合缝隙组成，所述方法包括：
DR初始尺寸设计步骤：以TE112模式的谐振频率靠近给定的工作频率f0为目标，确定DR的初始尺寸；
缝隙初始尺寸设计步骤：以缝隙模式的谐振频率靠近给定的工作频率f0为目标，确定缝隙的初始尺寸；
尺寸调节步骤：以TE112模式的谐振频率靠近缝隙模式的谐振频率为目标，调节缝隙的尺寸或/和DR的尺寸以实现宽波束特性。
进一步地，在本发明所述的毫米波宽波束DRA的设计方法中，所述DR初始尺寸设计步骤具体包括：设计一个断面为方形的DR，DR的初始边长a和高度h均设置为0.27λ0，其中λ0表示f0处电磁波在真空中的波长。
进一步地，在本发明所述的毫米波宽波束DRA的设计方法中，所述缝隙初始尺寸设计步骤具体包括：在介质基板的顶部地板上设计一个位于所述DR正下方的缝隙，缝隙的长度的初始尺寸被设置为ls＝0.5λg1，缝隙的宽度的初始尺寸被设置为ws＝0.05λg1，其中λg1表示f0处电磁波在DR中的波长。
进一步地，在本发明所述的毫米波宽波束DRA的设计方法中，所述尺寸调节步骤具体包括：观察DR内场在工作频率f0处的分布是否呈现出类似于TE112模式的环形场，越接近环形场则判定TE112模式的谐振频率越靠近缝隙模式的谐振频率。
进一步地，在本发明所述的毫米波宽波束DRA的设计方法中，所述方法还包括：在介质基板的底部设计阶梯型的微带线；
所述尺寸调节步骤还包括：调节微带线的尺寸以实现阻抗匹配。
二方面，构造一种毫米波宽波束DRA，基于前述方法设计得到。
三方面，构造一种宽角波束扫描相控阵的设计方法，包括：
基于权利要求1-6任一项所述方法设计得到DRA，将多个设计得到的DRA按照预设间隔距离呈一字型等间距排开形成线性相控阵；
以TE112模式的谐振频率靠近缝隙模式的谐振频率为目标，对DRA的间隔、DR尺寸、缝隙尺寸进行微调以实现宽角波束扫描特性。
进一步地，在本发明所述的宽角波束扫描相控阵的设计方法中，预设间隔距离是0.47λ0，λ0表示f0处电磁波在真空中的波长。
进一步地，在本发明所述的宽角波束扫描相控阵的设计方法中，所述线性相控阵具体为H面相控阵，所述缝隙的长度方向平行于多个DRA的排布方向，微带线整体呈“I”字形垂直于所述缝隙，所述微带线自介质基板的与所述缝隙平行的侧边以宽度w1沿所述缝隙的中垂线的投影延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿原来的延伸方向继续延伸至越过微带线的长度为l2；
或者所述线性相控阵具体为E面相控阵，所述缝隙的长度方向垂直于多个DRA的排布方向，微带线整体呈“7”字形，所述微带线自介质基板的与所述缝隙垂直的侧边偏离所述缝隙的位置以宽度w1沿与所述缝隙的长度方向平行的方向延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿沿原来的延伸方向继续延伸至所述缝隙的中垂线的投影位置后转向90°沿所述缝隙的中垂线的投影延伸至越过微带线的长度为l2。
四方面，构造一种宽角波束扫描相控阵，基于前述方法设计得到。
本发明的毫米波宽波束DRA、宽角波束扫描相控阵及其设计方法，具有以下有益效果：本发明中DRA由DR和位于DR正下方的微带耦合缝隙组成，本发明通过设置缝隙、DR的尺寸使不可激励的DRA TE112模式的谐振频率接近缝隙工作模式的谐振频率，DR内部的场将呈现出类似于TE112模式的场分布，形成平行于地板的等效磁流，从而在E面和H面中实现宽波束特性；而且将多个这样的小尺寸DRA单元等间距排布还可以在E面(H面)组成线性相控阵，其波束可以从-72°扫描至+72°(-65°扫描至+65°)，增益波动为2.5dB(0.5dB)，且本发明不需要任何寄生结构和额外有源控制电路，具有紧凑尺寸。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图：
图1是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA的透视图；
图2是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA的俯视图；
图3是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA的仿真反射系数及27GHz处的电场分布示意图；
图4是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA的27GHz处的辐射方向图；
图5是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA在不同缝隙长度时仿真的反射系数；
图6是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA在其E面实现宽波束的原理；
图7是等效磁流M在不同d值时的归一化辐射方向图；
图8是DRA在不同DR高度时仿真的反射系数、HPBW示意图；
图9是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA在不同缝隙长度时仿真的反射系数、HPBW示意图；
图10是本发明的实施例中的毫米波宽波束DRA在不同缝隙长度时仿真的电场分布示意图；
图11是本发明的毫米波宽波束DRA的设计方法流程图；
图12是本发明的1×8的H面相控阵示意图；
图13是本发明的1×8的E面相控阵示意图；
图14是E面相控阵中单元1-4仿真的反射系数和端口隔离度示意图；
图15是H面相控阵中单元1-4仿真的反射系数和端口隔离度示意图；
图16是E面相控阵在27GHz处仿真的扫描性能示意图；
图17是H面相控阵在27GHz处仿真的扫描性能示意图；
图18是E面DRA相控阵的加工模型示意图；
图19是E面DRA相控阵在有无馈电网络时仿真与测试的扫描性能对比图；
具体实施方式
针对现有技术实现宽角波束扫描相控阵存在的占地面积大或者结构复杂的缺陷，本发明提供一种不需要任何寄生结构和额外有源控制电路，且具有紧凑尺寸的毫米波宽波束DRA、宽角波束扫描相控阵及其设计方法，本发明主要思路是，在介质基板顶部的地板上设置DR，并且在地板上蚀刻一个位于DR正下方的缝隙，在介质基板的底部设置微带线，DRA由DR和位于DR正下方的微带耦合缝隙组成，通过设置缝隙、DR的尺寸使不可激励的DRATE112模式的谐振频率接近缝隙工作模式的谐振频率，DR内部的场将呈现出类似于TE112模式的场分布，形成平行于地板的等效磁流，从而在E面和H面中实现宽波束特性；进一步地，将多个这样的小尺寸DRA单元等间距排布还可以在E面(H面)组成线性相控阵，其可以实现宽角波束扫描，且本发明不需要任何寄生结构和额外有源控制电路，具有紧凑尺寸。
为了便于理解本发明，下面将参照相关附图对本发明进行更全面的描述。附图中给出了本发明的典型实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本文所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容更加透彻全面。应当理解本发明实施例以及实施例中的具体特征是对本申请技术方案的详细的说明，而不是对本申请技术方案的限定，在不冲突的情况下，本发明实施例以及实施例中的技术特征可以相互组合。
实施例一
下面介绍一个毫米波宽波束DRA的具体实施例的结构与性能。如图1-2是一个具体本实施例的毫米波宽波束DRA的透视图和俯视图，图中1表示PCB，2表示缝隙，3表示DR，4表示微带线。图1是一种典型的缝隙耦合馈电的DRA，如图所示，一个边长为a、高度为h、介电常数为εr1的断面为方形的DR由微带耦合矩形缝隙馈电。可以理解的是，理论上DR的断面还可以是矩形，但是本实施例选择为方形，是因为这样少了一个设计参数，更便于参数调节。尺寸为ls×ws的缝隙被蚀刻在厚度为hs、介电常数为εr2的方形印刷电路板(PCB)的上表面，并由50欧姆的被印刷在该PCB下表面的微带线馈电。缝隙位于DR正下方，这里所谓的正下方，具体是指的缝隙的中心与DR的中心投影重合，而且缝隙与DR的一对方形边平行，另一对方形边垂直。此处，为了获得良好的阻抗匹配，采用了阶梯形的微带线。阶梯形的微带线是指的微带线整体呈“I”字形但是分为宽度不同的两段，比如本实施例中微带线整体呈“I”字形垂直于所述缝隙，所述微带线自介质基板的与所述缝隙平行的侧边以宽度w1沿所述缝隙的中垂线的投影延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿原来的延伸方向继续延伸至越过微带线的长度为l2。
本实施例的DRA的各参数取值如下(单位:mm)：εr1＝10.2,εr2＝2.2,a＝3.0,h＝3.1,hs＝0.254,g＝10,ls＝1.8,ws＝0.18,l1＝2,l2＝0.9,w1＝0.74,w2＝0.4。所提出的宽波束DRA的仿真反射系数和辐射方向图如图3、4所示，图3中还给出了27GHz处的电场分布，可以清楚地看到，在27GHz处存在谐振，可提供3.7％的-10dB阻抗带宽，范围从26.5到27.5GHz。此外，如图4中，图中(a)、(b)分别代表E面和H面的方向图，可见E面和H面的方向图都具有宽波束特性，其HPBW分别为228°和132°。在两个平面中也可以观察到低的交叉极化水平，其在轴视方向附近均低于-20dB。
下面介绍本实施例的毫米波宽波束DRA的工作模式。
在解释宽HPBW的产生机理之前，研究了所提出的毫米波DRA的工作模式。参考图3中的插图，它显示了27GHz处DR内部的电场分布。从中可以看到，一个环形的电场在xoz平面被形成，这与DRA的TE112(x)模式非常相似。然而，值得注意的是，这种谐振不是由DRA的TE112(x)模式引起的，而是源于地板上缝隙的谐振模式。具体原因如下。首先，当耦合缝隙位于DRA下方的中心时，只有当所有参数p、q、r都是奇数时，才能激励起DRA的TEpqr模式。换句话说，由于边界条件的限制，具有偶数参数的模式(例如TE112(x)模式)不能被有效地激励。此外，参考图5，图5显示了DRA在不同缝隙长度ls下的反射系数，可以观察到，随着ls的增加，DRA TE111(x)模式和TE113(x)模式的谐振频率略有变化，但我们所关注的频带中的工作模式的谐振频率显著下移了。显然，如果工作模式是DRA的TE112(x)模式，那么它的谐振频率应该对ls的变化不敏感，就像TE111(x)模式和TE113(x)模式一样。但事实并非如此，这也进一步地验证了工作模式是由缝隙而不是DRA的谐振引起的。
下面分析为什么这种类似于TE112模式的环形电场可以存在于此DR中，即使其底部有一地板。参考图3，在DR的底部，由于来自微带馈线的耦合能量，靠近耦合缝隙的电场非常强，并且呈现“∩”的形状；而在其他位置(远离耦合缝隙但靠近地板)的电场垂直于地板并且相当弱。因此，这种场分布并不严格对应但非常接近于TE112模式的场分布，因此本文将其称为准TE112模式。此外，这种场分布与理想导体表面(地板)的边界条件不冲突，因此可以存在于所提出的DRA中。
下面分析宽波束的原理。
如上所述，尽管所提出的天线工作在耦合缝隙的谐振模式下，但其DR内部的场呈现TE112(x)模式的图案，因为TE112(x)模式的谐振频率(26.6GHz，通过雷达截面(RCS)分析方法获得)恰好接近DR加载的缝隙模式的工作频率。在这种情况下，天线的辐射特性主要取决于DRA的TE112(x)模式的特性。这也是我们仍然将此天线称为DRA的原因。
根据图3所示的环形电场分布，图4直观地解释了E面中宽HPBW的原理。如图所示，图6(a)表示DR内部的环形电场，图6(b)表示等效磁流，图6(c)表示等效辐射模型，图6(a)中DR内部的环形电场分布可以等效于图6(b)中平行于地平面的磁流M，距离为d。另外，根据镜像理论，该等效磁流M可以被视为图6(c)中方向相同的两个磁电流(M1和M2)。此外，由于M1和M2之间的间距较小，它们的辐射可以覆盖从轴视方向到端射方向的整个上半空间，因此，在E面获得了宽的HPBW。
H面(132°)的HPBW没有E面(228°)那么宽，但仍然比DRA的典型波束宽度(～90°)宽得多。这种增强也归因于适当的d值。具体而言，图中等效磁流在E面和H面的归一化方向图(FE(θ)和FH(θ))可表示如下：
FE(θ)＝|cos(kdcos(θ))| (1)；
FH(θ)＝|cos(kdcos(θ))|×|cos(θ)| (2)；
根据公式(1)和(2)，图7描绘了不同间距d时的辐射图，图中(a)、(b)分别代表E面和H面。可以看出，当d较小时，E面的方向图总是表现出宽波束的特征，尽管轴视方向附近的辐射强度随着d的增加而逐渐减小。另一方面，对于H面的方向图，随着d的增大，±60°附近的辐射强度增强，因而也呈现出宽波束的特性。因此，在我们的设计中，通过适当设计等效磁流M和地板之间的距离，即DRA的尺寸，可以同时实现宽波束的E面和H面方向图(见图4)。
值得一提的是，所提出的DRA在从24.7GHz到28.8GHz(15.3％)的宽频带内呈现出类似于TE112(x)模式的环形电场分布，因而在整个频带内都保持了宽波束的辐射特性。
实施例二
本实施例具体是介绍一种实施例一的设计方法。在介绍本实施例的方法之前，先介绍实施例一的DRA的参数的研究过程。
如上面所分析的那样，DR在形成等效磁电流方面起着非常重要的作用，从而显著影响天线性能。因此，这里将对DR尺寸的影响进行研究。图8显示了所提出的DRA在不同DR高度h下仿真的反射系数和HPBW，可以看出，DR加载的缝隙模式对h的变化很敏感，当h从2.8mm增加到3.4mm时，其谐振频率从27.8GHz向下移动到26.1GHz，这是合理的，因为DR对其下方的耦合缝隙有加载效应。同时，由于DR未激励的TE112模式也随着h的增加而向下移动，这两种模式(即DR加载的缝隙模式和DR的TE112模式)的谐振频率仍然彼此接近，因此E面和H面宽波束的方向图仍然能实现。此外，值得一提的是，在这三种情况下，E面的HPBW都随着频率的增加而逐渐降低，而H面的HPBW则是逐渐增加，呈现出相反的趋势。这是因为在通带内，等效磁电流和地板之间的间距d(就电长度而言)会随着频率的增加而增加，从而在更高的频率处提供波束宽度更宽的H面方向图，如图7(b)所示。诚然，间距d的变化是很小的，因此该DRA依旧可以在整个通带内获得E面和H面的宽波束方向图，其中E面的HPBW超过了180°，而H面的HPBW约为120°。出于同样的原因，当DR边长a变化时，类似的现象也可以被观察到，a的变化会显著影响DR加载的缝隙模式的谐振频率，但几乎不影响通带中E面和H面的宽波束特性。
除了DR的尺寸以外，耦合缝隙的尺寸也会影响DR加载的缝隙工作模式和天线性能。图9显示了在DR尺寸固定的情况下，对于不同缝隙长度时，所提出DRA仿真的反射系数和HPBW，如图所示，当缝隙长度ls从1.8mm增加到2.4mm时，DR加载的缝隙模式的谐振频率如预期的那样从27.0GHz向下移动到24.0GHz。此外，随着谐振模式的向下移动，E面和H面的HPBW都显著降低了，当谐振频率降至24.0GHz时，它们分别缩小到95°和83°。这是因为在这三种情况下，DR的TE112模式的谐振频率几乎保持不变；而当ls＝2.4mm时，缝隙模式变得远离TE112模式但靠近TE111模式了。这一过程可以从图10中清楚地观察到，该图展示了DR内部电场分布随缝隙长度变化的演变过程。可以发现，当缝隙长度越长时，其电场分布与TE111模式的场分布越相似，因此在E面和H面都给出了窄波束的辐射方向图。这些结果再次表明，为了实现宽波束的方向图，有必要设置适当的缝隙长度，以使缝隙模式靠近DR的TE112模式。
基于上述分析和详细的参数研究，在给定的工作频率f0的情况下，本发明构造除了上述宽波束DRA的设计方法，参考图11，本发明的毫米波宽波束DRA的设计方法具体包括：
DR初始尺寸设计步骤S1：以TE112模式的谐振频率靠近给定的工作频率f0为目标，确定DR的初始尺寸。
具体来说，设计一个断面为方形的DR，DR的初始边长a和高度h均设置为0.27λ0，其中λ0表示f0处电磁波在真空中的波长。
缝隙初始尺寸设计步骤S2：以缝隙模式的谐振频率靠近给定的工作频率f0为目标，确定缝隙的初始尺寸。
具体来说，在介质基板顶部的地板上设计一个位于所述DR正下方的缝隙，缝隙的长度的初始尺寸被设置为ls＝0.5λg1，缝隙的宽度的初始尺寸被设置为ws＝0.05λg1，其中λg1表示f0处电磁波在DR中的波长。
微带线初始尺寸设计步骤S3：在介质基板的底部设计阶梯型的微带线并确定微带线的初始尺寸。
具体来说，微带线的初始尺寸为：l1＝0.25λg2,w1＝0.10λg2,l2＝0.12λg2,w2＝0.06λg2，其中λg2表示f0处电磁波在介质基板中的波长。
尺寸调节步骤S4：以TE112模式的谐振频率靠近缝隙模式的谐振频率为目标，调节缝隙的尺寸或/和DR的尺寸以实现宽波束特性；调节微带线的尺寸以实现阻抗匹配。
具体来说，观察DR内场在工作频率f0处的分布是否呈现出类似于TE112模式的环形场，越接近环形场则判定TE112模式的谐振频率越靠近缝隙模式的谐振频率。
需要说明的是，以上设计方法的目的是确定DRA的参数，得到参数后就可以按照参数制作DRA实物，因此可以理解的是，以上方法中所提到的初始尺寸以及对尺寸的调节和效果的评估，都是基于仿真实现的。
实施例三
本实施例是在实施例二的基础上，进一步提出的宽角波束扫描相控阵的设计方法，具体包括：
首先，基于实施例二所述方法设计得到DRA；
然后，将多个设计得到的DRA按照预设间隔距离呈一字型等间距排开形成线性相控阵；其中，预设间隔距离是0.47λ0，λ0表示f0处电磁波在真空中的波长。
最后，对DRA的间隔、DR尺寸、缝隙尺寸、微带线尺寸进行微调以实现宽角波束扫描特性。
实施例四
本实施例主要介绍了基于上述实施例三的方法，构建得到的八单元E面相控阵和八单元H面相控阵，如图12-13所示。
如图12，所述线性相控阵具体为H面相控阵，所述缝隙的长度方向平行于多个DRA的排布方向。微带线整体呈“I”字形垂直于所述缝隙，所述微带线自介质基板的与所述缝隙平行的侧边以宽度w1沿所述缝隙的中垂线的投影延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿原来的延伸方向继续延伸至越过微带线的长度为l2。
如图13，所述线性相控阵具体为E面相控阵，所述缝隙的长度方向垂直于多个DRA的排布方向。此处，为了给E面相控阵的DRA馈电，微带线从“1”字形变为“7”字形，这对DRA单元和相控阵的性能都几乎没有影响。具体的，所述微带线自介质基板的与所述缝隙垂直的侧边偏离所述缝隙的位置以宽度w1沿与所述缝隙的长度方向平行的方向延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿沿原来的延伸方向继续延伸至所述缝隙的中垂线的投影位置后转向90°沿所述缝隙的中垂线的投影延伸至越过微带线的长度为l2。
需要说明的是，为了获得最佳的阵列性能，对每个阵列的关键参数进行了轻微调整，并在表1中列出。值得注意的是，两个阵列的元件间距相同，为5.2mm(0.47λ0)。
表1 DRA相控阵的关键尺寸参数(单位:mm)
图14展示了所提出的毫米波E面DRA相控阵仿真的反射系数和相邻单元之间的端口隔离度，由于非相邻单元之间的端口隔离度相比于相邻单元间的端口隔离度至少高5dB，它对相控阵的影响很小且可忽略，故图中未给出其相关结果。此外，由于所提出的相控阵具有较好的对称性，因此为了使作图更为简洁，图中也只给出了与单元1至单元4相关的仿真结果。从图中可以观察到，这四个单元的反射系数曲线高度重合，并且都实现了良好的阻抗匹配，它们重合的-10dB阻抗带宽为4.1％(26.4-27.5GHz)；在通带内，相邻单元之间的端口隔离度也处于相同水平，约为14dB。图15展示了所提出的H面DRA相控阵的仿真结果。同样的，每个单元的反射系数和每个相邻元件之间的端口隔离度几乎相同。重合的-10dB阻抗带宽为4.1％(26.5-27.6GHz)，通带内相邻单元间的端口隔离度超过了17.1dB。
图16-17显示了所提出的两个相控阵在27GHz处仿真的扫描性能。如图所示，由于在所提出的DRA单元中E面的HPBW比H面的HPBW宽，因此对应的E面相控阵的扫描范围自然比对应的H面相控阵扫描范围宽。具体而言，参考图16，图中(a)是主极化，(b)是交叉极化，E平面相控阵的主波束可以从-72°扫描至+72°，增益变化为2.5dB(在10.1至12.6dBi之间变化)。而对于H平面相控阵，参考图17，图中(a)是主极化，(b)是交叉极化，其主波束可以从-65°扫描至+65°，增益变化很低，为0.5dB(在8.9和9.4dBi之间变化)，在整个扫描范围内最大旁瓣电平(SLL)小于-9.3dB。需要注意的是，H面相控阵的波束增益相对低于E面相控阵的波束增益，尽管这两个相控阵是由几乎相同的DRA单元构成的。这是因为对于H面相控阵而言，其E面波束宽度仍然超过200°，而E面相控阵的H面波束宽度缩小到约100°，从而提高了波束增益。此外，两种阵列都表现出高的极化纯度。在整个扫描范围内，E面相控阵中的主极化场比交叉极化场高至少16.6dB，在H面相控阵中则至少高21.9dB。
对于以上仿真的1×8毫米波E面线性相控阵，我们加工并测试了其实物原型，以验证其可行性。此处，为了避免定位误差被引入，八个小DRA单元没有被单独处理，而是通过在底部引入一层薄的支撑电介质板(厚度：0.5mm)，以集成处理的方式一起处理这8个小单元，如图18所示。此外，我们设计、制造了三个固定相位差为0°、90°和165°的一输入八输出馈电网络，并将其连接到该E面相控阵上，以验证分别为0°，32°和72°的三种波束扫描状态。值得注意的是，使用一层非常薄的速溶胶来粘合集成DRA阵列和馈电网络，这对阵列性能的影响可以忽略不计。
图19描述了带有馈电网络的原型的测试和仿真的扫描性能，以及所提出的没有馈电网络的E面相控阵(即图13)的仿真结果也包含在图中进行比较。值得注意的是，在我们的测试中发现，由于DRA的介电常数误差和加工误差，原型的工作频率向下移动到26.2GHz，因此图19将26.2GHz处的相应测试结果与27GHz处的仿真结果进行了比较，图19中(a)是主极化，(b)是交叉极化。如图所示，在所有三个不同的扫描角度下，带馈电网络的原型的波束形状和交叉极化水平的测试结果与有馈电网络和无馈电网络的相控阵的仿真结果非常一致。关于扫描性能的具体信息列于表2中。
表2毫米波E面DRA相控阵的扫描性能
可以看出，有馈电网络的阵列的波束增益略低于没有馈电网络的天线阵的波束增益，考虑到馈电网络引入的损耗，这是意料之中的。此外，观察到测试结果在32°和72°的扫描角度下有很小的角度偏差，考虑到不可避免的测试错误，这也是合理的。
此外，需要注意的是，现有的毫米波DRA相控阵大多数设计只能在一个面内(E面或H面)实现宽角波束扫描，这在一定程度上限制了它们的应用。而本发明所提出的DRA相控阵工作在毫米波波段，并可以在E、H这两个平面内获得宽的波束扫描范围(E面为±72°，H面为±65°)。最重要的是，与先前的DRA相控阵相比，本发明呈现出较小的占地面积和最简单的结构，这消除了添加任何寄生结构和有源控制电路的需要。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本发明。
本文所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (10)

1.一种毫米波宽波束DRA的设计方法，其特征在于，所述DRA由DR和位于DR正下方的微带耦合缝隙组成，所述方法包括：
DR初始尺寸设计步骤：以TE112模式的谐振频率靠近给定的工作频率f0为目标，确定DR的初始尺寸；
缝隙初始尺寸设计步骤：以缝隙模式的谐振频率靠近给定的工作频率f0为目标，确定缝隙的初始尺寸；
尺寸调节步骤：以TE112模式的谐振频率靠近缝隙模式的谐振频率为目标，调节缝隙的尺寸或/和DR的尺寸以实现宽波束特性。
2.根据权利要求1所述的毫米波宽波束DRA的设计方法，其特征在于，所述DR初始尺寸设计步骤具体包括：设计一个断面为方形的DR，DR的初始边长a和高度h均设置为0.27λ0，其中λ0表示f0处电磁波在真空中的波长。
3.根据权利要求1所述的毫米波宽波束DRA的设计方法，其特征在于，所述缝隙初始尺寸设计步骤具体包括：在介质基板的顶部地板上设计一个位于所述DR正下方的缝隙，缝隙的长度的初始尺寸被设置为ls＝0.5λg1，缝隙的宽度的初始尺寸被设置为ws＝0.05λg1，其中λg1表示f0处电磁波在DR中的波长。
4.根据权利要求1所述的毫米波宽波束DRA的设计方法，其特征在于，所述尺寸调节步骤具体包括：观察DR内场在工作频率f0处的分布是否呈现出类似于TE112模式的环形场，越接近环形场则判定TE112模式的谐振频率越靠近缝隙模式的谐振频率。
5.根据权利要求3所述的毫米波宽波束DRA的设计方法，其特征在于，所述方法还包括：在介质基板的底部设计阶梯型的微带线；
所述尺寸调节步骤还包括：调节微带线的尺寸以实现阻抗匹配。
6.一种毫米波宽波束DRA，其特征在于，基于权利要求1-5任一项所述方法设计得到。
7.一种宽角波束扫描相控阵的设计方法，其特征在于，包括：
基于权利要求1-6任一项所述方法设计得到DRA，将多个设计得到的DRA按照预设间隔距离呈一字型等间距排开形成线性相控阵；
以TE112模式的谐振频率靠近缝隙模式的谐振频率为目标，对DRA的间隔、DR尺寸、缝隙尺寸进行微调以实现宽角波束扫描特性。
8.根据权利要求7所述的宽角波束扫描相控阵的设计方法，其特征在于，预设间隔距离是0.47λ0，λ0表示f0处电磁波在真空中的波长。
9.根据权利要求7所述的宽角波束扫描相控阵的设计方法，其特征在于，
所述线性相控阵具体为H面相控阵，所述缝隙的长度方向平行于多个DRA的排布方向，微带线整体呈“I”字形垂直于所述缝隙，所述微带线自介质基板的与所述缝隙平行的侧边以宽度w1沿所述缝隙的中垂线的投影延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿原来的延伸方向继续延伸至越过微带线的长度为l2；
或者所述线性相控阵具体为E面相控阵，所述缝隙的长度方向垂直于多个DRA的排布方向，微带线整体呈“7”字形，所述微带线自介质基板的与所述缝隙垂直的侧边偏离所述缝隙的位置以宽度w1沿与所述缝隙的长度方向平行的方向延伸长度l1之后宽度缩小到w2，并以宽度w2沿沿原来的延伸方向继续延伸至所述缝隙的中垂线的投影位置后转向90°沿所述缝隙的中垂线的投影延伸至越过微带线的长度为l2。
10.一种宽角波束扫描相控阵，其特征在于，基于权利要求7-9任一项所述方法设计得到。
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