CN116636129A

CN116636129A - 能够感测运转失灵的有源式电流补偿装置

Info

Publication number: CN116636129A
Application number: CN202180085744.6A
Authority: CN
Inventors: 金嗔国; 郑想永
Original assignee: Kane Saines Co ltd; UNIST Academy Industry Research Corp
Current assignee: Kane Saines Co ltd; UNIST Academy Industry Research Corp
Priority date: 2020-12-23
Filing date: 2021-06-11
Publication date: 2023-08-22

Abstract

本发明提供一种有源式电流补偿装置，所述有源式电流补偿装置主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声，包括：传感部，所述传感部生成对应于所述大电流路径上的共模噪声电流的输出信号；放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；及运转失灵感测部，所述运转失灵感测部感测所述放大部的运转失灵；其中，所述放大部的至少一部分和所述运转失灵感测部内在化于一个集成电路(IC)芯片。

Description

能够感测运转失灵的有源式电流补偿装置

技术领域

本发明的实施例涉及能够感测运转失灵的有源式电流补偿装置，涉及一种主动补偿在连接于电力系统的两个以上大电流路径上以共模方式输入的噪声的有源式电流补偿装置。

本发明的实施例涉及包括内在化的电力变换部的有源式电流补偿装置，涉及一种主动补偿在连接于电力系统的两个以上大电流路径上以共模方式输入的噪声电流的有源式电流补偿装置。

本发明的实施例涉及包括集成电路部和非集成电路部的有源式电流补偿装置，涉及一种主动补偿在连接于电力系统的两个以上大电流路径上以共模方式输入的噪声的有源式电流补偿装置。

本发明的实施例涉及包括单一芯片集成电路(one-chip IC)的有源式电流补偿装置，涉及一种主动补偿在连接于电力系统的两个以上大电流路径上以共模方式输入的噪声的有源式电流补偿装置。

背景技术

通常，家电用、工业用电气制品或电动汽车等电气设备在运转期间释放噪声。例如，由于电子设备内电力变换装置的切换操作，噪声会通过电力线释放。如果放任这种噪声不管，不仅对人体有害，而且会引起周边部件和其他电子设备的运转失灵或故障。于是，将电子设备对其他设备造成的电磁干扰称为EMI(Electromagnetic Interference)，其中，将经由导线和基板布线传递的噪声称为传导发射(Conducted Emission，CE)噪声。

为了使电子设备在不引起周边部件和其他设备故障的情况下运转，所有电子制品均严格规定了EMI噪声释放量。因此，大部分电子制品为了满足噪声释放量规定，必须包括降低EMI噪声电流的降噪装置(例：EMI滤波器)。例如，在如空调的白色家电、电动汽车、航空、储能系统(Energy Storage System，ESS)等中必须包括EMI滤波器。以往的EMI滤波器为了降低传导发射(CE)噪声中的共模(Common Mode，CM)噪声而利用共模扼流圈(CM choke)。共模(CM)扼流圈是无源滤波器(passive filter)，发挥“抑制”共模噪声电流的作用。

另一方面，在大功率系统中，如要保持无源EMI滤波器的降噪性能，则需增大共模扼流圈的尺寸或增加个数。因此，在大功率制品中，无源EMI滤波器的尺寸和价格都极大增加。

为了克服如上所述无源EMI滤波器的局限，对有源EMI滤波器的关注越来越高。有源EMI滤波器感测EMI噪声并通过有源电路部产生抵消所述噪声的信号，从而可以去除EMI噪声。有源EMI滤波器包括可以生成基于所感测噪声信号的放大信号的有源电路部。

发明内容

技术课题

为了克服如上所述无源EMI滤波器的局限，对有源EMI滤波器的关注越来越高。有源EMI滤波器感测EMI噪声并通过有源电路部产生抵消所述噪声的信号，从而可以去除EMI噪声。有源EMI滤波器包括可以从所感测的噪声信号生成放大信号的有源电路部。

然而，存在所述有源电路部的故障难以目视识别的问题。另外，有源EMI滤波器只执行降噪功能，因而即使有源电路部出现故障，电力系统也会依然正常运转，因此存在难以从现象判断有源电路部的故障的问题。

本发明正是为了改善如上所述问题而研发的，目的是提供一种能够感测运转失灵的有源式电流补偿装置。特别是目的是提供一种有源电路部和运转失灵感测电路一同内在化于一个集成电路(IC)芯片的有源式电流补偿装置。

但是，这种课题是示例性的，并非本发明的范围由此限定。

在有源EMI滤波器中，有源电路部为了运转而需要接受电源供应。例如，可以将电源供应装置(switching mode power supply，SMPS)的输出用作有源电路部的电源。有源电路部会需要特定电压(例：12V)，原有系统中可能不存在所需的电压。即，存在输入有源电路部的DC电压因系统而异的问题。

综上所述，根据系统的不同，SMPS也可能无法输出用于驱动有源电路部的特定电压，此时，发生有源电路部运转不稳定的问题。

本发明正是为了克服如上所述问题而研发的，目的是提供一种包括内在化的电力变换部的有源式电流补偿装置。

但是，这种课题是示例性的，并非本发明的范围由此限定。

另一方面，如果要将有源EMI滤波器实际应用于电子制品，则需要半导体装置的量产以满足多样需求。如果为了制作用于实际使用的有源EMI滤波器而使用分立(discrete)装置(或部件)，那么，为了提高有源EMI滤波器的功能，有源电路用装置的数量增加，并需要多样部件。因此，为了实现更高功能，存在有源EMI滤波器的大小和费用增加的问题。

因此，为了克服这种问题，需要一种使用可用于多样电力系统的定制型集成电路(IC)的有源EMI滤波器。

本发明正是为了克服如上所述问题而研发的，目的是提供一种包括集成电路部和非集成电路部的有源式电流补偿装置。所述集成电路部可以是包括有源式电流补偿装置的必需构成要素的一个芯片，所述非集成电路部可以是用于实现多样设计的有源EMI滤波器的构成。

有源EMI滤波器例如可以包括BJT(Bipolar Junction Transistor，双极面结型晶体管)。然而，如果电流流经BJT时发热，则具有BJT的电流增益增加的效果(或BJT的内阻减小效果)。于是，出现随着电流的增加而再次发热的正反馈。由于这种正反馈，会发生热持续增加而导致BJT损伤或丧失原有特性的问题。将这种现象称为热失控(thermal runaway)现象。

使用BJT构成有源EMI滤波器的放大部时，需解决这种热失控问题。

本发明正是为了克服如上所述问题而研发的，目的是提供一种包括单一芯片集成电路(one-chip IC)的有源式电流补偿装置。

但是，这种课题是示例性的，并非本发明的范围由此限定。

技术方案

本发明一实施例的主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声的有源式电流补偿装置可以包括：传感部，所述传感部生成对应于所述大电流路径上的共模噪声电流的输出信号；放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；及运转失灵感测部，所述运转失灵感测部感测所述放大部的运转失灵；其中，所述放大部的至少一部分和所述运转失灵感测部可以内在化于一个集成电路(IC)芯片。

根据一实施例，所述放大部包括的两个节点的信号可以差分输入所述运转失灵感测部。

根据一实施例，所述放大部可以包括第一晶体管和第二晶体管，所述第一晶体管的一个节点和所述第二晶体管的一个节点可以连接于所述运转失灵感测部的输入端。

根据一实施例，所述运转失灵感测部可以感测所述放大部包括的两个节点处的差分DC电压，并检测所述差分DC电压是否为既定范围以内。

根据一实施例，所述集成电路芯片可以包括：用于与向所述放大部和所述运转失灵感测部供应电源的电源装置连接的端子、用于与所述放大部和所述运转失灵感测部的基准电位连接的端子，及所述运转失灵感测部的输出端子。

根据一实施例，所述集成电路芯片可以包括与用于向所述运转失灵感测部可选地供应电源的开关连接的端子。

通过以下附图、权利要求书及发明内容，前述内容之外的其他方面、特征、优点将会明确。

本发明一实施例的主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声的有源式电流补偿装置可以包括：传感部，所述传感部生成对应于所述大电流路径上的共模噪声电流的输出信号；电力管理部，所述电力管理部从供应电源的电源装置输入第一电压并变换成指定大小的第二电压；放大部，所述放大部以所述第二电压驱动并放大所述输出信号以生成放大电流；及补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；其中，所述放大部包括的有源器件和所述电力管理部包括的有源器件可以内在化于一个集成电路(IC)芯片。

根据一实施例，所述电力管理部可以包括：电力变换部，所述电力变换部生成用于从任意大小的第一电压输出既定大小的第二电压所需的切换信号；反馈部，所述反馈部通过将从所述电力变换部输出的电压信号再次传递给电力变换部，从而使所述电力管理部能够输出既定大小的第二电压；及滤波器部，所述滤波器部只使所述电压信号的直流成分通过。

根据一实施例，所述电力变换部可以内在化于所述集成电路芯片，所述反馈部的至少一部分和所述滤波器部可以为配置于所述集成电路芯片的外部的独立商用器件。

根据一实施例，所述电力变换部可以包括：调节器，所述调节器生成用于驱动所述电力变换部的内部电路的DC低电压。

根据一实施例，所述电力变换部可以包括利用从所述调节器提供的所述DC低电压来生成所述切换信号的脉冲宽度调制电路、根据所述切换信号而选择性地打开的第一开关和第二开关。

根据一实施例，所述至少两个以上大电流路径可以将由第二装置供应的大电流传递给第一装置，所述电源装置可以为所述第一装置或所述第二装置的电源供应装置。

本发明一实施例的主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声的有源式电流补偿装置可以包括：至少两个以上大电流路径，所述至少两个以上大电流路径将由第二装置供应的电源传递给第一装置；传感部，所述传感部生成对应于所述大电流路径上的共模噪声电流的输出信号；放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；及补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；其中，所述放大部可以包括非集成电路部和单一芯片(one-chip)集成电路部，所述非集成电路部可以根据所述第一装置和所述第二装置中至少一个以上电力系统设计，所述单一芯片集成电路部可以与所述第一装置和所述第二装置的额定功率规格无关。

根据一实施例，所述非集成电路部可以根据所述第一装置的额定功率设计。

根据一实施例，所述单一芯片(one-chip)的集成电路部可以包括第一晶体管、第二晶体管及一个以上电阻。

根据一实施例，所述非集成电路部可以包括：第一阻抗Z1，所述第一阻抗Z1连接所述第一晶体管和所述第二晶体管的发射极节点侧与所述补偿部的输入端；及第二阻抗Z2，所述第二阻抗Z2连接所述第一晶体管和所述第二晶体管的基极节点侧与所述补偿部的输入端。

根据一实施例，所述传感部可以包括感测变压器，所述补偿部可以包括补偿变压器，所述第一阻抗的值或所述第二阻抗的值，可以基于所述感测变压器与所述补偿变压器的绕组比及所述放大部的目标电流增益确定，所述单一芯片集成电路部的构成可以与所述绕组比和所述目标电流增益无关。

根据一实施例，根据所述第一阻抗和所述第二阻抗的设计，所述单一芯片集成电路部可以针对多样电力系统的第一装置使用。

本发明一实施例的主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声的有源式电流补偿装置可以包括：传感部，所述传感部生成对应于所述大电流路径上的共模噪声电流的输出信号；放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；及补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；其中，所述放大部可以包括非集成电路部和单一芯片的集成电路，在所述单一芯片的集成电路中，可以内在化有器件特性随着温度变化而异的有源器件，所述单一芯片的集成电路可以设计成即使温度变化，所述放大部也保持既定范围以内的性能。

根据一实施例，在所述单一芯片的集成电路中，可以内在化有npn BJT和pnp BJT，在所述npn BJT的基极节点与所述pnp BJT的基极节点之间可以连接有二极管。

根据一实施例，在所述npn BJT的发射极节点与所述pnp BJT的发射极节点之间可以连接有电阻。

根据一实施例，所述二极管可以执行减小流经所述电阻的发射极电流的功能。

根据一实施例，所述二极管和所述电阻可以调整所述npn BJT和所述pnp BJT的DC偏置电流。

根据一实施例，流经所述电阻的发射极电流可以随着温度变化而保持既定范围。

发明效果

如上所述构成的本发明多样实施例的有源式电流补偿装置，在大功率系统中，相比以CM扼流圈构成的无源滤波器，价格、面积、体积、重量、发热可以减小。

另外，本发明多样实施例的有源式电流补偿装置可以检测有源电路部的故障或运转失灵。

另外，在本发明的多样实施例中，可以提供供有源电路部和运转失灵感测部一同内在化的一个集成电路(IC)芯片。通过将运转失灵感测部内在化于集成了有源电路部的芯片，从而可以使用普通商用器件，相比独立地构成运转失灵感测部的情形，可以减小尺寸和降低价格。

另外，通过将有源电路部和运转失灵感测部集成于一个IC芯片，从而所述IC芯片可以作为独立的部件而具有通用性并实现商用化。

而且，也可以将包括所述IC芯片的电流补偿装置制作成独立的模块并实现商用化。这种电流补偿装置可以作为独立模块来检测运转失灵，而与周边电气系统的特性无关。

如上所述构成的本发明多样实施例的有源式电流补偿装置具有内在化的电力变换部，从而可以应用于任意的多样系统。

在本发明的多样实施例中，通过将有源电路部和电力变换部内在化于一个集成电路(IC)芯片，从而所述IC芯片可以作为独立的部件而具有通用性并实现商用化。

不仅如此，也可以将包括所述IC芯片的电流补偿装置制作成独立的模块并实现商用化。这种电流补偿装置包括的有源电路部可以稳定运转，而与周边电气系统的特性无关。

另外，本发明多样实施例的有源式电流补偿装置相比包括分立(discrete)半导体装置的情形，尺寸实现最小化。

另外，本发明多样实施例的集成电路部可以通用地应用于多样设计的有源式电流补偿装置。

另外，本发明多样实施例的包括集成电路部的有源式电流补偿装置，可以不管额定功率(power rating)而在多样的电力电子制品中使用。因此，本发明多样实施例的有源式电流补偿装置也可以扩展至大功率和高噪声(high-noise)系统。

另外，本发明多样实施例的包括集成电路部的有源式电流补偿装置可以容易地批量生产。

另外，本发明多样实施例的有源式电流补偿装置和/或one-chip集成电路部可以作为独立模块而具有通用性并实现商用化。

如上所述构成的本发明实施例的有源式电流补偿装置，在大功率系统中，相比以CM扼流圈构成的无源滤波器，价格、面积、体积、重量、发热可以减小。

另外，本发明实施例的有源式电流补偿装置可以防止热失控(thermal runaway)现象。本发明实施例的有源式电流补偿装置可以一同使用对BJT温度的正反馈和负反馈，针对温度变化保持既定的电流范围。

另外，在本发明实施例的有源式电流补偿装置中，在单一芯片集成电路(one-chipIC)内形成有具有温度特性的器件并共享温度，因而可以容易地预测随着温度变化的器件特性。

因此，可以设计即使温度变化也能控制并能预测的有源电路部(或放大部)。

本发明实施例的放大部包括单一芯片集成电路，从而相比由商用二相(discrete)器件构成的情形，可以设计成能控制电流-电压(I-V)特性。即，本发明实施例的单一芯片集成电路可以设计成定制型。即，单一芯片集成电路内部的电流和电压可以是能控制的。

另外，本发明实施例的单一芯片集成电路及包括其的有源式电流补偿装置即使批量生产，其生产费用的增加也会很小。另外，因半导体器件数量增加导致的尺寸增加也会很小。

当然，本发明的范围不由这种效果所限定。

附图说明

图1简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。

图2示出本发明一实施例的放大部130、运转失灵感测部180及IC芯片500的包含关系。

图3示出图1所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。

图4示出图3所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。

图5示出图3所示实施例的另一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-2。

图6示出本发明一实施例的运转失灵感测部180的功能性构成。

图7是本发明一实施例的逻辑电路184的示意图。

图8是本发明一实施例的有源器件部132和运转失灵感测部180的电路图。

图9简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100B的构成。

图10简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。

图11示出本发明一实施例的放大部130和电力管理部180的功能性构成的示例。

图12示出图10所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。

图13示出图12所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。

图14简要示出本发明一实施例的电力管理部180。

图15示出图14所示电力变换部181的一更具体示例。

图16简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100A-2的构成。

图17简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。

图18示出图17所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。

图19示出图18所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。

图20简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100A-2的构成。

图21简要示出本发明又一实施例的有源式电流补偿装置100A-3的构成。

图22简要示出本发明又一实施例的有源式电流补偿装置100B的构成。

图23简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。

图24示出图23所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。

图25示出图24所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。

图26简要示出本发明一实施例的单一芯片集成电路(one-chip IC)131A。

图27示出图26所示单一芯片集成电路131A基于温度的偏置电压和电流的模拟结果。

图28简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100A-2的构成。

具体实施方式

本发明可以施加多样的变换，可以具有多种实施例，将在附图中示例性示出特定实施例并在发明内容中详细描述。如果参照后面与附图一同详细描述的实施例，本发明的效果和特征以及达成其的方法将会明确。但是，本发明并不限定于下面公开的实施例，可以以多样形态体现。

下面参照附图详细描述本发明的实施例，当参照附图进行描述时，相同或对应的构成要素赋予相同的附图标号，省略对此的重复说明。

在以下实施例中，第一、第二等术语不是限定性的意义，而是用于将一个构成要素区别于其他构成要素的目的。在以下实施例中，只要上下文未明确表示不同，则单数的表述包括复数的表述。在以下实施例中，包括或具有等术语意指存在说明书中记载的特征或构成要素，不预先排除添加一个以上其他特征或构成要素的可能性。在附图中，为了便于描述，构成要素的尺寸可以夸张或缩小。在以下实施例中，当提到构成要素、部、单元、模块等连接时，不仅包括构成要素、部、单元、模块直接连接的情形，而且也包括构成要素、部、单元、模块中间存在其他构成要素、部、单元、模块而间接连接的情形。

另一方面，本说明书的发明内容中记载的实施例，为了便利而可以属于四个实施例分类中的一个。四种实施例分类如下。

[1]能够感测运转失灵的有源式电流补偿装置

[2]包括内在化的电力变换部的有源式电流补偿装置

[3]包括集成电路部和非集成电路部的有源式电流补偿装置

[4]包括单一芯片集成电路的有源式电流补偿装置

所述[1]至[4]的四个实施例分类只是为了便于描述而区分的，显而易见，说明书中描述的各实施例可以重复隶属于多个分类。

另外，本说明书的附图可以属于实施例分类中的一个分类。更详细地，图1至图9可以属于[1]分类，图10至图16可以属于[2]分类，图17至图22可以属于[3]分类，图23至图28可以属于[4]分类。在本说明书中，相同分类内的附图可以针对相同或对应构成要素赋予相同附图标记。但是，不同分类内的附图，即使赋予相同附图标记，也可以指代互不相同的构成要素。例如，属于[1]分类的图1的运转失灵感测部180与属于[2]分类的图10的电力管理部180，虽然赋予了相同的附图标记，但可以指代不同的构成要素。

[1]能够感测运转失灵的有源式电流补偿装置

图1简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。有源式电流补偿装置100可以主动补偿从第一装置300通过两个以上大电流路径111、112以共模(Common Mode，CM)方式输入的第一电流I11、I12(例：EMI噪声电流)。

参照图1，有源式电流补偿装置100可以包括传感部120、放大部130、运转失灵感测部180及补偿部160。

在本说明书中，第一装置300可以为使用由第二装置200供应的电源的多样形态的电力系统。例如，第一装置300可以为利用由第二装置200供应的电源进行驱动的负载。另外，第一装置300可以是利用由第二装置200供应的电源来存储能量并利用所存储的能量进行驱动的负载(例如电动汽车)。但不限定于此。

在本说明书中，第二装置200可以为用于向第一装置300以电流和/或电压的形态供应电源的多样形态的系统。例如，第二装置200既可以是生产并供应电源的装置，也可以是供应由其他装置生产的电源的装置(例如电动汽车充电装置)。当然，第二装置200还可以是供应所存储的能量的装置。但不限定于此。

电力变换装置可以位于第一装置300侧。例如，借助所述电力变换装置的切换操作，第一电流I11、I12可以输入电流补偿装置100。即，第一装置300侧可以对应于噪声源，第二装置200侧可以对应于噪声接收者。

两个以上大电流路径111、112可以是将由第二装置200供应的电源，即将第二电流I21、I22传递给第一装置300的路径，例如，可以为电力线。例如，两个以上大电流路径111、112分别可以为火线(Live line)和零线(Neutral line)。大电流路径111、112的至少一部分可以穿过电流补偿装置100。第二电流I21、I22可以为具有第二频带的频率的交流电流。第二频带例如可以为50Hz至60Hz频带。

另外，两个以上大电流路径111、112也可以是供第一装置300产生的噪声，即供第一电流I11、I12传递给第二装置200的路径。第一电流I11、I12可以针对两个以上大电流路径111、112分别以共模(Common Mode)方式输入。第一电流I11、I12可以是因多样原因而在第一装置300中意外产生的电流。例如，第一电流I11、I12可以是因第一装置300与周边环境之间的虚拟电容(Capacitance)而产生的噪声电流。或者，第一电流I11、I12可以是因第一装置300的电力变换装置的切换操作而产生的噪声电流。第一电流I11、I12可以是具有第一频带的频率的电流。第一频带可以是高于前述第二频带的频带。第一频带例如可以为150KHz至30MHz频带。

另一方面，两个以上大电流路径111、112既可以如图1所示包括两个路径，也可以如图9所示包括三个路径，或者还可以包括四个路径。大电流路径111、112的数量会因第一装置300和/或第二装置200使用的电源种类和/或形态而异。

传感部120可以感测两个以上大电流路径111、112上的第一电流I11、I12，并生成对应于第一电流I11、I12的输出信号。即，传感部120可以意指感测大电流路径111、112上的第一电流I11、I12的装置。传感部120中可以供大电流路径111、112的至少一部分穿过以便感测第一电流I11、I12，但在传感部120内通过感测而生成输出信号的部分可以与大电流路径111、112绝缘。例如，传感部120可以以感测变压器实现。感测变压器可以在与大电流路径111、112绝缘的状态下感测大电流路径111、112上的第一电流I11、I12。

根据一实施例，传感部120可以与放大部130的输入端差分(differential)连接。

放大部130可以电连接于传感部120，以放大传感部120输出的输出信号，并生成经放大的输出信号。在本发明中，基于放大部130的“放大”可以意指调节放大对象的大小和/或相位。放大部130可以以多样装置实现，可以包括有源器件。在一实施例中，放大部130可以包括BJT(Bipolar Junction Transistor)。例如，放大部130除BJT之外，可以包括电阻和电容器等多个无源器件。但不限定于此，本发明中描述的用于“放大”的装置可以没有限制地用作本发明的放大部130。放大部130的第二基准电位602和电流补偿装置100的第一基准电位601可以相互区分。

运转失灵感测部180可以检测放大部130的运转失灵或故障。根据一实施例，来自放大部130包括的两个节点的信号可以差分输入运转失灵感测部180。运转失灵感测部180可以感测放大部130包括的所述两个节点之间的差分信号。运转失灵感测部180可以利用所输入的所述差分信号来感测放大部130的运转失灵。例如，运转失灵感测部180可以判别所述差分信号是否满足既定条件以感测放大部130的运转失灵。运转失灵感测部180可以输出代表放大部130是否故障的信号。根据一实施例，运转失灵感测部180可以包括有源器件。

放大部130的至少一部分和运转失灵感测部180可以以物理方式内在化于一个集成电路(IC)芯片500。

参照图2，放大部130可以包括无源器件部131和有源器件部132。无源器件部131只以无源器件构成，有源器件部132包括有源器件。在一实施例中，有源器件部132不仅包括有源器件，可以还包括无源器件。包括无源器件部131和有源器件部132的放大部130的详细构成示例后面将在图4至图5中描述。

一同参照图1和图2，无源器件部131和有源器件部132的组合可以执行从传感部120输出的输出信号生成放大信号的功能。所述放大信号可以输入补偿部160。

如上所述，来自放大部130包括的两个节点的信号可以差分输入运转失灵感测部180。运转失灵感测部180可以感测所述两个节点的差分信号。所述两个节点可以为有源器件部132包括的两个节点。在一实施例中，所述两个节点还可以连接于无源器件部131。

在一实施例中，放大部130的有源器件部132和运转失灵感测部180可以以物理方式集成于一个IC芯片500。但这只是一实施例，显而易见，在其他实施例中，放大部130的无源器件部131和有源器件部132以及运转失灵感测部80也可以以物理方式集成于一个IC芯片500。

运转失灵感测部180可以包括有源器件。其中，运转失灵感测部180的基准电位可以与作为放大部130基准电位的第二基准电位602相同。运转失灵感测部180的基准电位可以与作为电流补偿装置100基准电位(例如，补偿部160的基准电位)的第一基准电位601不同。

放大部130和运转失灵感测部180可以从与第一装置300和/或第二装置200区分的电源装置400接受电源供应。放大部130可以从电源装置400接受电源供应，并放大传感部120输出的输出信号以生成放大电流。运转失灵感测部180可以从电源装置600接受电源供应，并生成代表来自放大部130的差分输入信号是否为既定范围以内的输出信号。所述输出信号可以代表放大部130是否故障。

电源装置400可以是从与第一装置300和第二装置200无关的电源接受电源供应并生成放大部130和运转失灵感测部180的输入电源的装置。可选地，电源装置400也可以是从第一装置300和第二装置200中任一个装置接受电源供应并生成放大部130和运转失灵感测部180的输入电源的装置。

IC芯片500可以包括用于与电源装置400连接的端子t1、用于与第二基准电位602连接的端子t2，及用于输出运转失灵感测部180的输出信号的端子t3。IC芯片500可以还包括其他端子。

例如，只将放大部130中除无源器件部131之外的有源器件部132与运转失灵感测部180一同集成于IC芯片500的实施例中，所述其他端子可以连接于无源器件部131。

另外，例如，在放大部130包括的无源器件部131和有源器件部132及运转失灵感测部180均集成于一个IC芯片500的实施例中，所述其他端子可以连接于传感部120的输出端和补偿部160的输入端。

补偿部160可以基于由放大部130放大的输出信号来生成补偿电流。补偿部160的输出侧为了使补偿电流IC1、IC2流入大电流路径111、112而可以与大电流路径111、112连接，但可以与放大部130绝缘。例如，补偿部160可以为了所述绝缘而包括补偿变压器。例如，可以在所述补偿变压器的初级侧供放大部130的输出信号流过，在补偿变压器的次级侧生成基于所述输出信号的补偿电流。

补偿部160为了抵消第一电流I11、I12，可以分别通过两个以上大电流路径111、112，使补偿电流IC1、IC2接入(inject)大电流路径111、112。补偿电流IC1、IC2可以与第一电流I11、I12大小相同而相位相反。

图3示出图1所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。有源式电流补偿装置100A可以主动补偿在与第一装置300连接的两个大电流路径111、112中以共模方式输入的第一电流I11、I12(例：噪声电流)。

参照图3，有源式电流补偿装置100A可以包括感测变压器120A、放大部130、运转失灵感测部180和补偿部160A。

在一实施例中，前述传感部120可以包括感测变压器120A。此时，感测变压器120A可以是用于在与大电流路径111、112绝缘状态下感测大电流路径111、112上的第一电流I11、I12的装置。感测变压器120A可以感测从第一装置300侧输入大电流路径111、112(例：电力线)的作为噪声电流的第一电流I11、I12。

感测变压器120A可以包括大电流路径111、112上配置的初级侧121A和与放大部130的输入端差分(differential)连接的次级侧122A。感测变压器120A可以在大电流路径111、112上配置的初级侧121A(例：初级绕组)，基于由第一电流I11、I12感应的磁通密度而在次级侧122A(例：次级绕组)生成感应电流。所述感测变压器120A的初级侧121A例如可以是在一个磁芯上分别缠绕有第一大电流路径111和第二大电流路径112的绕组。但不限定于此，所述感测变压器120A的初级侧121A也可以是第一大电流路径111和第二大电流路径112穿过所述磁芯的形态。

具体地，可以构成得使由第一大电流路径111(例：火线)上的第一电流I11感应的磁通密度、由第二大电流路径112(例：零线)上的第一电流I12感应的磁通密度彼此重叠(或增强)。此时，在大电流路径111、112上也流过第二电流I21、I22，可以构成得使由第一大电流路径111上的第二电流I21感应的磁通密度、由第二大电流路径112上的第一电流I22感应的磁通密度相互抵消。又例如，感测变压器120A可以构成得使由第一频带(例如具有150KHz至30MHz范围的频带)的第一电流I11、I12感应的磁通密度大小大于由第二频带(例如具有50Hz至60Hz范围的频带)的第二电流I21、I22感应的磁通密度大小。

如上所述，感测变压器120A可以构成得使由第二电流I21、I22感应的磁通密度可以相互抵消，以便只感测第一电流I11、I12。即，由感测变压器120A的次级侧122A感应的电流可以是由第一电流I11、I12按既定比率变换的电流。

例如，在感测变压器120A中，如果初级侧121A和次级侧122A的绕组比为1:Nsen，感测变压器120A的初级侧121A的自感为Lsen，则次级侧122A可以具有Nsen2.Lsen的自感。此时，由次级侧122A感应的电流为第一电流I11、I12的1/Nsen倍。例如，感测变压器120A的初级侧121A和次级侧122A可以按ksen的耦合系数(coupling coefficient)耦合。

感测变压器120A的次级侧122A可以连接于放大部130的输入端。例如，感测变压器120A的次级侧122A可以与放大部130的输入端差分连接，以向放大部130供应感应电流。

放大部130可以放大由感测变压器120A感测并由次级侧122A感应的电流。例如，放大部130可以使所述感应电流的大小按既定比率放大和/或调节相位。

运转失灵感测部180可以检测放大部130的运转失灵或故障。根据一实施例，放大部130包括的两个节点之间的差分信号可以输入运转失灵感测部180。运转失灵感测部180可以通过感测所输入的差分信号是否为既定范围以内而感测放大部130是否故障。运转失灵感测部180可以将代表放大部130是否故障的信号通过输出端子t3输出。运转失灵感测部180可以包括有源器件。

根据本发明的多样实施例，放大部130的至少一部分和运转失灵感测部180可以以物理方式一同集成于一个IC芯片500。

放大部130和运转失灵感测部180可以连接于第二基准电位602，第二基准电位602可以与电流补偿装置100(或补偿部160A)的第一基准电位601相区分。放大部130和运转失灵感测部180可以连接于电源装置400。

IC芯片500可以包括用于与电源装置400连接的端子t1、用于与第二基准电位602连接的端子t2，及用于输出运转失灵感测部180的输出信号的端子t3。

根据一实施例，可以是只有放大部130中除无源器件部131之外的有源器件部132与运转失灵感测部180一同集成于IC芯片500。此时，IC芯片500可以还包括用于与无源器件部131连接的端子。

根据另一实施例，可以是放大部130包括的无源器件部131和有源器件部132都与运转失灵感测部180一同集成于IC芯片500。此时，IC芯片500可以还包括用于连接于传感部120输出端的端子和用于连接于补偿部160输入端的端子。

补偿部160A可以为前述补偿部160的一个示例。补偿部160A可以包括补偿变压器140A和补偿电容器部150A。由前述放大部130放大的放大电流流入补偿变压器140A的初级侧141A。

补偿变压器140A可以是用于使包括有源器件的放大部130与大电流路径111、112绝缘的装置。即，补偿变压器140A可以是用于在与大电流路径111、112绝缘的状态下，(在次级侧142A)基于放大电流生成接入大电流路径111、112的补偿电流的装置。

补偿变压器140A可以包括与放大部130的输出端差分(differential)连接的初级侧141A及与大电流路径111、112连接的次级侧142A。补偿变压器140A可以基于由流经初级侧141A(例：初级绕组)的放大电流感应的磁通密度，在次级侧142A(例：次级绕组)感应补偿电流。

此时，次级侧142A可以配置于连接后述的补偿电容器部150A与电流补偿装置100A的第一基准电位601的路径上。即，次级侧142A的一端可以通过补偿电容器部150A而与大电流路径111、112连接，次级侧142A的另一端可以与有源式电流补偿装置100A的第一基准电位601连接。另一方面，补偿变压器140A的初级侧141A、放大部130、运转失灵感测部180及感测变压器120A的次级侧122A，可以和与有源式电流补偿装置100A的其余构成要素相区分的第二基准电位602连接。电流补偿装置100A的第一基准电位601和放大部130的第二基准电位602可以相区分。

如上所述，本发明在一实施例中，针对生成补偿电流的构成要素，使用与其余构成要素不同的基准电位(即，第二基准电位602)，并使用另外的电源装置400，可以使得生成补偿电流的构成要素在绝缘状态下运转，由此，可以提高有源式电流补偿装置100A的可靠度。

在补偿变压器140A中，如果初级侧141A与次级侧142A的绕组比为1:Ninj，补偿变压器140A的初级侧141A的自感为Linj，则次级侧142A可以具有Ninj2.Linj的自感。此时，由次级侧142A感应的电流为流经初级侧141A的电流(即，放大电流)的1/Ninj倍。补偿变压器140A的初级侧141A和次级侧142A可以按kinj的耦合系数(coupling coefficient)耦合。

通过补偿变压器140A变换的电流，可以作为补偿电流IC1、IC2而通过补偿电容器部150A接入大电流路径111、112(例：电力线)。因此，补偿电流IC1、IC2为了使第一电流I11、I12抵消，可以与第一电流I11、I12大小相同而相位相反。因此，可以设计成放大部130的电流增益的大小为Nsen.Ninj。

如前所述，补偿电容器部150A可以提供供由补偿变压器140A生成的电流分别流入两个大电流路径111、112的路径。

补偿电容器部150A可以包括一端与补偿变压器140A的次级侧142A连接、另一端与大电流路径111、112连接的两个Y-电容器(Y-capacitor，Y-cap)。所述两个Y-cap中每个的一端可以共享与补偿变压器140A的次级侧142A连接的节点，所述两个Y-cap中每个的相反端可以具有分别与第一大电流路径111和第二大电流路径112连接的节点。

补偿电容器部150A可以使由补偿变压器140A感应的补偿电流IC1、IC2流入电力线。补偿电流IC1、IC2补偿(或抵消)第一电流I11、I12，从而电流补偿装置100A可以降低噪声。

另一方面，补偿电容器部150A可以构成得使通过补偿电容器流入两个大电流路径111、112之间的电流IL1小于第一临界大小。另外，补偿电容器部150A可以构成得使通过补偿电容器流入两个大电流路径111、112中每个与第一基准电位601之间的电流IL2小于第二临界大小。

有源式电流补偿装置100A可以通过利用补偿变压器140A和感测变压器120A而实现绝缘型(isolated)结构。

图4示出图3所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。图4所示的有源式电流补偿装置100A-1是图3所示有源式电流补偿装置100A的一个示例。有源式电流补偿装置100A-1包括的放大部130A-1是有源式电流补偿装置100A的放大部130的一个示例。

一实施例的有源式电流补偿装置100A-1包括的放大部130A-1可以包括无源器件部和有源器件部。放大部130A-1的无源器件部可以包括Cb、Ce、Z1、Z2、Cdc。放大部130A-1的有源器件部可以包括第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re。

在一实施例中，第一晶体管11可以为npn BJT，第二晶体管12可以为pnp BJT。例如，放大部130A-1可以具有包括npn BJT和pnp BJT的push-pull放大器结构。

由感测变压器120A在次级侧122A感应的感应电流可以差分(differential)输入放大部130A-1。放大部130A-1包括的Cb和Ce可以选择性地只耦合交流AC信号。

电源装置400为了驱动放大部130A-1和运转失灵感测部180，供应以第二基准电位602为基准的直流DC电压Vdd。Cdc为针对所述Vdd的DC用去耦合电容器，可以并联于电源装置400与第二基准电位602之间。Cdc可以使第一晶体管11(例：npn BJT)和第二晶体管12(例：pnp BJT)的两个集电极之间选择性地只耦合AC信号。

在放大部130A-1的有源器件部中，Rnpn、Rpnp和Re可以调节第一晶体管11、第二晶体管12的工作点。Rnpn为第一晶体管11(例：npn BJT)的集电极(collector)端，可以连接电源装置400端和第一晶体管11(例：npn BJT)的基极(base)端。Rpnp为第二晶体管12(例：pnpBJT)的集电极(collector)端，可以连接第二基准电位602和第二晶体管12(例：pnp BJT)的基极端。Re可以连接第一晶体管11的发射极(emitter)端和第二晶体管12的发射极端。

一实施例的感测变压器120A的次级侧122A侧可以连接于第一晶体管11、第二晶体管12的基极侧与发射极侧之间。一实施例的补偿变压器140A的初级侧141A侧可以连接于第一晶体管11、第二晶体管12的集电极侧与基极侧之间。其中，连接也包括间接连接的情形。一实施例的放大部130A-1可以具有使输出电流再次接入第一晶体管11、第二晶体管12的基极的回归结构。由于回归结构，放大部130A-1可以稳定地获得用于有源式电流补偿装置100A-1的运转的既定电流增益。

当是因噪声信号引起的放大部130A-1的输入电压大于0的正摆(positive swing)时，第一晶体管11(例：npn BJT)可以工作。此时，工作电流可以通过穿过第一晶体管11的第一路径流动。当是因噪声引起的放大部130A-1的输入电压小于0的负摆(negative swing)时，第二晶体管12(例：pnp BJT)可以工作。此时，工作电流可以通过穿过第二晶体管12的第二路径流动。

在多样实施例中，根据第一装置300，需要补偿的噪声级可能很大，因而优选使用具有尽可能高的电压的电源装置400。例如，电源装置400可以独立于第一装置300和第二装置200。

随着从电源装置400接受电源供应，第一晶体管11和第二晶体管12的节点可以以共模方式大幅摆动(swing)。例如，第一晶体管11、第二晶体管12的基极节点和发射极节点处的电压可以以共模方式摆动(swing)。

通过如上所述确认放大部130A-1的有源器件部是否正常工作，从而可以确认有源式电流补偿装置100A-1本身是否正常工作。换言之，通过确认放大部130A-1的DC偏压(bias)是否正常，从而可以确认有源式电流补偿装置100A-1是否正常工作。

如上所述，由于在第一晶体管11、第二晶体管12的节点处，电压以共模方式大幅摆动，因而可以只感测第一晶体管11与第二晶体管12之间的差分DC电压，以感测运转失灵。即，为了感测放大部130A-1的运转失灵，可以选择性地只感测第一晶体管11与第二晶体管12之间的差分DC电压。

例如，如果第一晶体管11的一个节点与第二晶体管12的一个节点之间的差分DC电压满足既定条件，则可以判断为有源式电流补偿装置100A-1正常。

因此，一实施例的运转失灵感测部180可以利用放大部130A-1包括的两个节点之间的差分DC电压，输出代表放大部130A-1运转失灵的信号。

例如，第一晶体管11的一个节点与第二晶体管12的一个节点之间的差分信号可以输入运转失灵感测部180。在一实施例中，所述差分信号可以为第一晶体管11的发射极与第二晶体管12的发射极之间的差分DC电压。

根据一实施例，如果第一晶体管11的发射极与第二晶体管12的发射极之间的差分DC电压为既定范围以内，则运转失灵感测部180可以通过输出端子t3输出代表正常的信号。如果所述差分DC电压为所述既定范围以外，则运转失灵感测部180可以通过输出端子t3，输出代表故障的信号。

在本发明的实施例中，放大部130A-1的至少一部分和运转失灵感测部180可以以物理方式集成于一个IC芯片500A-1。

在一实施例中，如图4所示，放大部130A-1的有源器件部和运转失灵感测部180可以集成于一个IC芯片500A-1。例如，有源器件部的第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re和运转失灵感测部180可以集成于一个IC芯片500A-1。此时，IC芯片500A-1可以包括用于与电源装置400连接的端子t1、用于与第二基准电位602连接的端子t2、用于输出运转失灵感测部180的输出信号的端子t3，及用于与无源器件部连接的端子(例：t4、t5、t6、t7)。例如，用于与无源器件部连接的端子可以包括与第一晶体管11的发射极对应的端子t4和与第二晶体管12的发射极对应的端子t5。在图4所示实施例中，对应于发射极的两个端子t4、t5可以也对应于运转失灵感测部180的差分输入。对应于发射极的端子t4、t5可以分别连接于无源器件部的Ce。另外，用于与所述无源器件部连接的端子可以包括与第一晶体管11的基极对应的端子t6和与第二晶体管12的基极对应的端子t7。与基极对应的端子t6、t7可以分别连接于无源器件部的Cb。

但是，本发明不限定于此。在另一实施例中，IC芯片500A-1也可以还包括放大部130A-1的无源器件部的至少一部分。在另一实施例中，IC芯片500A-1也可以全部包括放大部130A-1的有源器件部和无源器件部及运转失灵感测部180。

根据本发明的实施例，通过将运转失灵感测部180内在化于集成了放大部130A-1的有源器件部的IC芯片500A-1，从而相比使用普通商用器件而独立地构成运转失灵感测部180的情形，可以减小尺寸并降低价格。另外，通过将放大部130A-1的至少一部分和运转失灵感测部180集成于一个IC芯片500A-1，从而IC芯片500A-1或电流补偿装置100A-1可以作为独立部件而具有通用性并实现商用化。

对运转失灵感测部180的详细描述后面将在图6至图8中描述。

图5示出图3所示实施例的另一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-2。图5所示的有源式电流补偿装置100A-2是图3所示有源式电流补偿装置100A的一个示例。有源式电流补偿装置100A-2包括的放大部130A-2是有源式电流补偿装置100A的放大部130的一个示例。

图5所示的放大部130A-2可以与图4所示的放大部130A-1相应，只有供运转失灵感测部180连接的位置不同。具体地，在IC芯片500A-2中，第一晶体管11的基极与第二晶体管12的基极之间的差分DC电压可以输入运转失灵感测部180。因此，关于放大部130A-2的描述与关于放大部130A-1的描述相应，因而仅简要描述。

在一实施例中，放大部130A-2的无源器件部可以包括Cb、Ce、Z1、Z2、Cdc。放大部130A-2的有源器件部可以包括第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re。在一实施例中，第一晶体管11可以为npn BJT，第二晶体管12可以为pnp BJT。例如，放大部130A-2可以具有包括npn BJT和pnp BJT的push-pull放大器结构。一实施例的放大部130A-2可以具有使输出电流再次接入第一晶体管11、第二晶体管12的基极的回归结构。

当是因噪声信号引起的放大部130A-2的输入电压大于0的正摆(positive swing)时，第一晶体管11(例：npn BJT)可以工作。当是因噪声引起的放大部130A-2的输入电压小于0的负摆(negative swing)时，第二晶体管12(例：pnp BJT)可以工作。

随着从电源装置400接受电源供应，第一晶体管11、第二晶体管12的基极节点和发射极节点处的电压可以以共模方式大幅摆动(swing)。其中，通过确认放大部130A-2的DC偏压(bias)是否正常，可以确认有源式电流补偿装置100A-2是否正常工作。

如上所述，由于在第一晶体管11、第二晶体管12的基极节点和发射极节点处，电压以共模方式大幅摆动，因而可以只感测第一晶体管11的一个节点与第二晶体管12的一个节点之间的差分DC电压，以感测运转失灵。

根据图5示实施例，第一晶体管11的基极与第二晶体管12的基极之间的差分DC电压可以输入运转失灵感测部180。如果第一晶体管11的基极与第二晶体管12的基极之间的差分DC电压为既定范围以内，则运转失灵感测部180可以通过输出端子t3输出代表正常的信号。如果第一晶体管11的基极与第二晶体管12的基极之间的差分DC电压为所述既定范围以外，则运转失灵感测部180可以通过输出端子t3输出代表故障的信号。

在本发明的实施例中，放大部130A-2的至少一部分和运转失灵感测部180可以以物理方式集成于一个IC芯片500A-2。

在一实施例中，如图5所示，放大部130A-2的有源器件部和运转失灵感测部180可以集成于一个IC芯片500A-2。例如，有源器件部的第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re和运转失灵感测部180可以集成于一个IC芯片500A-2。此时，IC芯片500A-2可以包括用于与电源装置400连接的端子t1、用于与第二基准电位602连接的端子t2、用于输出运转失灵感测部180的输出信号的端子t3，及用于与无源器件部连接的端子(例：t4、t5、t6、t7)。例如，用于与无源器件部连接的端子可以包括与第一晶体管11的发射极对应的端子t4和与第二晶体管12的发射极对应的端子t5。对应于发射极的端子t4、t5可以分别连接于无源器件部的Ce。另外，用于与所述无源器件部连接的端子可以包括与第一晶体管11的基极对应的端子t6和与第二晶体管12的基极对应的端子t7。在图5所示实施例中，对应于基极的两个端子t6、t7可以也对应于运转失灵感测部180的差分输入。与基极对应的端子t6、t7可以分别连接于无源器件部的Cb。

但是，本发明不限定于此。在另一实施例中，IC芯片500A-2也可以还包括放大部130A-2的无源器件部的至少一部分。在另一实施例中，IC芯片500A-2也可以全部包括放大部130A-2的有源器件部和无源器件部及运转失灵感测部180。

对运转失灵感测部180的详细描述后面将在图6至图8中描述。

下面通过放大部130进行的描述，也可以应用于放大部130A-1、130A-2。

图6示出本发明一实施例的运转失灵感测部180的功能性构成。

参照图6，运转失灵感测部180可以包括减法器(subtractor)181、第一比较器(comparator)182a、第二比较器182b、第一电平位移器(level shifter)183a、第二电平位移器183b及逻辑电路(logic circuit)184。但这只是一实施例，本发明的运转失灵感测部180不限定于此。

运转失灵感测部180可以应用于前述多样实施例的IC芯片500、500A-1、500A-2。

在多样实施例中，放大部130、130A-1、130A-2包括的两个节点的信号可以差分输入运转失灵感测部180的减法器181。如前所述，第一晶体管11的一个节点的信号和第二晶体管12的一个节点的信号可以差分输入减法器181。

减法器181可以选择性地只感测第一晶体管11的节点和第二晶体管12的节点之间的差分DC电压。减法器181差分感测所述两个节点处的电压，因而可以忽视所述两个节点的共模摆动。减法器181可以输出所感测的差分DC电压Vsub。

在一实施例中，当是图4所示的IC芯片500A-1时，减法器181可以输出第一晶体管11的发射极与第二晶体管12的发射极之间的差分DC电压Vsub。此时，减法器181的输入端可以与第一晶体管11、第二晶体管12的发射极共享节点。

在另一实施例中，当是图5所示的IC芯片500A-2时，减法器181可以输出第一晶体管11的基极与第二晶体管12的基极之间的差分DC电压Vsub。此时，减法器181的输入端可以与第一晶体管11、第二晶体管12的基极共享节点。

另一方面，减法器181的各输入端处的电压可以摆动，摆动可以遵循放大部130的额定电压Vdd的大小。因此，减法器181会需要具有与放大部130的额定电压Vdd相应的额定电压。因此，减法器181可以直接接受电源装置400的供应电压Vdd供应并驱动。

运转失灵感测部180不得影响放大部130的工作，因而运转失灵感测部180的减法器181可以具有高输入阻抗。例如，减法器181可以由具有大于10kOhm的输入阻抗的电路构成。

根据一实施例，减法器181可以包括轨到轨运算放大器(rail-to-rail Op-amp)。

第一比较器182a、第二比较器182b可以检测作为减法器181输出的差分DC电压Vsub大小是否为既定范围以内。如果差分DC电压Vsub的大小为所述既定范围以内，则放大部130可以被确定为正常，如果差分DC电压Vsub的大小为所述既定范围以外，则放大部130可以被确定为故障。例如，如果差分DC电压Vsub在最大基准电压Vref_max与最小基准电压Vref_min之间，则放大部130可以是正常的。如果差分DC电压Vsub高于最大基准电压Vref_max或低于最小基准电压Vref_min，则放大部130可以是故障的。

最大基准电压Vref_max和最小基准电压Vref_min可以根据多样实施例而预设。下面对设置最大基准电压Vref_max和最小基准电压Vref_min的基准进行描述。

在如图4所示一实施例中，减法器181可以感测第一晶体管11的发射极与第二晶体管12的发射极之间的差分DC电压Vsub。当放大部130正常工作时，所述差分DC电压Vsub可以与Ie*Re相应。Re代表连接第一晶体管11的发射极端与第二晶体管12的发射极端的电阻，Ie代表流经Re的电流。Ie和Re可以根据设计确定。在该实施例中，最大基准电压Vref_max可以设置成比Ie*Re高出指定大小。最小基准电压Vref_min可以设置成比Ie*Re低出指定大小。

在图5所示一实施例中，减法器181可以感测第一晶体管11的基极与第二晶体管12的基极之间的差分DC电压Vsub。当放大部130正常工作时，所述差分DC电压Vsub可以与(Ie*Re+2Vbe_bjt)相应。Re代表连接第一晶体管11的发射极端与第二晶体管12的发射极端的电阻，Ie代表流经Re的电流。Ie和Re可以根据设计确定。Vbe_bjt代表第一晶体管11或第二晶体管12的基极与发射极之间的电压。在该实施例中，最大基准电压Vref_max可以设置成比(Ie*Re+2Vbe_bjt)高出指定大小。最小基准电压Vref_min可以设置成比(Ie*Re+2Vbe_bjt)低出指定大小。例如，最大基准电压Vref_max可以设置为2V，最小基准电压Vref_min可以设置为1.4V。但不限定于此。

第一比较器182a可以输出代表差分DC电压Vsub是否低于最大基准电压Vref_max的第一信号a1。第二比较器182b可以输出代表差分DC电压Vsub是否高于最小基准电压Vref_min的第二信号b1。

另一方面，由于在第一比较器182a、第二比较器182b的输入端依然可能发生高电压，因而第一比较器182a、第二比较器182b可以具有与放大部130的额定电压Vdd相应的额定电压。因此，第一比较器182a、第二比较器182b可以直接接受电源装置400的供应电压Vdd供应并驱动。

根据一实施例，第一比较器182a、第二比较器182b可以包括开环两级运算放大器(open-loop 2-stage Op-amp)。

第一电平位移器183a、第二电平位移器183b可以降低比较器182a、182b的输出信号的电压。

逻辑电路184中包括的MOSFET的栅极(gate)电压低于比较器182a、182b的额定电压Vdd，因而需降低第一信号a1、第二信号b1的电平并输入逻辑电路184。因此，可以利用电平位移器183a、183b，保持第一信号a1、第二信号b1的符号而只降低电压大小。

从第一比较器182a输出的第一信号a1可以输入第一电平位移器183a。第一电平位移器183a可以输出第一信号a1的电平被降低后的第三信号a2。

从第二比较器182b输出的第二信号b1可以输入第二电平位移器183b。第二电平位移器183b可以输出第二信号b1的电平被降低后的第四信号b2。

电平位移器183a、183b的输入端的额定电压可以与电源装置400的供应电压Vdd相应。电平位移器183a、183b的输出端的额定电压可以低于所述供应电压Vdd。

例如，电源装置400的供应电压Vdd可以为12V，电平位移器183a、183b的输出端的额定电压可以为5V。

第三信号a2和第四信号b2可以输入逻辑电路184。逻辑电路184可以利用第三信号a2和第四信号b2，输出代表差分DC电压Vsub是否在最大基准电压Vref_max与最小基准电压Vref_min之间的第五信号c1。第五信号c1可以为0或1之一的数字信号。例如，如果第五信号c1指示0，则放大部130可以为正常状态，如果第五信号c1指示1，则放大部130可以为故障状态。当然，反之亦然。

图7是本发明一实施例的逻辑电路184的示意图。

参照图7，作为第一电平位移器183a的输出的第三信号a2和作为第二电平位移器183b的输出的第四信号b2可以输入逻辑电路184。逻辑电路可以基于作为输入的第三信号a2和第四信号b2而输出第五信号c1。例如，逻辑电路184可以具有如下表1所示的真值表。

【表1】

在一实施例中，如果差分DC电压Vsub小于最大基准电压Vref_max，则第一比较器182a可以输出指示1的高(high)信号。此时，第一信号a1指示1，因而第三信号a2也可以指示1。

在一实施例中，如果差分DC电压Vsub大于最小基准电压Vref_min，则第二比较器182b可以输出指示0的低(low)信号。此时，第二信号b1指示0，因而第四信号b2也可以指示0。

根据如上所述的实施例，在表1中，如果第五信号c1指示0，则可以判断为放大部130正常工作。如果第五信号c1指示1，则可以判断为放大部130运转失灵。

不过，图7所示的逻辑电路184和所述真值表只是一个示例，本发明不限定于此。根据多样实施例，运转失灵感测部180可以设计成输出代表放大部130是否运转失灵的第五信号c1。

参照图7，在逻辑电路184的输出端子t3可以连接有LED驱动器14。LED驱动器14可以基于第五信号c1而使IC芯片500外部的LED15被驱动。

例如，如果第五信号c1指示1，则LED驱动器14可以导通(turn on)外部LED15。导通的外部LED15可以代表运转失灵状况。如果第五信号c1指示0，则LED驱动器14可以关断(turn off)外部LED15。关断的外部LED15可以代表正常状况。

为了效率，逻辑电路184可以由小尺寸的MOSFET配备。作为逻辑电路184的输出的第五信号c1例如可以为0V以上、5V以下。连接于逻辑电路184的输出端子t3的LED驱动器14例如可以为NMOS LED驱动器。

另一方面，如上所述，电平位移器183a、183b的输出端和逻辑电路184可以具有比减法器181、比较器182a、182b，及电平位移器183a、183b的输入端低的额定电压。

因此，可以向减法器181、比较器182a、182b及电平位移器183a、183b的输入端供应Vdd。可以向电平位移器183a、183b的输出端和逻辑电路184供应低于Vdd的供应电压。作为一例，减法器181、比较器182a、182b及电平位移器183a、183b的输入端可以以12V驱动。电平位移器183a、183b的输出端和逻辑电路184可以以5V驱动。因此，参照图6，减法器181、比较器182a、182b及电平位移器183a、183b的输入端示出为包括于高供应电压区域，电平位移器183a、183b的输出端和逻辑电路184示出为包含于低供应电压区域。高供应电压区域和低供应电压区域不代表实际物理区域，而是用于区分由高供应电压驱动的构成要素与由低供应电压驱动的构成要素的术语。

参照图8，放大部130的有源器件部132可以包括第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re。

运转失灵感测部180可以包括减法器181、第一比较器182a、第二比较器182b、第一电平位移器183a、第二电平位移器183b及逻辑电路184。运转失灵感测部180在逻辑电路184的输出端可以还包括LED驱动器14。

运转失灵感测部180不得影响包括有源器件部132的放大部130的工作，因而运转失灵感测部180的减法器181可以具有高输入阻抗。

运转失灵感测部180无需始终工作，只在需要检查运转失灵时工作即可。因此，为了减少不必要的耗电，可以配备开关16以便选择性地只关断运转失灵感测部180。

开关16可以存在于IC芯片500的外部。IC芯片500可以还配备用于基于开关16状态选择性地向运转失灵感测部180供应电源的另外的端子t8。开关16可以连接于电源装置400与所述端子t8之间。

另一方面，运转失灵感测部180可以包括由高供应电压驱动的构成要素和由低供应电压驱动的构成要素。例如，减法器181、比较器182a、182b及电平位移器183a、183b的输入端可以由高供应电压Vdd驱动。电平位移器183a、183b的输出端和逻辑电路184可以因电压分配电路17而以低于所述供应电压Vdd的电压驱动。

在一实施例中，有源器件部132和运转失灵感测部180可以以物理方式集成于一个IC芯片500。例如，IC芯片500可以包括用于与电源装置400连接的端子t1、用于与第二基准电位602连接的端子t2、运转失灵感测部180的输出端子t3、用于与无源器件部连接的端子(例：t4、t5、t6、t7)，及能够关断运转失灵感测部180的驱动的端子t8。

另一方面，在图8中示出第一晶体管11、第二晶体管12的发射极节点连接于减法器181的输入端的实施例，但根据另一实施例，第一晶体管11、第二晶体管12的基极节点也可以连接于减法器181的输入端。

图9简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100B的构成。下面，与参照图1至图8描述的内容重复的内容不再赘述。

参照图9，有源式电流补偿装置100B可以主动补偿在与第一装置300连接的各个大电流路径111B、112B、113B上以共模方式输入的第一电流I11、I12、I13。

为此，本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100B可以包括三个大电流路径111B、112B、113B、感测变压器120B、放大部130B、运转失灵感测部180、补偿变压器140B、补偿电容器部150B。

对比前述实施例的有源式电流补偿装置100A、100A-1、100A-2进行考查，图9所示实施例的有源式电流补偿装置100B包括三个大电流路径111B、112B、113B，因此，感测变压器120B和补偿电容器部150B存在差异。因此，下面以上述差异为中心，对有源式电流补偿装置100B进行描述。

有源式电流补偿装置100B可以包括彼此区分的第一大电流路径111B、第二大电流路径112B和第三大电流路径113B。根据一实施例，所述第一大电流路径111B可以为R相电力线，所述第二大电流路径112B可以为S相电力线，所述第三大电流路径113B可以为T相电力线。第一电流I11、I12、I13可以以共模方式分别输入第一大电流路径111B、第二大电流路径112B和第三大电流路径113B。

感测变压器120B的初级侧121B可以分别配置于第一大电流路径111B、第二大电流路径112A、第三大电流路径113B，在次级侧122B生成感应电流。借助三个大电流路径111B、112B、113B上的第一电流I11、I12、I13而在感测变压器120B生成的磁通密度可以相互增强。

另一方面，在有源式电流补偿装置100B中，放大部130B可以以包括放大部130A-1、放大部130A-2的放大部中的一种实现。在图9中，作为一例，示出了与放大部130A-1相应的放大部130B。

放大部130B的至少一部分和运转失灵感测部180可以以物理方式集成于一个IC芯片500B。例如，如图9所示，放大部130B的有源器件部和运转失灵感测部180可以集成于一个IC芯片500B。有源器件部例如可以包括第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re。但是，本发明不限定于此，包括Cb、Ce、Z1、Z2、Cdc的无源器件部的至少一部分构成要素也可以集成于IC芯片500B。

另一方面，在图9中，示出了第一晶体管11的发射极节点的电压与第二晶体管12的发射极节点的电压差分输入运转失灵感测部180的实施例。但是，本发明不限定于此，根据另一实施例，也可以是第一晶体管11的基极节点的电压和第二晶体管12的基极节点的电压差分输入运转失灵感测部180。第一晶体管11可以为npn BJT，第二晶体管12可以为pnpBJT。

IC芯片500B可以包括用于与电源装置400连接的端子t1、用于与第二基准电位602连接的端子t2、用于输出运转失灵感测部180的输出信号的端子t3，及用于与无源器件部连接的端子(例：t4、t5、t6、t7)。但是，本发明不限定于此，根据另一实施例，如图8所示，IC芯片500B可以还包括与用于选择性地向运转失灵感测部180供应电源的开关16连接的端子t8。此时，在电源装置400与所述端子t8之间可以连接有开关16。

虽然图9中未示出，但如图8所示，根据一实施例，可以在运转失灵感测部180的输出端子t3连接有LED驱动器14和外部LED15。外部LED15可以代表有源式电流补偿装置100B的正常或运转失灵状况。

另一方面，补偿电容器部150B可以提供供由补偿变压器140B生成的补偿电流IC1、IC2、IC3分别流入第一大电流路径111B、第二大电流路径112B、第三大电流路径113B的路径。

有源式电流补偿装置100B在输出侧(即，第二装置200侧)可以还包括去耦合电容器部170B。去耦合电容器部170B包括的各电容器的一端可以分别连接于第一大电流路径111B、第二大电流路径112B和第三大电流路径113B。所述各电容器的相反端可以连接于电流补偿装置100B的第一基准电位601。

去耦合电容器部170B可以使得有源式电流补偿装置100B的补偿电流的输出性能不随着第二装置200的阻抗值变化而大幅变动。去耦合电容器部170B的阻抗ZY可以设计成在作为降噪对象的第一频带下具有小于指定值的值。由于去耦合电容器部170B的耦合，电流补偿装置100B可以在任何系统(例：3相3线系统)中作为独立模块使用。

根据一实施例，在有源式电流补偿装置100B中，去耦合电容器部170B可以省略。

如上所述实施例的有源式电流补偿装置100B可以用于补偿(或抵消)从3相3线电力系统的负载向电源移动的第一电流I11、I12、I13。

根据本发明的技术思想，多样实施例的有源式电流补偿装置当然可以变形成也能够应用于3相4线。

多样实施例的有源式电流补偿装置100、100A、100A-1、100A-2、100B相比无源EMI滤波器，在大功率系统中，大小和发热增加很小。通过将有源电路部和运转失灵感测部集成于一个IC芯片500、500A-1、500A-2、500B，从而IC芯片500、500A-1、500A-2、500B可以作为独立部件而具有通用性并实现商用化。不仅如此，也可以将包括IC芯片500、500A-1、500A-2、500B的电流补偿装置100、100A、100A-1、100A-2、100B制作成独立的模块并实现商用化。这种电流补偿装置100、100A、100A-1、100A-2、100B与周边电气系统的特性无关，可以作为独立模块来检测运转失灵。

[2]包括内在化的电力变换部的有源式电流补偿装置

图10简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。有源式电流补偿装置100可以主动补偿从第一装置300通过两个以上大电流路径111、112以共模(Common Mode，CM)方式输入的第一电流I11、I12(例：EMI噪声电流)。

参照图10，有源式电流补偿装置100可以包括传感部120、放大部130、电力管理部180及补偿部160。

在本说明书中，第二装置200可以为用于向第一装置300以电流和/或电压的形态供应电源的多样形态的系统。第二装置200可以是供应所存储的能量的装置。但不限定于此。

另一方面，两个以上大电流路径111、112既可以如图10所示包括两个路径，也可以如图16所示包括三个路径。不仅如此，两个以上大电流路径111、112还可以包括四个路径。大电流路径111、112的数量会因第一装置300和/或第二装置200使用的电源种类和/或形态而异。

传感部120可以感测两个以上大电流路径111、112上的第一电流I11、I12，并生成对应于第一电流I11、I12的输出信号。即，传感部120可以意指感测大电流路径111、112上的第一电流I11、I12的装置。传感部120中可以供大电流路径111、112的至少一部分穿过以便感测第一电流I11、I12，但在传感部120内通过感测而生成输出信号的部分可以与大电流路径111、112绝缘。例如，传感部120可以以感测变压器实现。感测变压器可以在与大电流路径111、112绝缘的状态下感测大电流路径111、112上的第一电流I11、I12。不过，传感部120不限于感测变压器。

放大部130可以电连接于传感部120，放大传感部120输出的输出信号，并生成经放大的输出信号。在本发明中，基于放大部130的“放大”可以意指调节放大对象的大小和/或相位。放大部130可以以多样装置实现，可以包括有源器件。在一实施例中，放大部130可以包括BJT(Bipolar Junction Transistor)。例如，放大部130除BJT之外，可以包括电阻和电容器等多个无源器件。但不限定于此，本发明中描述的用于“放大”的装置可以没有限制地用作本发明的放大部130。

根据一实施例，放大部130的第二基准电位602和电流补偿装置100的第一基准电位601可以相互区分。例如，在放大部130与大电流路径111、112绝缘的情况下，放大部130的第二基准电位602和电流补偿装置100的第一基准电位601可以相互区分。

但是，本发明不限定于此。例如，在放大部130与大电流路径111、112不绝缘的情况下，放大部的基准电位和电流补偿装置的基准电位可以不区分。

放大部130可以从与第一装置300和/或第二装置200区分的电源装置400接受电源供应。放大部130可以从电源装置400接受电源供应，放大传感部120输出的输出信号并生成放大电流。

例如，电源装置400可以是从第一装置300和第二装置200中任一个装置接受电源供应并生成放大部130的输入电源的装置。电源装置400例如可以为第一装置300或第二装置200的SMPS(switching mode power supply，开关电源)。电源装置400可以输出以第二基准电位602为基准的直流DC电压VI。电源装置400的输出电压VI可以用于驱动放大部130。

另一方面，存在放大部130所需的经优化的DC电平，而电源装置400无法输出放大部130所需的经优化的电平。具体地，电源装置400的输出DC电压VI会因系统(例如，第一装置300或第二装置200)而异。例如，放大部130的最佳供应电压为12V，而电源装置400的输出电压VI会因系统而多种多样，例如15V、24V、48V等。因此，如果电源装置400的输出电压VI直接供应给放大部130，则会引起放大部130运转不稳定或故障。

因此，本发明实施例的有源式电流补偿装置100可以在放大部130与电源装置400之间包括电力管理部180。电力管理部180可以接受从电源装置400输出的电压VI输入并变换成输出电压VO。电力管理部180的输出电压VO可以输入放大部130。VI虽然会因系统而多种多样，例如15V、24V、48V等，但VO是固定为放大部130所需的经优化的电平的值。

电力管理部180可以为DC-DC转换器。电力管理部180可以为PMIC(powermanagement IC，电源管理IC)。

根据本发明的实施例，放大部130的至少一部分和电力管理部180的至少一部分可以集成于一个IC芯片。例如，通过将放大部130的至少一部分和电力管理部180的至少一部分内在化于一个IC芯片，从而所述IC芯片可以作为独立的部件而具有通用性并实现商用化。

补偿部160可以基于被放大部130放大的输出信号来生成补偿电流IC1、IC2。补偿部160的输出侧可以与大电流路径111、112连接以使补偿电流IC1、IC2流入大电流路径111、112。

根据一实施例，补偿部160的输出侧可以与放大部130绝缘。例如，补偿部160可以为了所述绝缘而包括补偿变压器。例如，可以在所述补偿变压器的初级侧供放大部130的输出信号流过，在补偿变压器的次级侧生成基于所述输出信号的补偿电流。

但是，本发明不限定于此。根据另一实施例，补偿部160的输出侧也可以与放大部130不绝缘。此时，放大部可以与大电路路径111、112不绝缘。

参照图11，放大部130可以包括有源电路部131和无源电路部132。无源电路部132只以无源器件构成，有源电路部131包括有源器件。有源电路部131不仅包括有源器件，可以还包括无源器件。包括无源电路部131和有源电路部132的放大部130的详细构成示例后面将在图13中描述。

电力管理部180可以包括电力变换部181、反馈部182及滤波器部183。电力变换部181可以将任意的输入电压VI变换成输出电压VO。反馈部182是使得可在任意的输入电压VI下输出相同输出电压VO的反馈控制系统。滤波器部183是DC电压/电流滤波器。滤波器部183可以位于电力管理部180的输入端或输出端。电力管理部180的详细构成示例后面将在图14和图15中描述。

根据一实施例，放大部130的有源电路部131和电力管理部180的电力变换部181可以以物理方式集成于一个IC芯片500。但这只是一实施例，在另一实施例中，有源电路部131、电力管理部180及反馈部182的至少一部分器件也可以以物理方式集成于一个IC芯片500。当然，在又一实施例中，放大部130和电力管理部180也可以全部以物理方式集成于一个IC芯片500。

电力管理部180可以包括有源器件。其中，电力管理部180的基准电位可以与作为放大部130基准电位的第二基准电位602相同。电力管理部180的基准电位可以与作为电流补偿装置100基准电位(例如，补偿部160的基准电位)的第一基准电位601不同。

放大部130可以通过电力管理部180接受电源装置400的电源供应。放大部130可以接受电力管理部180的输出电压VO供应，放大传感部120输出的输出信号并生成放大电流。放大电流可以输入补偿部160。

图12示出图10所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。有源式电流补偿装置100A可以主动补偿在与第一装置300连接的两个大电流路径111、112中每个上以共模方式输入的第一电流I11、I12(例：噪声电流)。

参照图11，有源式电流补偿装置100A可以包括感测变压器120A、放大部130及补偿部160A。

感测变压器120A的次级侧122A可以连接于放大部130的输入端。例如，感测变压器120A的次级侧122A可以与放大部130的输入端差分连接，向放大部130提供感应电流或感应电压。

根据本发明的多样实施例，放大部130可以包括有源电路部131、作为所述有源电路部之外构成的无源电路部132。

有源电路部131可以包括有源器件。有源电路部131可以为了驱动有源器件而连接于电源装置400。有源电路部131可以通过电力管理部180而从电源装置400接受电源供应。电力管理部180可以从电源装置400接受任意DC电压VI输入，向有源电路部131侧输出均一的输出电压VO。电源装置400、电力管理部180及放大部130可以均连接于第二基准电位602。因此，电力管理部180的输入电压VI和输出电压VO均为以第二基准电位602为基准的电压。第二基准电位602可以与电流补偿装置100A(或补偿部160A)的第一基准电位601区分。

电力管理部180可以包括滤波器部183、反馈部182及作为此外构成的电力变换部181。根据一实施例，放大部130的有源电路部131和电力管理部180的电力变换部181可以以物理方式内在化于一个IC芯片500。无论何种输入电压VI电平，所述IC芯片500均可以变换成面向有源电路部131优化的电压VO电平，以使有源电路部131工作。这种IC芯片500可以作为独立的部件而具有通用性并实现商用化。

补偿部160A可以为前述补偿部160的一个示例。在一个实施例中，补偿部160A可以包括补偿变压器140A和补偿电容器部150A。由前述放大部130放大的放大电流可以流入补偿变压器140A的初级侧141A。

一实施例的补偿变压器140A可以是用于使包括有源器件的放大部130与大电流路径111、112绝缘的装置。即，补偿变压器140A可以是用于在与大电流路径111、112绝缘的状态下，(在次级侧142A)基于放大电流生成接入大电流路径111、112的补偿电流的装置。

补偿变压器140A可以包括与放大部130的输出端差分(differential)连接的初级侧141A，及与大电流路径111、112连接的次级侧142A。补偿变压器140A可以基于由流经初级侧141A(例：初级绕组)的放大电流感应的磁通密度，在次级侧142A(例：次级绕组)感应补偿电流。

此时，次级侧142A可以配置于连接后述的补偿电容器部150A与电流补偿装置100A的第一基准电位601的路径上。即，次级侧142A的一端可以通过补偿电容器部150A而与大电流路径111、112连接，次级侧142A的另一端可以与有源式电流补偿装置100A的第一基准电位601连接。另一方面，补偿变压器140A的初级侧141A、放大部130及感测变压器120A的次级侧122A，可以和与有源式电流补偿装置100A的其余构成要素相区分的第二基准电位602连接。一实施例的电流补偿装置100A的第一基准电位601和放大部130的第二基准电位602可以区分。

如上所述，一实施例的电流补偿装置100A针对生成补偿电流的构成要素，使用与其余构成要素不同的基准电位(即，第二基准电位602)，从而可以使得生成补偿电流的构成要素在绝缘状态下运转，由此，可以提高有源式电流补偿装置100A的可靠度。不过，本发明的电流补偿装置不限于这种绝缘结构。

在一实施例的补偿变压器140A中，如果初级侧141A与次级侧142A的绕组比为1:Ninj，补偿变压器140A的初级侧141A的自感为Linj，则次级侧142A可以具有Ninj2.Linj的自感。此时，由次级侧142A感应的电流为流经初级侧141A的电流(即，放大电流)的1/Ninj倍。例如，补偿变压器140A的初级侧141A和次级侧142A可以按kinj的耦合系数(couplingcoefficient)耦合。

通过补偿变压器140A变换的电流，可以作为补偿电流IC1、IC2而通过补偿电容器部150A接入大电流路径111、112(例：电力线)。因此，补偿电流IC1、IC2为了使第一电流I11、I12抵消，可以与第一电流I11、I12大小相同而相位相反。因此，可以设计成放大部130的电流增益的大小为Nsen.Ninj。但是，在实际情况下会发生磁耦合损耗，因而放大部130的目标电流增益可以设计得高于Nsen.Ninj。

补偿电容器部150A可以包括一端与补偿变压器140A的次级侧142A连接、另一端分别与大电流路径111、112连接的两个Y-电容器(Y-capacitor，Y-cap)。例如，两个Y-cap的一端可以共享与补偿变压器140A的次级侧142A连接的节点，所述两个Y-cap中每个的相反端可以具有分别与第一大电流路径111和第二大电流路径112连接的节点。

另一方面，补偿电容器部150A可以构成得使通过补偿电容器流入两个大电流路径111、112之间的电流IL1小于第一临界大小。另外，补偿电容器部150A可以构成得通过补偿电容器使两个大电流路径111、112中每个与第一基准电位601之间流动的电流IL2小于第二临界大小。

一实施例的有源式电流补偿装置100A可以通过利用补偿变压器140A和感测变压器120A而实现绝缘型(isolated)结构。

图13示出图12所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。图13所示有源式电流补偿装置100A-1、放大部130A及有源电路部131A是图12所示有源式电流补偿装置100A、放大部130及有源电路部131的示例。

一实施例的有源式电流补偿装置100A-1可以包括感测变压器120A、放大部130A、补偿变压器140A及补偿电容器部150A。在一实施例中，有源式电流补偿装置100A-1在输出侧(即，第二装置200侧)可以还包括去耦合电容器部170A。在另一实施例中，去耦合电容器部170A也可以省略。对感测变压器120A、补偿变压器140A及补偿电容器部150A的描述重复，因而不再赘述。

在一实施例中，借助感测变压器120A在次级侧122A感应的感应电流可以差分(differential)输入放大部130A。

一实施例的有源式电流补偿装置100A-1的放大部130A可以包括有源电路部131A和无源电路部。放大部130A中除有源电路部131A之外的其余构成可以包括于无源电路部。在本发明的实施例中，有源电路部131A可以与电力管理部180的电力变换部181一同以物理方式在一个芯片上实现。无源电路部包括的构成可以为分立(discrete)商用器件。无源电路部可以根据实施例而不同地实现。无源电路部可以变形以便有源电路部131A可以应用于多样设计的有源式电流补偿装置100。

有源电路部131A可以包括npn BJT 11、pnp BJT 12、二极管13及一个以上电阻。

在一实施例中，有源电路部131A包括的一个以上电阻可以包括Rnpn、Rpnp和/或Re。在有源电路部131A内，电阻Rnpn可以连接npn BJT 11的集电极(collector)节点与基极(base)节点。在有源电路部131A内，电阻Rpnp可以连接pnp BJT 12的集电极节点与基极节点。在有源电路部131A内，电阻Re可以连接npn BJT 11的发射极(emitter)节点与pnp BJT12的发射极节点。

有源电路部131A可以利用从电源装置400通过电力管理部180供应的电源进行驱动。为此，电力管理部180的输出端可以向npn BJT 11的集电极节点与pnp BJT 12的集电极节点之间供应DC电压VO。pnp BJT 12的集电极节点可以对应于第二基准电位602，npn BJT11的集电极节点可以对应于以第二基准电位602为基准的电力管理部180的输出电压VO。

在一实施例中，偏置(biasing)二极管13可以在有源电路部131A内连接npn BJT11的基极节点与pnp BJT 12的基极节点。即，二极管13的一端可以连接于npn BJT 11的基极节点，二极管13的另一端可以连接于pnp BJT 12的基极节点。

根据本发明的实施例，有源电路部131A中包括的电阻Rnpn、Rpnp、Re和/或偏置二极管13可以用于BJT 11、12的DC偏压(bias)。在本发明一实施例中，电阻Rnpn、Rpnp、Re及偏置二极管13是多样的有源式电流补偿装置100、100A中的通用构成，因而可以集成于IC芯片500。

在图13中已被省略，但在本发明多样实施例中，有源电路部131A和电力变换部181可以集成于单一的IC芯片500。所述IC芯片500可以包括对应于npn BJT 11的基极的端子、对应于npn BJT 11的集电极的端子、对应于npn BJT 11的发射极的端子、对应于pnp BJT12的基极的端子、对应于pnp BJT 12的集电极的端子，及对应于pnp BJT 12的发射极的端子。在此基础上，IC芯片500在图14中可以还包括后述的电力变换部181的端子。

上述IC芯片500的端子中至少一个可以连接于无源电路部132。有源电路部131A和无源电路部可以结合在一起而发挥放大部130A功能。

在一实施例中，无源电路部可以包括电容器Cb、Ce及Cdc、阻抗Z1和Z2。

根据一实施例，在有源电路部131A的基极端子，可以分别连接有无源电路部的电容器Cb。在有源电路部131A的发射极端子，可以分别连接有无源电路部的电容器Ce。在IC芯片500的外部，pnp BJT 12的集电极端子可以连接于第二基准电位602。在IC芯片500的外部，可以在两个集电极端子之间连接有无源电路部的电容器Cdc。

无源电路部包括的电容器Cb和Ce可以在BJT 11、12的基极节点和发射极节点切断(block)DC电压。电容器Cb和Ce可以选择性地只耦合交流AC信号。

电容器Cdc是针对电压VO的DC用去耦合电容器，可以相对于电力管理部180的输出电压VO而并联连接。电容器Cdc可以使npn BJT 11和pnp BJT 12的两个集电极之间选择性地只耦合AC信号。

放大部130A的电流增益可以根据阻抗Z1和Z2的比率来控制。Z1和Z2可以根据感测变压器120A和补偿变压器140A的绕组比，并根据需要的目标电流增益而灵活地设计。因此，Z1和Z2可以在IC芯片500的外部(即，在无源电路部)实现。

有源电路部131A和无源电路部的Cb、Ce、Cdc、Z1、Z2的组合可以发挥放大部130A的功能。例如，放大部130A可以具有包括npn BJT和pnp BJT的push-pull放大器结构。

在一实施例中，感测变压器120A的次级侧122A侧可以连接于BJT 11、12的基极侧与发射极侧之间。在一实施例中，补偿变压器140A的初级侧141A侧可以连接于BJT 11、12的集电极侧与基极侧之间。其中，连接包括间接连接的情形。

在一实施例中，放大部130A可以具有使输出电流重新接入BJT 11、12的基极的回归结构。由于回归结构，放大部130A可以稳定地获得用于有源式电流补偿装置100A-1的运转的既定电流增益。

例如，当是因噪声信号引起的放大部130A的输入电压大于0的正摆(positiveswing)时，npn BJT 11可以工作。此时，工作电流可以通过穿过npn BJT 11的第一路径流动。当是因噪声引起的放大部130A的输入电压小于0的负摆(negative swing)时，pnp BJT12可以工作。此时，工作电流可以通过穿过pnp BJT 12的第二路径流动。

在有源电路部131A中，电阻Rnpn、Rpnp及Re可以调节BJT的工作点。电阻Rnpn、Rpnp及Re可以根据BJT的工作点来设计。

无源电路部的电感器、电容器(例：Cb、Ce、Cdc)、Z1和Z2作为独立构成要素，可以在IC芯片500的周边实现。

电容器Cb、Ce及Cdc耦合(couple)交流AC信号所需的电容可以为数μF以上(例：10μF)。该电容值难以在IC芯片500内实现，因而电容器Cb、Ce及Cdc可以在IC芯片500的外部实现。

阻抗Z1和Z2为了达成对多样电力系统或多样第一装置300的设计灵活性，可以在IC芯片500的外部实现。Z1和Z2可以根据感测变压器120A与补偿变压器140A的绕组比以及所需的目标电流增益而灵活地设计。

另一方面，有源式电流补偿装置100A-1在输出侧(即，第二装置200侧)可以还包括去耦合电容器部170A。去耦合电容器部170A包括的各电容器的一端，可以分别连接于第一大电流路径111和第二大电流路径112。所述各电容器的相反端可以连接于电流补偿装置100A-1的第一基准电位601。

去耦合电容器部170A可以使得有源式电流补偿装置100A-1的补偿电流的输出性能不随着第二装置200的阻抗值变化而大幅变动。去耦合电容器部170A的阻抗ZY可以设计成在作为降噪对象的第一频带下具有小于指定值的值。由于去耦合电容器部170A的耦合，电流补偿装置100A-1在任何系统中均可作为独立模块使用。

根据一实施例，在有源式电流补偿装置100A-1中，去耦合电容器部170A可以省略。

图14简要示出本发明一实施例的电力管理部180。电力管理部180可以包括电力变换部181、反馈部182、滤波器部183。图14更具体示出电力管理部180的各构成。

电力管理部180可以为PMIC(power management IC，电源管理IC)。在一实施例中，电力管理部180可以为压降转换器，例如，降压转换器(buck converter)。

电源装置400的输出DC电压VI通过电力变换部181的输入端子VIN输入。VI可以根据系统而多种多样，如15V、24V、48V等。

电力变换部181可以将任意的输入电压VI变换成设置的输出电压VO。VO的值可以设置为有源电路部131所需的经优化的电压水平(例：12V)。

电力变换部181可以包括控制电路20、调节器30及开关部40。电力变换部181的构成与有源电路部131一同内在化于单一的IC芯片500。

调节器30可以从输入电压VI生成用于驱动内部电路(例：控制电路20)的DC低电压。例如，输入电压VI可以具有12V以上的高电压范围，而电力变换部181的内部电路只有以5V水平的低电压驱动才更高效。因此，调节器30是供应用于电力变换部181的内部IC的DC低电压(例：5V)的电路。调节器30可以称为线性(linear)调节器、预调节器、片上电源(on-chip supply)、LDO(low dropout)调节器等。

控制电路20接受调节器30生成的DC低电压供应并驱动。控制电路20包括用于在任意输入电压范围下输出既定输出电压所需的电路。控制电路20可以生成脉宽调制(PWM)信号，所述脉宽调制(PWM)信号是为了在任意输入电压范围下输出既定电压所需的切换信号。控制电路20的详细构成后面将参照图15进行描述。

开关部40可以根据从控制电路20输入的切换信号(即，PWM信号)进行切换操作，生成既定的输出电压VO。开关部40可以包括电平位移器(level shifter)45、第一驱动器43、第二驱动器44、第一开关41、第二开关42。第一开关41、第二开关42可以为MOSFET。第一开关41可以为高侧(high side)MOSFET，第二开关42可以为低侧(low side)MOSFET。MOSFET由于栅极端的输入电容大，因而具有充分输出的第一驱动器43、第二驱动器44可以配置于MOSFET的前端。

在本发明的多样实施例中，控制电路20、调节器30及开关部40可以与有源电路部131一同内在化于单一的IC芯片500。

反馈部182与控制电路20连接，配置于IC芯片500的外部。反馈部182是使得可以在任意的输入电压VI下输出相同输出电压VO的反馈控制系统。反馈部182可以由分立(discrete)商用器件构成。因此，在IC芯片500的外部，可以根据情况调谐所需的补偿电路。但是，本发明不限定于此，根据实施例，反馈部182的一部分器件(例：电阻)也可以一同内在化于IC芯片500。

滤波器部183是DC电压/电流滤波器，可以位于电力变换部181的输出端。不过，本发明不限定于此，当电力管理部180为升压转换器时，滤波器部也可以位于电力变换部181的输入端。另一方面，滤波器部183可以在IC芯片500的外部，以分立商用器件构成。

电力管理部180可以通过电力变换部181、反馈部182及滤波器部183最终输出VO。电力管理部180的最终输出电压VO输入到放大部130的有源电路部131。VO可以设置为适合驱动有源电路部131的电平。

图15示出图14所示电力变换部181的一更具体示例。

一同参照图14和图15，电力变换部181的控制电路20可以包括电压再分配电路21、保护电路22、脉宽调制电路23、零电流感测器24、软启动电路25。图15的调节器30对应于图14的调节器30。

调节器30可以从输入电压VI生成用于驱动电力变换部181的内部电路的DC低电压。从调节器30生成的DC低电压例如可以为5V水平。

电压再分配电路21可以接受调节器30生成的DC低电压输入。电压再分配电路21将从调节器30输入的DC低电压，再分配为适合IC内部电路块的DC偏置电压。例如，电压再分配电路21可以向BGR(band gap reference)块、斜坡发生器(Ramp generator)块等再分配DC偏置电压。电压再分配电路21可以称为主偏置(master bias)等。

保护电路22可以包括针对各种情况的一个以上保护电路。在一实施例中，保护电路22可以包括低电压保护电路(Under Voltage Lock Out，UVLO)。低电压保护电路在调节器30的输出电压下降到指定电压以下时，为了切断不稳定运转，可以将电力变换部181运转强制关断。

在一实施例中，保护电路22可以包括短路保护电路(Short Current Protection，SCP)。短路保护电路可以保护电力变换部181不受短路电流影响。

在一实施例中，保护电路22可以包括过电流保护电路(Over CurrentProtection，OCP)。过电流保护电路可以保护电力变换部181不受过电流影响。

在一实施例中，保护电路22可以包括温度保护电路(Thermal Shutdown，TSD)。温度保护电路例如可以在IC温度由于诸如过电流的原因而大于指定值时断开电路以便保护。

脉宽调制电路23执行控制电路20的核心功能。脉宽调制电路23生成脉宽调制PWM信号，脉宽调制PWM信号是为了在任意输入电压范围下输出既定输出电压VO所需的切换信号。根据脉宽调制电路23生成的PWM信号，第一开关41和第二开关42可以在选择性地开启和关闭的同时生成电压信号VSW。通过IC芯片500的一个端子SW输出的电压信号可以经过滤波器部183和反馈部182，作为输出DC电压VO供应给有源电路部131。

根据一实施例，脉宽调制电路23可以包括BGR(band gap reference)块、倾斜电位发生器(ramp generator)块、误差放大器(Error Amplifier，EA)、比较器(comparator)及RS锁存器(latch)。

在一实施例中，BGR(band gap reference)块是用于即使温度或电压变化也输出既定电压VREF的电压偏置电路。即使温度或电压变化，BGR块也可以向误差放大器EA供应既定电压VREF。

倾斜电位发生器(ramp generator)块可以生成在生成PWM信号时所需的ramp信号VRAMP和时钟CLK信号。

误差放大器EA是反馈电路所需的放大器。误差放大器EA的输入端子之一可以通过IC芯片500的一个端子FB连接于反馈部182。IC芯片500外部的反馈部182可以通过IC芯片500的FB端子连接于误差放大器EA的非反相端子。

比较器可以基于误差放大器EA的输出信号EA_OUT与倾斜电位VRAMP信号的比较而输出数字信号。另一方面，误差放大器EA的输出端子可以形成IC芯片500的一个端子EAO。IC芯片500外部的反馈部182可以通过所述端子EAO而与误差放大器EA的输出端连接。所述端子EAO可以与比较器的输入端子中的非反相端子相应。

RS锁存器(latch)可以基于时钟CLK信号，将PWM信号传递给开关部40。

PWM信号可以根据开启或关闭的数字信号，使第一开关41和第二开关42导通。此时，当第一开关41和第二开关42同时导通时，即使是短时间导通，MOSFET也会因过电流而损伤。因此，为了防止第一开关41、第二开关42同时导通的情况，开关部40可以包括非重叠(non-overlap)电路46。

RS锁存器输出的PWM信号可以传递到开关部40的非重叠电路46。非重叠电路46可以产生第一开关41和第二开关42均关断的极短的时段。所述短时段可以称为死区时间(dead-time)，例如可以为数十纳秒(nsec)。非重叠电路46可以称为死区时间生成器(dead-time generator)。

另一方面，第一开关41、第二开关42可以为MOSFET。第一开关41可以为高侧(highside)MOSFET，第二开关42可以为低侧(low side)MOSFET。MOSFET由于栅极端的输入电容大，因而具有充分输出的第一驱动器43、第二驱动器44可以配置于MOSFET的前端。

另一方面，控制电路20可以还包括零电流感测器24。

如果是在作为低侧MOSFET的第二开关42发生0A或反向电流的情况，则为了效率，电力管理部180需以不连续模式(discontinuous current mode，DCM)工作。为此，零电流感测器24在第二开关42感测到反向电流时，可以切断向第二开关42输入的PWM信号。

另一方面，控制电路20可以还包括软启动电路25。

如果电力管理部180(即，转换器)在关闭状态下突然驱动，则电压会瞬间作用于输出电容器等而发生过电流，MOSFET等可能出现故障。为了防止这种情况，软启动电路25即使在转换器突然驱动的情况下，也可以使输出电压等缓慢上升。

图16简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100A-2的构成。下面，与参照图10至图15描述的内容重复的内容不再赘述。

参照图16，有源式电流补偿装置100A-2可以主动补偿在与第一装置300连接的各个大电流路径111、112、113上以共模方式输入的第一电流I11、I12、I13。

为此，有源式电流补偿装置100A-2可以包括三个大电流路径111、112、113、感测变压器120A-2、放大部130A、补偿变压器140A、补偿电容器部150A-2。

对比前述实施例的有源式电流补偿装置100A、100A-1进行考查，图16所示实施例的有源式电流补偿装置100A-2包括三个大电流路径111、112、113，因此，感测变压器120A-2和补偿电容器部150A-2存在差异。因此，下面以上述差异为中心，对有源式电流补偿装置100A-2进行描述。

有源式电流补偿装置100A-2可以包括彼此区分的第一大电流路径111、第二大电流路径112和第三大电流路径113。根据一实施例，所述第一大电流路径111可以为R相电力线，第二大电流路径112可以为S相电力线，第三大电流路径113可以为T相电力线。第一电流I11、I12、I13可以以共模方式分别输入第一大电流路径111、第二大电流路径112和第三大电流路径113。

感测变压器120A-2的初级侧121A-2可以分别配置于第一大电流路径111、第二大电流路径112、第三大电流路径113，在次级侧122A-2生成感应电流。借助三个大电流路径111、112、113上的第一电流I11、I12、I13而在感测变压器120A-2生成的磁通密度可以相互增强。

在图16所示实施例的有源式电流补偿装置100A-2中，放大部130A可以与前述放大部130A相应。

补偿电容器部150A-2可以提供供由补偿变压器140A生成的补偿电流IC1、IC2、IC3分别流入第一大电流路径111、第二大电流路径112、第三大电流路径113的路径。

有源式电流补偿装置100A-2在输出侧(即，第二装置200侧)可以还包括去耦合电容器部170A-2。去耦合电容器部170A-2包括的各电容器的一端可以分别连接于第一大电流路径111、第二大电流路径112和第三大电流路径113。所述各电容器的相反端可以连接于电流补偿装置100A-2的第一基准电位601。

去耦合电容器部170A-2可以使得有源式电流补偿装置100A-2的补偿电流的输出性能不随着第二装置200的阻抗值变化而大幅变动。去耦合电容器部170A-2的阻抗ZY可以设计成在作为降噪对象的第一频带下具有小于指定值的值。由于去耦合电容器部170A-2的耦合，电流补偿装置100A-2可以在任何系统(例：3相3线系统)中作为独立模块使用。

根据一实施例，在有源式电流补偿装置100A-2中，去耦合电容器部170A-2可以省略。

如上所述实施例的有源式电流补偿装置100A-2可以用于补偿(或抵消)从3相3线电力系统的负载向电源移动的第一电流I11、I12、I13。

根据本发明的技术思想，多样实施例的有源式电流补偿装置当然可以变形成也能够应用于3相4线系统。

在本发明的多样实施例中，放大部130A包括的有源电路部131A和电力管理部180包括的电力变换部181可以以物理方式集成于一个IC芯片500。在IC芯片500中，即使从电源装置400输入任意范围的电压VI，也可以通过电力变换部181变换成适合驱动内部有源电路部131A的电压VO并驱动有源电路部131A。因此，IC芯片500可以作为独立的部件而具有通用性并实现商用化。另外，放大部130A包括的有源电路部131A可以与周边系统特性无关地稳定工作。

[3]包括集成电路部和非集成电路部的有源式电流补偿装置

图17简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。有源式电流补偿装置100可以主动补偿从第一装置300通过两个以上大电流路径111、112以共模(Common Mode，CM)方式输入的第一电流I11、I12(例：EMI噪声电流)。

参照图17，有源式电流补偿装置100可以包括传感部120、放大部130及补偿部160。

在本说明书中，第二装置200可以为用于向第一装置300以电流和/或电压的形态供应电源的多样形态的系统。第二装置200还可以是供应所存储的能量的装置。但不限定于此。

另一方面，两个以上大电流路径111、112既可以如图17所示包括两个路径，也可以如图20和图22所示包括三个路径或四个路径。大电流路径111、112的数量会因第一装置300和/或第二装置200使用的电源种类和/或形态而异。

但是，本发明不限定于此。例如，如图22所示，在放大部130B与大电流路径111、112不绝缘的情况下，放大部130B的基准电位和电流补偿装置100B的基准电位可以不区分。

本发明多样实施例的放大部130可以包括集成电路部131及非集成电路部132。集成电路部131可以包括有源式电流补偿装置100的必需构成要素。必需构成要素例如可以包括有源器件。因此，放大部130包括的有源器件可以集成于放大部130的集成电路部131。放大部130中的非集成电路部132可以不包括有源器件。集成电路部131不仅包括有源器件，还可以包括无源器件。

本发明实施例的集成电路部131在物理上可以是一个IC芯片。本发明实施例的集成电路部131可以应用于多样设计的有源式电流补偿装置100。本发明实施例的one-chip的集成电路部131可以作为独立模块而具有通用性，并应用于多样设计的电流补偿装置100。

本发明实施例的非集成电路部132可以根据有源式电流补偿装置100的设计而变形。

集成电路部131可以包括用于连接于非集成电路部132的端子。集成电路部131和非集成电路部132可以结合在一起，发挥放大部130功能。集成电路部131和非集成电路部132的组合，可以执行从传感部120输出的输出信号生成放大信号的功能。所述放大信号可以输入补偿部160。

包括集成电路部131和非集成电路部132的放大部130的详细构成示例后面将在图19至图22中描述。

如前所述，多样实施例的有源式电流补偿装置100的特征在于区分为集成电路部与非集成电路部。

放大部130可以从与第一装置300和/或第二装置200相区分的电源装置400接受电源供应。放大部130可以从电源装置400接受电源供应，放大传感部120输出的输出信号并生成放大电流。

电源装置400可以是从与第一装置300和第二装置200无关的电源接受电源供应并生成放大部130的输入电源的装置。可选地，电源装置400也可以是从第一装置300和第二装置200中任一个装置接受电源供应并生成放大部130的输入电源的装置。

作为IC芯片的集成电路部131可以包括用于与电源装置400连接的端子、用于与第二基准电位602连接的端子，及用于与非集成电路部132连接的端子。

但是，本发明不限定于此。根据另一实施例，如图22所示，补偿部160B的输出侧可以与放大部130B不绝缘。此时，放大部130B可以与大电路路径111、112不绝缘。

再次参照图17，补偿部160为了抵消第一电流I11、I12，可以分别通过两个以上大电流路径111、112使补偿电流IC1、IC2接入(inject)大电流路径111、112。补偿电流IC1、IC2可以与第一电流I11、I12大小相同而相位相反。

图18示出图17所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。有源式电流补偿装置100A可以主动补偿在与第一装置300连接的两个大电流路径111、112中每个上以共模方式输入的第一电流I11、I12(例：噪声电流)。

参照图18，有源式电流补偿装置100A可以包括感测变压器120A、放大部130及补偿部160A。

感测变压器120A的次级侧122A可以连接于放大部130的输入端。例如，感测变压器120A的次级侧122A可以与放大部130的输入端差分连接，向放大部130供应感应电流或感应电压。

放大部130可以放大由感测变压器120A感测并由次级侧122A感应的电流或感应电压。例如，放大部130可以使所述感应电流或感应电压的大小按既定比率放大和/或调节相位。

根据本发明的多样实施例，放大部130可以包括由一个IC芯片构成的集成电路部131、作为所述IC芯片之外构成的非集成电路部132。

根据一实施例，放大部130可以连接于第二基准电位602，第二基准电位602可以与电流补偿装置100(或补偿部160A)的第一基准电位601相区分。放大部130可以连接于电源装置400。

作为集成电路部131的IC芯片可以包括用于与电源装置400连接的端子、用于与第二基准电位602连接的端子，及用于与非集成电路部132连接的端子。

补偿部160A可以为前述补偿部160的一个示例。在一个实施例中，补偿部160A可以包括补偿变压器140A和补偿电容器部150A。由前述放大部130放大的放大电流流入补偿变压器140A的初级侧141A。

如上所述，一实施例的电流补偿装置100A针对生成补偿电流的构成要素，使用与其余构成要素不同的基准电位(即，第二基准电位602)，并使用另外的电源装置400，从而可以使得生成补偿电流的构成要素在绝缘状态下运转，由此，可以提高有源式电流补偿装置100A的可靠度。但本发明的包括集成电路部131和非集成电路部132的有源式补偿装置不限于这种绝缘结构。本发明另一实施例的具有非绝缘结构的有源式电流补偿装置100B后面将参照图22进行描述。

在一实施例的补偿变压器140A中，如果初级侧141A与次级侧142A的绕组比为1:Ninj，补偿变压器140A的初级侧141A的自感为Linj，则次级侧142A可以具有Ninj2.Linj的自感。此时，由次级侧142A感应的电流为流经初级侧141A的电流(即，放大电流)的1/Ninj倍。补偿变压器140A的初级侧141A和次级侧142A可以按kinj的耦合系数(couplingcoefficient)耦合。

图19示出图18所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。图19所示的有源式电流补偿装置100A-1是图18所示有源式电流补偿装置100A的一个示例。有源式电流补偿装置100A-1包括的放大部130A是有源式电流补偿装置100A的放大部130的一个示例。

一实施例的有源式电流补偿装置100A-1的放大部130A可以包括集成电路部131A和非集成电路部。在放大部130A中，除集成电路部131A之外的其余构成可以包括于非集成电路部。例如，在放大部130A中，非集成电路部包括的构成可以使用但不限于分立(discrete)商用器件。

在一实施例中，集成电路部131A可以包括第一晶体管11、第二晶体管12和/或一个以上电阻。在一实施例中，第一晶体管11可以为npn BJT，第二晶体管12可以为pnp BJT。例如，放大部130A可以具有包括npn BJT和pnp BJT的push-pull放大器结构。

例如，集成电路部131A包括的一个以上电阻可以包括Rnpn、Rpnp和/或Re。例如，电阻Rnpn可以连接第一晶体管11的集电极端与基极端，电阻Rpnp可以连接第二晶体管12的集电极端与基极端，电阻Re可以连接第一晶体管11的发射极端与第二晶体管12的发射极端。

在一实施例中，放大部130A的集成电路部131A除第一晶体管11、第二晶体管12、一个以上电阻之外，可以还包括二极管13。例如，二极管13的一端可以连接于第一晶体管11的基极端，二极管13的另一端连接于第二晶体管12的基极端。在可选实施例中，二极管13也可以用电阻替代。

在一实施例中，集成电路部131A中包括的电阻Rnpn、Rpnp、Re和/或偏置二极管13可以用于BJT的DC偏压(bias)。所述构成要素在多样有源式电流补偿装置中为通用构成，因而可以集成于单一芯片(one-chip)的集成电路部131A。

放大部130A中除集成电路部131A之外的构成可以包括于非集成电路部。集成电路部131A可以在物理上以一个IC芯片实现。非集成电路部可以由分立(discrete)商用器件构成。非集成电路部可以根据实施例而不同地实现。

在图19所示实施例中，非集成电路部例如可以包括电容器Cb、Ce及Cdc、阻抗Z1和Z2。

在一实施例中，由感测变压器120A在次级侧122A感应的感应电流可以差分(differential)输入放大部130A。放大部130A包括的电容器Cb和Ce可以选择性地只耦合交流AC信号。电容器Cb和Ce可以在第一晶体管11、第二晶体管12的基极节点和发射极节点处切断DC电压。

在一实施例中，电源装置400为了驱动放大部130A而供应以第二基准电位602为基准的直流DC电压Vdc。电容器Cdc是针对所述电压Vdc的DC用去耦合电容器，可以并联于电源装置400与第二基准电位602之间。电容器Cdc可以使第一晶体管11(例：npn BJT)和第二晶体管12(例：pnp BJT)的两个集电极之间选择性地只耦合AC信号。

放大部130A的电流增益可以根据阻抗Z1和Z2的比率来控制。因此，Z1和Z2可以在单一芯片(one-chip)集成电路部131A的外部实现。Z1和Z2可以根据感测变压器120A和补偿变压器140A的绕组比，并根据需要的目标电流增益而灵活地设计。

在集成电路部131A中，电阻Rnpn、Rpnp及Re可以调节第一晶体管11、第二晶体管12(例：BJT)的工作点。电阻Rnpn、Rpnp及Re可以根据BJT的工作点来设计。电阻Rnpn是第一晶体管11(例：npn BJT)的集电极(collector)端，可以连接电源装置400端和第一晶体管11(例：npn BJT)的基极(base)端。电阻Rnpn是第二晶体管12(例：pnp BJT)的集电极(collector)端，可以连接第二基准电位602和第二晶体管12(例：pnp BJT)的基极端。电阻Re可以连接第一晶体管11的发射极(emitter)端和第二晶体管12的发射极端。

一实施例的感测变压器120A的次级侧122A侧可以连接于第一晶体管11、第二晶体管12的基极侧与发射极侧之间。一实施例的补偿变压器140A的初级侧141A侧可以连接于第一晶体管11、第二晶体管12的集电极侧与基极侧之间。其中，连接包括间接连接的情形。一实施例的放大部130A可以具有使输出电流再次接入第一晶体管11、第二晶体管12的基极的回归结构。由于回归结构，放大部130A可以稳定地获得用于有源式电流补偿装置100A-1的运转的既定电流增益。

当是因噪声信号引起的放大部130A的输入电压大于0的正摆(positive swing)时，第一晶体管11(例：npn BJT)可以工作。此时，工作电流可以通过穿过第一晶体管11的第一路径流动。当是因噪声引起的放大部130A的输入电压小于0的负摆(negative swing)时，第二晶体管12(例：pnp BJT)可以工作。此时，工作电流可以通过穿过第二晶体管12的第二路径流动。

集成电路部131A可以以单一芯片(one-chip)的IC实现。根据一实施例，集成电路部131A的第一晶体管11、第二晶体管12、二极管13、Rnpn、Rpnp、Re可以集成于单一芯片。

所述单一芯片IC可以包括与第一晶体管11的基极对应的端子b1、与第一晶体管11的集电极对应的端子c1、与第一晶体管11的发射极对应的端子e1、与第二晶体管12的基极对应的端子b2、与第二晶体管12的集电极对应的端子c1，及与第二晶体管12的发射极对应的端子e1。但不限定于此，集成电路部131A的单一芯片除所述端子b1、b2、c1、c2、e1及e2之外，可以还包括其他端子。

在多样实施例中，集成电路部131A的端子b1、b2、c1、c2、e1及e2中至少一个可以连接于非集成电路部。集成电路部131A和非集成电路部可以结合在一起，发挥一实施例的放大部130A的功能。

根据图19所示实施例，在第一晶体管11的基极端子b1和第二晶体管12的基极端子b2，可以分别连接有非集成电路部的电容器Cb。在第一晶体管11的发射极端子e1和第二晶体管12的发射极端子e2，可以分别连接有非集成电路部的电容器Ce。外部的电源装置400可以连接于第一晶体管11的集电极端子c1与第二晶体管12的集电极端子c2之间。第二晶体管12的集电极端子c2可以对应于第二基准电位602。非集成电路部的去耦合电容器Cdc可以连接于第一晶体管11的集电极端子c1与第二晶体管12的集电极端子c2之间。

集成电路部131A和非集成电路部的Cb、Ce、Cdc、Z1、Z2的组合，可以发挥图19所示实施例的放大部130A的功能。

根据本发明的多样实施例，在单一芯片(one-chip)的集成电路部131A，可以集成有有源式电流补偿装置100A、100A-1的必需构成要素。因此，相比使用分立(discrete)半导体装置的情形，通过使用单一芯片的集成电路部131、131A，从而可以使放大部130、130A的尺寸实现最小化。

非集成电路部的电感器、电容器(例：Cb、Ce、Cdc)、Z1和Z2是分立构成要素，可以在单一芯片(one-chip)的集成电路部131A的周边实现。

电容器Cb、Ce及Cdc耦合(couple)交流AC信号所需的电容可以为数μF以上(例：10μF)。该电容值难以在单一芯片集成电路部内实现，因而电容器Cb、Ce及Cdc可以在集成电路部的外部，即，在非集成电路部实现。

阻抗Z1和Z2为了达成对多样电力系统或多样第一装置300的设计灵活性，可以在集成电路部的外部，即，在非集成电路部实现。Z1和Z2可以根据感测变压器120A和补偿变压器140A的绕组比，并根据需要的目标电流增益而灵活地设计。可以设计随着调节阻抗Z1和Z2而能够将相同集成电路部131A应用于多样电力系统的多样电流补偿装置。特别是感测变压器120A的尺寸和阻抗特性需根据第一装置300的最大额定电流而不同。因此，为了在宽频率范围使相对于感测噪声电流的接入电流比率实现均一，Z1和Z2的适当设计必不可少。可以调整感测变压器120A与补偿变压器140A的绕组比及Z1与Z2的比率，在宽频率范围下将相对于感测噪声电流的接入电流比率设计为1。为此，为了设计的灵活性，阻抗Z1和Z2可以在集成电路部131A的外部实现。在一实施例中，Z1和Z2分别可以包括电阻与电容器的串联。

本发明多样实施例的集成电路部131A在设计时考虑了扩展性，因而可以在多样类型的有源式电流补偿装置中使用。例如，集成电路部131A可以在图19所示电流补偿装置100A-1、图20所示电流补偿装置100A-2、图21所示电流补偿装置100A-3及图22所示电流补偿装置100B中使用。相同类型的集成电路部131A可以在多样实施例中使用，非集成电路部可以根据实施例而不同地设计。

在本发明的多样实施例中，使用区分为集成电路部和非集成电路部的放大部130，从而可以通过集成电路部的量产而实现多样类型的有源式电流补偿装置的量产。另外，可以使有源式电流补偿装置的尺寸最小化。

如上所述，多样实施例的有源式电流补偿装置100、100A、100A-1、100A-2、100A-3、100B的特征是区分为集成电路部和非集成电路部。

另一方面，有源式电流补偿装置100A-1在输出侧(即，第二装置200侧)可以还包括去耦合电容器部170A。去耦合电容器部170A包括的各电容器的一端可以分别连接于第一大电流路径111和第二大电流路径112。所述各电容器的相反端可以连接于电流补偿装置100A-1的第一基准电位601。

图20简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100A-2的构成。下面，与参照图18至图19描述的内容重复的内容不再赘述。

参照图20，有源式电流补偿装置100A-2可以主动补偿在与第一装置300连接的各个大电流路径111、112、113上以共模方式输入的第一电流I11、I12、I13。

对比前述实施例的有源式电流补偿装置100A、100A-1进行考查，图20所示实施例的有源式电流补偿装置100A-1包括三个大电流路径111、112、113，因此，感测变压器120A-2和补偿电容器部150A-2存在差异。因此，下面以上述差异为中心，对有源式电流补偿装置100A-2进行描述。

在图20所示实施例的有源式电流补偿装置100A-2中，放大部130A可以与前述放大部130A相应。

本发明一实施例的放大部130A也可以应用于图18所示单相(2线)系统、图19所示3相3线系统及未示出的3相4线系统。由于可以将单一芯片的集成电路部131A应用于多种系统，因而集成电路部131A可以在多样实施例的有源式电流补偿装置中具有通用性。

如前面参照图19进行的描述，集成电路部131A可以包括第一晶体管11、第二晶体管12和/或一个以上电阻。此外，根据实施例，集成电路部131A可以还包括二极管13。在可选实施例中，二极管13也可以用电阻替代。

内置有集成电路部131A的IC芯片可以包括第一晶体管11的基极端子b1、第一晶体管11的集电极端子c1、第一晶体管11的发射极端子e1、第二晶体管12的基极端子b2、第二晶体管12的集电极端子c1，及第二晶体管12的发射极端子e1。但不限定于此，集成电路部131A的单一芯片除所述端子b1、b2、c1、c2、e1及e2之外，可以还包括其他端子。

集成电路部131A可以与包括电感器、电容器(例：Cb、Ce、Cdc)、Z1和Z2等分立(discrete)构成要素的非集成电路部结合而构成多样实施例的电流补偿装置。例如，非集成电路部的分立构成要素可以为普通商用器件。但不限定于此。

电感器、电容器(例：Cb、Ce、Cdc)、Z1和Z2等分立(discrete)构成要素在内置有集成电路部131A的IC芯片的周边实现。

电容器Cb、Ce及Cdc耦合(couple)低频AC信号所需的电容可以为数μF以上。该电容值难以在内置有集成电路部131A的IC芯片内实现，因而电容器Cb、Ce及Cdc可以在集成电路部的外部，即，在非集成电路部实现。

阻抗Z1和Z2为了达成对多样第一装置300的设计灵活性，可以在集成电路部的外部，即，在非集成电路部实现。可以设计随着调节阻抗Z1和Z2而能够将相同集成电路部131A应用于多样电力系统的多样电流补偿装置。特别是感测变压器120A的尺寸和阻抗特性需根据第一装置300的最大额定电流而不同。因此，为了在宽频率范围使相对于感测噪声电流的接入电流比率实现均一，Z1和Z2的适当设计必不可少。因此，为了设计灵活性，Z1和Z2可以在集成电路部131A的外部，即，在非集成电路部实现。在一实施例中，Z1可以为电阻R1和电容器C1的串联，Z2可以为电阻R2和电容器C2的串联。C1和C2分别在R1和R2旁以串联方式追加实现，因而在低频范围下，相对于感测噪声电流的接入电流比率可以具有更好性能。

图21简要示出本发明又一实施例的有源式电流补偿装置100A-3的构成。下面，与参照图18至图19描述的内容重复的内容不再赘述。

参照图21，有源式电流补偿装置100A-3可以主动补偿在与第一装置300连接的各个大电流路径111、112上以共模方式输入的第一电流I11、I12。

为此，有源式电流补偿装置100A-3可以包括两个大电流路径111、112、感测变压器120A、放大部130A-3、补偿变压器140A、补偿电容器部150A。

有源式电流补偿装置100A-3可以是图18所示有源式电流补偿装置100A的一个示例。放大器130A-3可以是图18所示放大器130的一个示例。

一实施例的有源式电流补偿装置100A-3的放大部130A-3可以包括集成电路部131A和非集成电路部。在放大部130A-3中，除集成电路部131A之外的其余构成可以包括于非集成电路部。

集成电路部131A可以与前述集成电路部131A相应。即，前述集成电路部131A也可以应用于图21所示实施例的有源式电流补偿装置100A-3。因此，对集成电路部131A的描述重复，因而只进行简要描述。

如前所示，集成电路部131A可以包括第一晶体管11、第二晶体管12和/或一个以上电阻。在一实施例中，第一晶体管11可以为npn BJT，第二晶体管12可以为pnp BJT。例如，放大部130A-3可以具有包括npn BJT和pnp BJT的push-pull放大器结构。集成电路部131A除第一晶体管11、第二晶体管12、一个以上电阻之外，可以还包括二极管13。例如，二极管13的一端可以连接于第一晶体管11的基极端，二极管13的另一端连接于第二晶体管12的基极端。在可选实施例中，二极管13也可以用电阻替代。

借助测变压器120A而在次级侧122A感应的感应电流可以差分(differential)输入放大部130A-3。在放大部130A-3的输入端，电阻Rin可以并联于次级侧122A。电阻Rin可以调节放大部130A-3的输入阻抗。电容器Cb和Ce可以选择性地只耦合AC信号。

电源装置400为了驱动放大部130A-3而供应以第二基准电位602为基准的DC低电压Vdc。Cdc为DC用去耦合电容器，可以并联于电源装置400。Cdc可以使第一晶体管11(例：npn BJT)和第二晶体管12(例：pnp BJT)的两个集电极之间选择性地只耦合AC信号。

上述电阻Rin、电容器Cb、Ce及Cdc可以包括于非集成电路部。

另一方面，在感测变压器120A中，如果初级侧121A与次级侧122A的绕组比为1:Nsen，则由次级侧122A感应的电流为第一电流I11、I12的1/Nsen倍，在补偿变压器140A中，如果初级侧141A与次级侧142A的绕组比为1:Ninj，则由次级侧142A感应的电流为流入初级侧141A的电流(即，放大电流)的1/Ninj倍。因此，如要生成与第一电流I11、I12大小相同而相位相反的补偿电流IC1、IC2以抵消第一电流I11、I12，放大部130A-3的电流增益可以设计成Nsen.Ninj。

另一方面，流入集电极(collector)-发射极emitter的电流根据接入BJT的基极(base)-发射极(emitter)之间的电压而异。当是因噪声引起的放大部130A-3的输入电压大于0的正摆(positive swing)时，第一晶体管11(例：npn BJT)可以工作。当是因噪声引起的放大部130A-3的输入电压小于0的负摆(negative swing)时，第二晶体管12(例：pnp BJT)可以工作。

如上所述实施例的有源式电流补偿装置100A-3可以用于补偿(或抵消)从单相(2线)电力系统的负载向电源移动的第一电流I11、I12。但不限定于此。

参照图22，有源式电流补偿装置100B可以主动补偿在与第一装置300连接的各个大电流路径111、112、113、114上以共模方式输入的第一电流I11、I12、I13、I14。

一实施例的有源式电流补偿装置100B可以包括四个大电流路径111、112、113、114、噪声耦合电容器部181、感测变压器120B、放大部130B、补偿部160B、补偿分配电容器部182及去耦合电容器170B。

有源式电流补偿装置100B不同于前述实施例的电流补偿装置100A、100A-1、100A-2、100A-3，可以不与大电流路径111、112、

113、114绝缘。但是，在这种有源式电流补偿装置100B中，也可以使用与前述实施例相同的集成电路部131A。

一实施例的有源式电流补偿装置100B可以包括彼此区分的第一大电流路径111、第二大电流路径112、第三大电流路径113及第四大电流路径114。根据一实施例，第一大电流路径111可以为R相电力线，第二大电流路径112可以为S相电力线，第三大电流路径113可以为T相电力线，第四大电流路径114可以为N相电力线。第一电流I11、I12、I13、I14可以以共模方式分别输入第一大电流路径111、第二大电流路径112、第三大电流路径113和第四大电流路径114。

在一实施例中，有源式电流补偿装置100B可以在输入侧(即，第一装置300侧)具备噪声耦合电容器部181。噪声耦合电容器部181可以由用于耦合各相间噪声的X-电容器(X-capacitor，X-cap)构成。

感测变压器120B的初级侧121B可以分别配置于第一大电流路径111、第二大电流路径112、第三大电流路径113和第四大电流路径114，并在次级侧122B生成感应电流。借助四个大电流路径111、112、113、114上的第一电流I11、I12、I13、I14而在感测变压器120B生成的磁通密度可以相互增强。

放大部130B可以区分为集成电路部131A和非集成电路部。放大部130B中除集成电路部131A的其余构成可以包括于非集成电路部。例如，非集成电路部包括的构成可以为分立(discrete)商用器件，但不限定于此。

集成电路部131A可以与前述集成电路部131A相应。即，前述集成电路部131A也可以应用于图22所示实施例的有源式电流补偿装置100B。因此，对集成电路部131A的描述重复，因而不再赘述。

在放大部130B中，非集成电路部可以与前述实施例不同地实现。在该实施例中，非集成电路部可以包括阻抗Z0、Zd、电容器Cb、Ce及Cdc。

阻抗Z0和Zd可以连接于第一晶体管11、第二晶体管12的基极侧。其中，连接包括间接连接。阻抗Zd可以配备用于稳定高频。例如，Zd可以为电阻或铁氧体磁珠(ferritebead)。但不限定于此。阻抗Z0可以配备用于稳定低频。另外，Z0可以切断DC信号。例如，Z0可以是电阻和电容器的串联。但不限定于此。

另一方面，电流补偿装置100B的放大部不限于放大部130B。电流补偿装置100B的放大部也可以以前述包括放大部130A、放大部130A-1、放大部130A-2、放大部130A-3在内的放大部中的一种实现。但不限定于此。

补偿部160B可以使补偿电流接入一个大电流路径(例：第四大电流路径114)。在有源式电流补偿装置100B的输出侧(即，第二装置200侧)可以配备有补偿分配电容器部182。补偿分配电容器部182可以以X-电容器构成。

有源式电流补偿装置100B在输出侧(即，第二装置200侧)可以具备去耦合电容器170B。去耦合电容器170B可以为AC电源端阻抗的去耦合Y-电容器。

如上所述实施例的有源式电流补偿装置100B可以用于补偿(或抵消)从3相4线电力系统的负载向电源移动的第一电流I11、I12、I13、I14。

多样实施例的有源式电流补偿装置100、100A、100A-1、100A-2、100A-3、100B相比无源EMI滤波器，在大功率系统中，大小和发热增加很小。

多样实施例的有源式电流补偿装置包括单一芯片(one-chip)集成电路部131、131A，从而相比包括分立(discrete)半导体装置的情形，尺寸实现最小化。集成电路部131A可以通用及普遍(universally)地应用于包括多样实施例的有源式电流补偿装置100、100A、100A-1、100A-2、100A-3、100B在内的有源式电流补偿装置。

多样实施例的集成电路部131A及包括其的有源式电流补偿装置，可以与额定功率(power rating)无关地在多样的电力电子制品中使用。多样实施例的集成电路部131A及包括其的有源式电流补偿装置也可以扩展到大功率及高噪声(high-noise)系统。

由于单一芯片(one-chip)集成电路部131A，无需追加构成要素便可扩展有源式电流补偿装置的功能。

多样实施例的集成电路部131A对于设置了有源式电流补偿装置的大电流路径的过电压也足够坚固。

[4]包括单一芯片集成电路的有源式电流补偿装置

图23简要示出包括本发明一实施例的有源式电流补偿装置100的系统的构成。有源式电流补偿装置100可以主动补偿从第一装置300通过两个以上大电流路径111、112以共模(Common Mode，CM)方式输入的第一电流I11、I12(例：EMI噪声电流)。

参照图23，有源式电流补偿装置100可以包括传感部120、放大部130及补偿部160。

另一方面，两个以上大电流路径111、112既可以如图23所示包括两个路径，也可以如图28所示包括三个路径。不仅如此，两个以上大电流路径111、112还可以包括四个路径。大电流路径111、112的数量会因第一装置300和/或第二装置200使用的电源种类和/或形态而异。

本发明多样实施例的放大部130可以包括单一芯片集成电路(one-chipintegrated circuit)131和非集成电路部(non-integrated circuit unit)132。单一芯片集成电路(one-chip IC)131可以包括有源式电流补偿装置100的必需构成要素。必需构成要素可以包括有源器件。即，放大部130包括的有源器件可以集成于单一芯片集成电路131。放大部130中的非集成电路部132可以不包括有源器件。集成电路131不仅包括有源器件，还可以包括无源器件。

本发明实施例的集成电路131在物理上可以是一个IC芯片。本发明实施例的集成电路131可以应用于多样设计的有源式电流补偿装置100。本发明实施例的单一芯片集成电路131为独立模块，具有通用性，可以应用于多样设计的电流补偿装置100。

单一芯片集成电路(one-chip IC)131可以包括用于连接于非集成电路部132的端子b1、b2、e1、e2。集成电路131和非集成电路部132可以结合在一起，发挥放大部130的功能。集成电路131和非集成电路部132的组合可以执行从传感部120输出的输出信号生成放大信号的功能。所述放大信号可以输入补偿部160。

包括集成电路131和非集成电路部132的放大部130的详细构成示例后面将参照图25、图27及图28进行描述。

单一芯片集成电路(one-chip IC)131可以包括用于与电源装置400连接的端子c1、用于与第二基准电位602连接的端子c2，及用于与非集成电路部132连接的端子b1、b2、e1、e2。在另一实施例中，单一芯片集成电路131也可以还包括用于其他功能的端子。

电源装置400为了驱动放大部130，可以供应以第二基准电位602为基准的直流DC电压Vdc。对Vdc的去耦合电容器Cdc可以并联于电源装置400。电容器Cdc连接于集成电路131的外部，而且可以连接于电源端子c1与对应于第二基准电位的端子c2之间。

放大部130中除集成电路131之外的其余构成可以包括于非集成电路部132。因此，也可以说成电容器Cdc包括于非集成电路部132。

图24示出图23所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A。有源式电流补偿装置100A可以主动补偿在与第一装置300连接的两个大电流路径111、112中每个上以共模方式输入的第一电流I11、I12(例：噪声电流)。

参照图24，有源式电流补偿装置100A可以包括感测变压器120A、放大部130及补偿部160A。

根据本发明的多样实施例，放大部130可以包括单一芯片集成电路(one-chip IC)131、作为所述单一芯片之外构成的非集成电路部132。

集成电路131可以包括有源器件。集成电路131可以为了驱动有源器件而连接于以第二基准电压602为基准的电源装置400。第二基准电位602可以与电流补偿装置100A(或补偿部160A)的第一基准电位601区分。

在单一芯片集成电路131中，可以形成有用于与电源装置400连接的端子c1、用于与第二基准电位602连接的端子c2，及用于与非集成电路部132连接的端子b1、b2、e1、e2。

如上所述，一实施例的电流补偿装置100A针对生成补偿电流的构成要素，使用与其余构成要素不同的基准电位(即，第二基准电位602)，并使用另外的电源装置400，从而可以使得生成补偿电流的构成要素在绝缘状态下运转，由此，可以提高有源式电流补偿装置100A的可靠度。但本发明的包括集成电路131和非集成电路部132的有源式电流补偿装置不限于这种绝缘结构。本发明另一实施例的有源式电流补偿装置也可以不与大电流路径绝缘。

补偿电容器部150A可以包括一端与补偿变压器140A的次级侧142A连接、另一端与大电流路径111、112中的每个连接的Y-电容器(Y-capacitor，Y-cap)。例如，两个Y-cap的一端可以共享与补偿变压器140A的次级侧142A连接的节点，所述两个Y-cap中每个的相反端可以具有分别与第一大电流路径111和第二大电流路径112连接的节点。

图25示出图24所示实施例的一更具体示例，简要示出本发明一实施例的有源式电流补偿装置100A-1。图25所示有源式电流补偿装置100A-1、放大部130A及集成电路部131A是图24所示有源式电流补偿装置100A、放大部130及集成电路部131的示例。

在一实施例中，借助感测变压器120A而在次级侧122A感应的感应电流可以差分(differential)输入放大部130A。

一实施例的有源式电流补偿装置100A-1的放大部130A可以包括单一芯片集成电路131A和非集成电路部。在放大部130A中，除有源电路部131A之外的其余构成可以包括于非集成电路部。在本发明实施例中，集成电路131A以物理方式在一个芯片上实现。非集成电路部包括的构成可以为分立(discrete)商用器件。非集成电路部可以根据实施例而不同地实现。非集成电路部可以变形以便同一单一芯片集成电路131A可以应用于多样设计的有源式电流补偿装置100。

单一芯片集成电路131A可以包括npn BJT 11、pnp BJT 12、二极管13及一个以上电阻。

在一实施例中，集成电路131A包括的一个以上电阻可以包括Rnpn、Rpnp和/或Re。在集成电路131A内，电阻Rnpn可以连接npn BJT 11的集电极(collector)节点与基极(base)节点。在集成电路131A内，电阻Rpnp可以连接pnp BJT 12的集电极节点与基极节点。在集成电路131A内，电阻Re可以连接npn BJT 11的发射极(emitter)节点与pnp BJT 12的发射极节点。

电源装置400为了驱动放大器130A，可以向npn BJT 11的集电极节点与pnp BJT12的集电极节点之间供应DC电压Vdc。pnp BJT 12的集电极节点可以对应于第二基准电位602，npn BJT 11的集电极节点可以对应于以第二基准电位602为基准的电源装置400的供应电压Vdc。

在一实施例中，偏置(biasing)二极管13可以在集成电路131A内连接npn BJT 11的基极节点与pnp BJT 12的基极节点。即，二极管13的一端可以连接于npn BJT 11的基极节点，二极管13的另一端可以连接于pnp BJT 12的基极节点。

根据本发明的实施例，集成电路部131A中包括的电阻Rnpn、Rpnp、Re和/或偏置二极管13可以用于BJT 11、12的DC偏压(bias)。在本发明的一实施例中，电阻Rnpn、Rpnp、Re及偏置二极管13是多样有源式电流补偿装置100、100A中的通用构成，因而可以集成于单一芯片(one-chip)的集成电路部131A。

本发明实施例的单一芯片集成电路(one-chip IC)131A可以包括对应于npn BJT11的基极的端子b1、对应于npn BJT 11的集电极的端子c1、对应于npn BJT 11的发射极的端子e1、对应于pnp BJT 12的基极的端子b2、对应于pnp BJT 12的集电极的端子c1，及对应于pnp BJT 12的发射极的端子e1。但不限定于此，单一芯片集成电路131A除所述端子b1、b2、c1、c2、e1及e2之外，可以还包括其他端子。

在多样实施例中，单一芯片集成电路131A的端子b1、b2、c1、c2、e1及e2中至少一个可以连接于非集成电路部。单一芯片集成电路131A和非集成电路部可以结合在一起，发挥一实施例的放大部130A的功能。

在一实施例中，非集成电路部可以包括电容器Cb、Ce及Cdc、阻抗Z1和Z2。

根据一实施例，在集成电路(one-chip IC)131A芯片的基极b1、b2，可以分别连接有各个非集成电路部的电容器Cb。在集成电路131A芯片的发射极端子e1、e2可以分别连接有非集成电路部的电容器Ce。在集成电路131A的外部，pnp BJT 12的集电极端子c2可以连接于第二基准电位602。在集成电路131A的外部，在两个集电极端子c1、c2之间可以连接有电源装置400。在集成电路131A的外部，在两个集电极端子c1、c2之间可以连接有非集成电路部的电容器Cdc。

非集成电路部包括的电容器Cb和Ce可以在BJT 11、12的基极节点和发射极节点切断(block)DC电压。电容器Cb和Ce可以选择性地只耦合交流AC信号。

电容器Cdc是针对电压Vdc的DC用去耦合电容器，可以相对于电源装置400的输出电压Vdc而并联连接。电容器Cdc可以使npn BJT 11和pnp BJT 12的两个集电极之间选择性地只耦合AC信号。

放大部130A的电流增益可以根据阻抗Z1和Z2的比率来控制。Z1和Z2可以根据感测变压器120A和补偿变压器140A的绕组比，并根据需要的目标电流增益而灵活地设计。因此，Z1和Z2可以在单一芯片(one-chip)集成电路部131A的外部(即，非集成电路部)实现。

集成电路部131A和非集成电路电路部的Cb、Ce、Cdc、Z1、Z2的组合可以发挥一实施例的放大部130A的功能。例如，放大部130A可以具有包括npn BJT和pnp BJT的push-pull放大器结构。

在集成电路131A中，电阻Rnpn、Rpnp及Re可以调节BJT的工作点。电阻Rnpn、Rpnp及Re可以根据BJT的工作点来设计。

根据本发明的实施例，具有温度特性的器件可以集成于单一芯片集成电路(one-chip IC)131A。根据一实施例，npn BJT 11、pnp BJT 12、偏置二极管13、Rnpn、Rpnp、Re可以集成于单一芯片集成电路131A。当集成于单一芯片时，与使用分立(discrete)器件的情形相比，放大部130A的尺寸可以最小化。在本文件中，所谓具有温度特性的器件，例如可以指称在从极低温至高温的宽温度范围下具有某种电路特性的器件。所谓具有温度特性的器件，可以指称在宽温度范围下器件特性随着温度变化而异的器件。根据本发明的实施例，将具有温度特性的有源器件内在化于单一芯片集成电路131A，从而可以实现即使温度变化也具有既定(或稳定)电路特性的单一芯片集成电路131A。根据本发明的实施例，将具有温度特性的有源器件内在化于单一芯片集成电路131A，从而可以实现即使温度变化也表现出既定性能的放大部130A和有源式电流补偿装置100A-1。即，单一芯片集成电路131A可以设计成即使温度变化，放大部130A也表现出既定性能。其中，放大部130A表现出既定性能的含义，包括在既定范围内保持稳定性能。

另外，根据本发明的实施例，具有温度特性的器件(例：BJT 11、12、二极管13、Re等)可以共享温度。因此，例如可以通过模拟等而容易地预测温度导致的特性。因此，可以设计即使温度变化也能够控制并能够预测的放大部130A。相反，假如使用分立器件作为BJT、二极管、电阻，则所述器件的温度特性会各不相同，难以预测有源电路部的操作。

另外，根据本发明的实施例，即使半导体器件的数量增加，集成电路131A和有源式电流补偿装置100A的尺寸和生产费用增加也会很小。因此，单一芯片集成电路131A和有源式补偿装置100A可以容易地大量生产。

非集成电路部的电感器、电容器(例：Cb、Ce、Cdc)、Z1和Z2为分立构成要素，可以在单一芯片集成电路131A的周边实现。

电容器Cb、Ce及Cdc耦合(couple)交流AC信号所需的电容可以为数μF以上(例：10μF)。该电容值难以在单一芯片集成电路内实现，因而电容器Cb、Ce及Cdc可以在集成电路131A的外部，即，在非集成电路部实现。

根据非集成电路部的设计，单一芯片集成电路131A可以针对多样电力系统的第一装置300(或第二装置200)使用。例如，单一芯片集成电路131A可以与第一装置300的额定功率无关，非集成电路部可以根据第一装置300的额定功率进行设计。例如，阻抗Z1和Z2的值可以基于感测变压器120A与补偿变压器140A的绕组比及放大部130A的目标电流增益进行确定。单一芯片集成电路131A的构成可以与所述绕组比和所述目标电流增益无关。

阻抗Z1和Z2为了达成对多样电力系统或多样第一装置300的设计灵活性，可以在集成电路的外部，即，在非集成电路部实现。Z1和Z2可以根据感测变压器120A与补偿变压器140A的绕组比，并根据所需的目标电流增益而灵活设计。可以设计随着调节阻抗Z1和Z2而能够将相同集成电路131A应用于多样电力系统的多样电流补偿装置。

特别是感测变压器120A的尺寸和阻抗特性需根据第一装置300的最大额定电流而不同。因此，为了在宽频率范围使相对于感测噪声电流的接入电流比率实现均一，Z1和Z2的适当设计必不可少。可以调整感测变压器120A与补偿变压器140A的绕组比及Z1与Z2的比率，在宽频率范围下将相对于感测噪声电流的接入电流比率设计为1。为此，为了设计的灵活性，阻抗Z1和Z2可以在集成电路131A的外部实现。在一实施例中，Z1可以为电阻R1和电容器C1的串联，Z2可以为电阻R2和电容器C2的串联。C1和C2分别在R1和R2旁以串联方式追加实现，因而在低频范围下，相对于感测噪声电流的接入电流比率可以具有更好性能。

本发明多样实施例的集成电路131A在设计时考虑了扩展性，因而可以在多样类型的有源式电流补偿装置中使用。相同类型的集成电路131A可以在多样实施例中使用，非集成电路部可以根据实施例而不同地设计。

图26简要示出本发明一实施例的单一芯片集成电路(one-chip IC)131A。关于集成电路131A的详细描述与前述描述重复，因而不再赘述。

BJT的DC偏置电路需设计成即使温度变化也尽可能具有既定的DC工作点。根据本发明的实施例，BJT 11、12的DC偏置电路可以设计成即使温度变化，也在既定范围内具有稳定的DC工作点。

参照图26，偏置二极管13、电阻Rnpn、Rpnp、Re可以用于DC偏置设计。为了BJT偏置，偏置二极管13的正向电压会需上升为BJT的基极-发射极电压的二倍或再稍高。在本发明的实施例中，偏置二极管13和电阻Re可以防止BJT 11、12的热失控(thermal runaway)。

通常，如果在电流流入BJT的同时发热，则BJT的电流增益增加，由此会进一步发热。热失控是指由于这种正反馈，发热继续增加而导致BJT损伤的现象。

根据本发明的实施例，在npn BJT 11的发射极节点与pnp BJT 12的发射极节点之间配备电阻Re，从而可以调整DC偏置电流，防止热失控。随着温度的增加，Re的电阻(resistance)也一同增加，因而可以阻止电流Ie增加。因此，电阻Re可以针对电流Ie或热发挥负反馈作用。

根据本发明的实施例，在npn BJT 11的基极节点与pnp BJT 12的基极节点之间配备二极管13，从而可以防止热失控。二极管13具有正向电压随着温度增加而比正向电流减小的特性。因此，在本发明的实施例中，在BJT 11、12的基极端之间形成的二极管13可以发挥随着温度增加而降低基极端之间电压的作用。因此，与没有二极管13的情形相比，在有二极管13的情况下，BJT 11、12可以相对更少地导通。因此，随着温度增加，电流Ie会相对减小。于是，二极管13可以针对电流Ie发挥负反馈作用。

如前所述，温度导致的正反馈、Re及二极管13产生的负反馈一同作用于BJT 11、12，从而BJT 11、12即使温度变化也可以保持既定电流范围。

在npn BJT 11和pnp BJT 12中，如果DC偏置电压充分均衡，则DC发射极电流Ie可以如下述数学式1所示求出。

【数学式1】

在数学式1中，Vdc为向npn BJT 11的集电极与pnp BJT 12的集电极之间供应的电压，Id为二极管13的正向偏置电流，Vbe为BJT的基极-发射极电压，hfe为BJT的电流增益。另外，在一实施例中，Rbias＝

Rnpn＝Rpnp。

在一实施例中，Id和Vbe的值在定制型(customized)集成电路131A中，可以根据二极管13和BJT 11、12的I-V(电流-电压)特性来设计。

图27示出图26所示单一芯片集成电路131A基于温度的偏置电压和电流的模拟结果。图27所示图表是在-50℃至125℃的温度变化下的集成电路131A的DC模拟结果。

Ie是DC发射极电流，Vbn是相对于第二基准电位602(即，DC接地基准)的npn BJT11的基极节点的电压，Ven是相对于第二基准电位602的npn BJT 11的发射极节点的电压，Vbp是相对于第二基准电位602的pnp BJT 12的基极节点的电压，Vep是相对于第二基准电位602的pnp BJT 12的发射极节点的电压。

参照图27，可以看出npn BJT 11的Vbe(＝Vbn–Ven)和pnp BJT 12的Vbe(＝Vep–Vbp)在全部温度范围保持为约0.75V。另外，DC偏置电压在Vdc一半的6V附近充分均衡。即，各节点的电压Vbn、Ven、Vbp和Vep可以随着温度而既定地分布。可以发挥对有源式电流补偿装置100A-1性能有利作用，以便各节点的电压可以随着温度变化而既定地分布。

根据一实施例可知，即使温度增加至125℃，电流Ie也保持约40至50mA范围的既定水平。在温度增加期间，电流Ie增加不超过特定范围，在40℃以上反而稍稍减小。换言之，即使温度增加，电流Ie也不持续增加，可知不发生热失控。

结果，受益于偏置电阻Re和二极管13内在化于单一芯片集成电路(one-chip IC)131A，即使不使用追加性分立部件，也可以防止热失控。

另一方面，当具有温度特性的器件(例：BJT 11、12、二极管13、Re等)为分立(discrete)器件时，在器件共享温度方面存在局限。此时，电阻、二极管13、BJT 11、12的温度特性会各不相同。因此，会难以预测和控制由实际温度导致的偏置电压和电流。另外，当以商用分立器件构成放大部时，难以自由地设计I-V(电流-电压)特性，因而难以实现用于有源式电流补偿装置的最佳设计。另外，当使用分立器件时，生产费用会随着半导体器件的数量而持续增加。

在本发明的实施例中，有源式电流补偿装置的放大部包括单一芯片集成电路131A，从而可以考虑半导体器件的特性，并根据需要调节发射极电流Ie和电压。在本发明的实施例中，具有温度特性的器件在单一芯片集成电路(one-chip IC)内形成并共享温度，因而可以容易地预测温度导致的器件特性。本发明一实施例的集成电路131A，因半导体器件的数量增加而导致的尺寸增加会很小，大量生产导致的费用增加也会很小。

图28简要示出本发明另一实施例的有源式电流补偿装置100A-2的构成。下面，与参照图24至图27描述的内容重复的内容不再赘述。

参照图28，有源式电流补偿装置100A-2可以主动补偿在与第一装置300连接的各个大电流路径111、112、113上以共模方式输入的第一电流I11、I12、I13。

对比前述实施例的有源式电流补偿装置100A、100A-1进行考查，图28所示实施例的有源式电流补偿装置100A-2包括三个大电流路径111、112、113，因此，感测变压器120A-2和补偿电容器部150A-2存在差异。因此，下面以上述差异为中心，对有源式电流补偿装置100A-2进行描述。

有源式电流补偿装置100A-2可以包括彼此区分的第一大电流路径111、第二大电流路径112和第三大电流路径113。根据一实施例，第一大电流路径111可以为R相电力线，第二大电流路径112可以为S相电力线，第三大电流路径113可以为T相电力线。第一电流I11、I12、I13可以以共模方式分别输入第一大电流路径111、第二大电流路径112和第三大电流路径113。

在图28所示实施例的有源式电流补偿装置100A-2中，放大部130A可以与前述放大部130A相应。

本发明一实施例的放大部130A也可以应用于图25所示单相(2线)系统、图28所示3相3线系统及未示出的3相4线系统。由于可以将单一芯片集成电路131A应用于多种系统，因而集成电路131A可以在多样实施例的有源式电流补偿装置中具有通用性。

在本发明中描述的特定实施只是一实施例，并非以任何方法限定本发明的范围。为了说明书的简洁，可以省略以往电子构成、控制系统、软件、所述系统的其他功能方面的记载。另外，图中示出的构成要素间的线的连接或连接构件，示例性地显示了功能性连接及/或物理连接或电路连接，在实际装置中可以替代或显示为追加的多样功能性连接、物理连接或电路连接。

本发明的思想不局限于所述描述的实施例进行确定，后述权利要求书以及与该权利要求书等同的或由此等效地变更的所有范围均属于本发明的思想范围。

Claims

1.一种有源式电流补偿装置，所述有源式电流补偿装置主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声，包括：

传感部，所述传感部生成对应于所述大电流路径上的共模噪声电流的输出信号；

放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；

补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；及

运转失灵感测部，所述运转失灵感测部感测所述放大部的运转失灵；

其中，所述放大部的至少一部分和所述运转失灵感测部内在化于一个集成电路(IC)芯片。

2.根据权利要求1所述的有源式电流补偿装置，其中，

来自所述放大部包括的两个节点的信号差分输入所述运转失灵感测部。

3.根据权利要求1所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述放大部包括第一晶体管和第二晶体管，

所述第一晶体管的一个节点和所述第二晶体管的一个节点连接于所述运转失灵感测部的输入端。

4.根据权利要求1所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述运转失灵感测部感测所述放大部包括的两个节点处的差分DC电压，

并检测所述差分DC电压是否为既定范围以内。

5.根据权利要求1所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述集成电路芯片包括：

用于与向所述放大部和所述运转失灵感测部供应电源的电源装置连接的端子、用于与所述放大部和所述运转失灵感测部的基准电位连接的端子，及所述运转失灵感测部的输出端子。

6.根据权利要求1所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述集成电路芯片包括与用于向所述运转失灵感测部可选地供应电源的开关连接的端子。

7.一种有源式电流补偿装置，所述有源式电流补偿装置主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声，包括：

电力管理部，所述电力管理部从供应电源的电源装置输入第一电压并变换成指定大小的第二电压；

放大部，所述放大部以所述第二电压驱动并放大所述输出信号以生成放大电流；及

补偿部，所述补偿部基于所述放大电流生成补偿电流，并使所述补偿电流分别流入所述至少两个以上大电流路径；

其中，所述放大部包括的有源器件和所述电力管理部包括的有源器件内在化于一个集成电路(IC)芯片。

8.根据权利要求7所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述电力管理部包括：

电力变换部，所述电力变换部生成用于从任意大小的第一电压输出既定大小的第二电压所需的切换信号；

反馈部，所述反馈部通过将从所述电力变换部输出的电压信号再次传递给电力变换部，从而使所述电力管理部能够输出既定大小的第二电压；及

滤波器部，所述滤波器部只使所述电压信号的直流成分通过。

9.根据权利要求8所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述电力变换部内在化于所述集成电路芯片，

所述反馈部的至少一部分和所述滤波器部为配置于所述集成电路芯片的外部的独立商用器件。

10.根据权利要求9所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述电力变换部包括：

调节器，所述调节器生成用于驱动所述电力变换部的内部电路的DC低电压。

11.根据权利要求10所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述电力变换部包括利用从所述调节器提供的所述DC低电压来生成所述切换信号的脉宽调制电路、根据所述切换信号而选择性地打开的第一开关和第二开关。

12.根据权利要求7所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述至少两个以上大电流路径将由第二装置供应的大电流传递给第一装置，

所述电源装置为所述第一装置或所述第二装置的电源供应装置。

13.一种有源式电流补偿装置，所述有源式电流补偿装置主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声，包括：

至少两个以上大电流路径，所述至少两个以上大电流路径将由第二装置供应的电源传递给第一装置；

放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；及

其中，所述放大部包括非集成电路部和单一芯片(one-chip)集成电路部，

所述非集成电路部根据所述第一装置和所述第二装置中至少一个以上电力系统设计，

所述单一芯片集成电路部与所述第一装置和所述第二装置的额定功率规格无关。

14.根据权利要求13所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述非集成电路部根据所述第一装置的额定功率设计。

15.根据权利要求13所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述单一芯片(one-chip)的集成电路部包括第一晶体管、第二晶体管及一个以上电阻。

16.根据权利要求15所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述非集成电路部包括：第一阻抗Z1，所述第一阻抗Z1连接所述第一晶体管和所述第二晶体管的发射极节点侧与所述补偿部的输入端；及第二阻抗Z2，所述第二阻抗Z2连接所述第一晶体管和所述第二晶体管的基极节点侧与所述补偿部的输入端。

17.根据权利要求16所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述传感部包括感测变压器，

所述补偿部包括补偿变压器，

所述第一阻抗的值或所述第二阻抗的值，基于所述感测变压器与所述补偿变压器的绕组比及所述放大部的目标电流增益确定，

所述单一芯片集成电路部的构成与所述绕组比和所述目标电流增益无关。

18.根据权利要求16所述的有源式电流补偿装置，其中，

根据所述第一阻抗和所述第二阻抗的设计，所述单一芯片集成电路部针对多样电力系统的第一装置使用。

19.一种有源式电流补偿装置，所述有源式电流补偿装置主动补偿在至少两个以上大电流路径中分别以共模方式发生的噪声，包括：

放大部，所述放大部放大所述输出信号以生成放大电流；及

所述放大部包括非集成电路部和单一芯片的集成电路，

在所述单一芯片的集成电路中，内在化有器件特性随着温度变化而异的有源器件，

所述单一芯片的集成电路设计成即使温度变化，所述放大部也保持既定范围以内的性能。

20.根据权利要求19所述的有源式电流补偿装置，其中，

在所述单一芯片的集成电路中，内在化有npn BJT和pnp BJT，

在所述npn BJT的基极节点与所述pnp BJT的基极节点之间连接有二极管。

21.根据权利要求20所述的有源式电流补偿装置，其中，

在所述npn BJT的发射极节点与所述pnp BJT的发射极节点之间连接有电阻。

22.根据权利要求21所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述二极管执行减小流经所述电阻的发射极电流的功能。

23.根据权利要求21所述的有源式电流补偿装置，其中，

所述二极管和所述电阻调整所述npn BJT和所述pnp BJT的DC偏置电流。

24.根据权利要求21所述的有源式电流补偿装置，其中，

流经所述电阻的发射极电流随着温度变化而保持既定范围。