CN116613972A - 电源转换器中的谐波干扰的减轻 - Google Patents

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Abstract

本公开涉及一种双向电源转换器，该双向电源转换器包括：多个输入节点，每个输入节点均被配置为电连接至多相AC电力分配网络的一个相；以及电气网络，该电气网络被配置为将交流电(AC)转换为直流电(DC)并且将DC电流转换为AC电流，该电气网络包括多个电子开关。该双向电源转换器还包括控制系统，该控制系统被配置为：基于所测量的电量来估计该双向电源转换器中的三个中间节点处的谐波电压含量；以及控制该电子开关以补偿所估计的谐波电压含量。

Description

电源转换器中的谐波干扰的减轻
技术领域
本公开涉及电源转换器(例如，双向电源转换器)中的谐波干扰的减轻、减少和/或消除。
背景技术
电气装置，诸如可变速驱动器、可调速驱动器或不间断电源，可连接至交流电(AC)高功率配电系统，诸如电力网。电气装置驱动机器或非机器型负载，为机器或非机器型负载供电，和/或控制机器或非机器型负载。电气装置包括将AC功率转换为直流电(DC)功率的电气网络。
发明内容
在一个方面，一种双向电源转换器，包括：多个输入节点，每个输入节点均被配置为电连接至多相AC电力分配网络的一个相；以及电气网络，该电气网络被配置为将交流电(AC)转换为直流电(DC)并且将DC电流转换为AC电流，该电气网络包括多个电子开关。该双向电源转换器还包括控制系统，该控制系统被配置为：基于所测量的电量来估计该双向电源转换器中的三个中间节点处的谐波电压含量；以及控制该电子开关以补偿所估计的谐波电压含量。
实施方式可包括下列特征中的一个或多个特征。
双向电源转换器还可以包括在输入节点和电气网络之间的滤波器系统。中间节点可以位于滤波器系统和电气网络之间。所测量的电量可以包括对在三个中间节点中的每个中间节点中流动的AC电流的指示。滤波器系统可以包括：第一滤波器，该第一滤波器电连接至输入节点中的第一输入节点和三个中间节点中的第一中间节点，第一滤波器系统包括：第一电网侧电感器、第一转换器侧电感器以及第一电容器；第二滤波器，该第二滤波器电连接至输入节点中的第二输入节点和三个中间节点中的第二中间节点，第二滤波器系统包括：第二电网侧电感器、第二转换器侧电感器以及第二电容器；以及第三滤波器，该第三滤波器电连接至输入节点中的第三输入节点和三个中间节点中的第三中间节点，第三滤波器系统包括：第三电网侧电感器、第三转换器侧电感器以及第三电容器。
所测量的电量可以包括在每个中间节点处的所测量的AC电流。
所测量的电量可以包括对在中间节点中的至少两个中间节点中流动的AC电流的指示。
在一些实施方式中，为了补偿所估计的谐波电压含量，控制系统控制电子开关以减少多个输入节点处的谐波电流含量。
在一些实施方式中，为了补偿所估计的谐波电压含量，控制器被配置为：基于所估计的谐波电压含量生成控制信号；以及将控制信号施加到电子开关以生成补偿所估计的谐波电压含量的波形，使得多个输入节点处的谐波电流含量减少。
多相AC电力分配网络可以包括：第一相、第二相和第三相；控制系统可以包括：第一控制块，该第一控制块包括被配置为估计第一中间节点处的谐波电压含量的第一谐波补偿器；第二控制块，该第二控制块包括被配置为估计第二中间节点处的谐波电压含量的第二谐波补偿器；以及第三控制块，该第三控制块包括被配置为估计第三中间节点处的谐波电压含量的第三谐波补偿器。
多个电子开关中的每个电子开关可以是晶体管。
电气网络可以包括整流器和反相器，并且反相器可以被配置为产生用于马达负载的AC驱动器信号。
电气网络可以是有源前端(AFE)整流器。
在另一个方面中，一种控制系统包括：电压调节块，该电压调节块被配置为基于电源转换器的DC电量来确定AC参考电流值；和电流调节块，该电流调节块被配置为接收AC参考电流值，电流调节块包括：谐波补偿块，该谐波补偿块被配置为基于电源转换器的中间节点处的AC电流来估计该中间节点处的谐波电压含量；以及控制块，该控制块被配置为基于所估计的谐波电压含量生成电压控制信号，并且向电源转换器提供电压控制信号以减少电源转换器的输入节点处的谐波电流含量。电源转换器的输入节点电连接至交流电(AC)电力网。
实施方式可包括下列特征中的一个或多个。电源转换器可以包括双向电源转换器。
在另一个方面，基于在电源转换器的至少两个中间节点处的所测量的AC电流来估计在该至少两个中间节点处的谐波电压含量；基于所估计的谐波电压含量生成用于电源转换器的电压控制信号；以及将电压控制信号提供给电源转换器，从而减少电源转换器的输入节点处的总谐波失真。每个输入节点电连接至三相交流电(AC)电力网的一个相。
实施方式可包括下列特征中的一个或多个。
可以基于在电源转换器的三个中间节点中的每个中间节点处的所测量的AC电流来估计用于三个中间节点中的每个中间节点的谐波电压含量，并且可以为电源转换器的三个相中的每个相生成电压控制信号。可以将电压控制信号提供给电源转换器的有源前端的每个相。
本文描述的任何技术的实施方式可以包括装置、设备、系统和/或方法。一个或多个实施方式的细节在附图和以下说明书中列出。根据说明书和附图以及权利要求书，其他特征将显而易见。
附图说明
图1是电力系统的示例的框图。
图2A是系统的示例的示意图。
图2B是三相AC电力分配网络的示意图。
图3是控制方案的示例的框图。
图4A是角度确定块的示例的框图。
图4B是谐波补偿块、控制块、设备块和输出块的框图。
图5A是基于模拟数据的电流振幅随时间变化的绘图，其中没有应用图3的控制方案。
图5B是针对模拟数据的电流振幅随时间变化的绘图，其中没有应用图3的控制方案。
图6A是基于模拟数据的电流振幅随时间变化的绘图，其中应用了图3的控制方案。
图6B是针对模拟数据的电流振幅随时间变化的绘图，其中应用了图3的控制方案。
具体实施方式
图1是电力系统100的示例的框图。电力系统100包括经由输入节点111电连接至公共耦接点(PCC)106的双向电源转换器110。PCC 106是客户拥有或客户供应的设备连接到交流电(AC)电力分配网络101的点。双向电源转换器110允许功率在两个方向上流动：从PCC106到负载102a以及从负载102a到PCC 106。双向电源转换器110还被配置为将AC功率转换为DC功率以及将DC功率转换为AC功率。双向电源转换器110包括可控电子开关的电气网络112和控制可控电子开关的状态的控制系统130。控制系统130控制电气网络112以将来自PCC 106的AC功率转换为DC功率。在一些实施方式中，电气网络112还从DC功率产生用于负载102a的AC驱动器信号104。例如，在负载102a是马达型负载的实施方式中，电气网络112将来自PCC 106的AC功率转换为DC功率，并且从DC功率产生AC驱动器信号104以驱动马达型负载。
如下文更详细论述，控制系统130还实施观测器控制方案，该观测器控制方案估计中间节点114处的谐波电压含量的量并且控制电气网络112以补偿所估计的谐波电压含量，从而减少、控制、减轻或消除双向电源转换器输入111处的谐波干扰(例如，电流谐波)。
在图1的示例中，附加负载102b-102d也电连接至PCC 106。负载102a-102d可以是在工业、商业和/或住宅应用中使用的任何类型的负载。例如，负载102a可以是由双向电源转换器110驱动并且在起重机、升降机、焊接设备、采矿设备和/或风力涡轮机的操作中使用的设备(诸如马达)。负载102b-102d可以与负载102a不同或与负载102a相同。负载102b-102d的具体示例包括马达、不间断电源、发电机和可调速驱动器(AFD)，仅举几例。在一些实施方式中，负载102b-102d中的一个或多个负载包括多于一个设备。例如，负载102b可以包括驱动马达的变速驱动器(VFD)。
电力分配网络101可以是例如向工业、商业和/或住宅客户提供电力的三相电力网。AC电力分配网络101分配具有(例如50赫兹或60赫兹(Hz)的)基频的AC电力。分配网络101可以具有例如高达1千伏(kV)、至少1kV、12kV、高达34.5kV、高达38kV或69kV或更高的操作电压。在图1的示例中，电力系统100包括在PCC 106和电力分配网络101之间的变压器103。变压器103逐步降低或减小分配网络101的电压，使得PCC 106处的AC电压低于分配网络101的电压。例如，PCC 106处的电压可以是480V。
虽然电力分配网络101中的AC功率名义上是正弦的，但是PCC 106处的AC功率可以包括电流谐波形式的失真。电流谐波是处于为基频的整数倍的频率的电流。例如，PCC 106处的AC电流可以包括基频的第三(3rd)、第五(5th)、第七(7th)和/或第十一(11th)谐波处的分量。在其中分配网络101具有60Hz的基频的实施方式中，第三谐波具有180Hz的频率，第五谐波具有300Hz的频率，第七谐波具有420Hz的频率，并且第十一谐波具有660Hz的频率。电流谐波可由连接到PCC 106的非线性负载和/或存在于分配网络101中的失真引起。不管其来源如何，电流谐波导致电气设备(诸如变压器103)过热，降低能量效率和电力质量，和/或导致设备故障。此外，高阶电流谐波(例如，第五谐波和更大的谐波)的相对高频率通常超过高功率应用中的传统电流控制器的带宽和切换速度，使得这种谐波的移除具有挑战性。
一些传统电源转换器与单独的无源和/或有源滤波器一起使用以衰减电源转换器的输入处的电流谐波。无源滤波器的示例包括与电源转换器的输入串联放置或者与电源转换器的输入并联放置的电感器和/或电容器。然而，这些无源滤波器体积大并且占用空间，增加了转换器的总成本，需要额外的维护，并且可能降低电源转换器的效率。有源滤波器的示例包括脉宽调制(PWM)转换器、有源线路调节器和无功伏安(Var)补偿器。这样的有源滤波器与电源转换器分离并且补充电源转换器，并且还增加了整个系统的复杂性和成本。此外，高阶谐波(例如，大于第五谐波或第七谐波的谐波)具有相对高频率(可能超过具有有限切换频率范围的高电源转换器中的控制器的带宽)，其中高阶谐波可能难以移除。
另一方面，双向电源转换器110包括控制系统130，该控制系统通过控制电气网络112中的电子开关来补偿电源转换器110的输入处的谐波电流干扰。控制系统130还能够在不使用单独的有源和/或无源滤波器的情况下补偿谐波干扰。此外，由控制系统130实施的技术与DC母线电压和AC电流调节器集成，使得可以补偿失真的输入源电压效应。此外，因为由控制系统130实施的谐波观测器或预测器可以预期或预测未来时间步长处的谐波，所以控制系统130可以补偿微处理器实施方式中的数字延迟。
图2A是系统200的示意图。图2B是三相AC电力分配网络201的示意图。系统200包括双向电源转换器210，该双向电源转换器连接到负载202和三相AC电力分配网络201的PCC206。马达202可以是例如感应马达或永磁同步电机。图2A中的虚线用于示出元件的分组，并且虚线不一定表示物理对象。然而，双向电源转换器210可以在壳体或外壳中，诸如可安装在机架上的盒或柜。
电力分配网络201分配具有(例如50赫兹或60赫兹(Hz)的)基频的AC电力。分配网络201可包括例如一条或多条传输线、分配线、电缆和/或用于传输电力的任何其他机构。分配网络201包括被称为a、b和c的三个相。每个相具有相应的电压ea、eb、ec(图2B)。分配网络201的阻抗由与电阻Rs串联的电感器Ls表示。分配网络201的阻抗取决于包括在分配网络201中的部件的阻抗特性。
双向电源转换器210包括输入节点211a、211b、211c，该输入节点中的每一个输入节点均电耦接至PCC 206处的分配网络201的三个相(a、b、c)中的一个相。PCC 206包括分别连接到相a、b、c和电源转换器输入节点211a、211b、211c的节点206a、206b、206c。虽然在图2A中仅示出了双向电源转换器210，但是附加的负载可以连接到PCC 206。
双向电源转换器210还包括LCL滤波器270。LCL滤波器系统270包括电感器和电容器，并且可以包括或可以不包括附加的电子部件。例如，LCL滤波器系统270还包括阻尼电阻器Rf。LCL滤波器系统270包括三个LCL滤波器，每个相a、b、c具有一个LCL滤波器。在相a中，LCL滤波器270连接在PCC节点206a和中间节点214a之间。中间节点214a可以被认为是电子网络212的输入节点。相a中的LCL滤波器包括电网侧电感器Lg、转换器侧电感器Lf、滤波电容器Cf以及与滤波电容器Cf串联的阻尼电阻器Rf。转换器侧电感器Lf的电阻由与转换器侧电感器Lf串联的阻抗Rf表示。电网侧电感器Lg的电阻由与电网侧电感器Lg串联的阻抗Rg表示。
电网侧电感器Lg与PCC节点206a电连接，转换器侧电感器Lf与节点214a连接。滤波电容器Cf和阻尼电阻器Rd的串联组合与转换器侧电感器Lf和电网侧电感器Lg之间的节点272a以及与节点273连接。PCC节点206b和PCC节点206c连接到LCL滤波器270的相，并且LCL滤波器的每个相以与相a相同的方式配置。如图2A所示，相b的滤波电容器Cf和阻尼电阻器Rd的串联组合连接到节点272b和节点273，相c的滤波电容器Cf和阻尼电阻器Rd的串联组合连接到节点272c和节点273。
双向电源转换器210包括电气网络212。电气网络212包括整流器217、DC链路218和反相器219。控制系统230观察在相应的中间节点214a、214b、214c中流动的AC电流ia、ib、ic并且估计在每个节点214a、214b、214c处的谐波电压含量。如下文进一步论述，控制系统230使用所估计的谐波电压以减少、最小化、补偿或消除输入节点211a、211b、211c处的谐波电流含量的方式来控制电气网络212。在更详细地讨论控制器230之前讨论双向电源转换器210的操作的概述。
整流器217是三相有源前端(AFE)，该三相有源前端包括将AC电流ia、ib、ic整流成DC电流idc的六个电子开关215-1至215-6。电子开关215-1至215-6是任何类型的可控电子开关。例如，每个开关215-1至215-6可以是晶体管，例如绝缘栅双极晶体管(IGBT)或金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。每个电子开关215-1至215-6具有传导电流的ON状态和不传导电流的OFF状态。每个电子开关215-1至215-6的状态由控制系统230控制。例如，在其中开关215-1至215-6是晶体管的实施方式中，控制系统230可以通过控制特定晶体管215-1至215-6的栅极处的电压来控制该晶体管的状态。控制系统230可以被配置为基于脉宽调制(PWM)控制方案来控制电子开关215-1至215-6。
电子开关215-1至215-6还电连接至包括能量存储装置216的DC链路218。能量存储装置216是能够存储电能的任何部件。能量存储装置216可以是例如电容器或由这种设备构成的网络。整流电流idc流入能量存储装置216中并且被存储。当负载202由AC到DC反相器219供电时，能量存储装置216释放所存储的电能。
反相器219将存储在能量存储装置216中的DC功率转换为提供给负载202的三相AC驱动器信号204。三相驱动器信号204具有相分量204u、204v、204w，这些相分量中的每一个均被提供给负载202的三个相中的一个。反相器219包括被布置成生成驱动器信号204的电子开关SW1至SW6的网络。开关SW1至SW6中的每一个均可为例如功率晶体管。因为反相器219使用存储在DC链路218中的电能，所以即使在整流器217中流动以及流入DC链路218中的电流的大小增加到可能损坏整流器217和DC链路218中的部件的水平，驱动器信号204也继续如所预期的那样产生，并且负载202可在正常和预期的负载状况下运转。
以上讨论涉及生成AC驱动器信号204并将AC驱动器信号204提供给负载202。然而，控制系统230还控制电子开关215-1至215-6和SW1至SW6，使得功率可以从负载202流动到电网201。因此，由负载202生成的能量可以通过双向电源转换器210返回到电网201。
双向电源转换器210作为示例提供，并且其它配置是可能的。例如，双向电源转换器210可以在没有反相器219的情况下实现并且被配置为驱动DC负载。
系统200还包括测量相应节点214a、214b、214c处的一个或多个电特性的传感器220a、220b、220c。传感器可以包括电压传感器和/或电流传感器(例如，电流变压器或罗戈夫斯基线圈)。传感器220a、220b、220c产生数据222，该数据包括对在相应节点214a、214b、214c处流动的功率的一个或多个电特性的指示。例如，传感器220a、220b、220c可以产生表示节点214a、214b、214c处的所测量的电流和/或电压的值的数值。系统200还包括额外的传感器。例如，系统200包括测量idc和/或Vdc(跨能量存储装置216的电压)的值以及206a、206b和206c处的电压和/或电流的一个或多个传感器。
控制系统230耦接到传感器并且使用由传感器产生的数据222来监视每个节点214a、214b、214c处的一个或多个电特性。控制系统230估计节点214a、214b、214c处的谐波电压含量的量并且产生用于整流器217的控制信号247。控制信号247是基于控制方案而生成的，如关于图3、图4A和图4B更详细论述。控制信号247控制开关215-1至215-6中的一个或多个开关的状态，使得开关215-1至215-6生成消除节点214a、214b、214c处所估计的谐波电压含量的波形，从而减少、最小化或消除输入节点211a、211b、211c处的谐波电流含量。
控制系统230包括电子处理模块232、电子存储装置234和输入/输出(I/O)接口236。电子处理模块232包括一个或多个电子处理器。模块232的电子处理器可以是任何类型的电子处理器，并且可以包括或可以不包括通用中央处理单元(CPU)、图形处理单元(GPU)、微控制器、现场可编程门阵列(FPGA)、复杂可编程逻辑设备(CPLD)和/或专用集成电路(ASIC)。
电子存储装置234可以是能够以计算机程序或软件的形式存储数据和指令的任何类型的电子存储器，并且电子存储装置234可包括易失性部件和/或非易失性部件。电子存储装置234和处理模块232耦接，使得处理模块232能够从电子存储装置234访问或读取数据并将数据写入该电子存储装置。电子存储装置234存储指令，当被执行时，这些指令使电子处理模块232分析数据和/或检索信息。例如，电子存储装置234包括使得处理模块232分析数据222的指令。在另一示例中，电子存储装置234包括呈实现图3的控制方案300的软件、子例程和/或函数形式的指令。电子存储装置234还存储在控制方案300中使用的参数。例如，电子存储装置234可以存储各种目标电压和/或电流的默认值和/或预定值以及各种其它目标值。
I/O接口236是允许人类操作者、另一设备和/或自主过程与控制系统230进行交互的任何接口。I/O接口236可包括例如显示器(诸如液晶显示器(LCD))、键盘、音频输入和/或输出(诸如扬声器和/或麦克风)、作为显示器的补充或替代的视觉输出(诸如灯、发光二极管(LED))、串行或并行端口、通用串行总线(USB)连接和/或任何类型的网络接口，诸如例如以太网。I/O接口236还可以允许通过例如IEEE 802.11、蓝牙或近场通信(NFC)连接进行无物理接触的通信。控制系统230可以例如通过I/O接口236被操作、配置、修改或更新。例如，在一些实施方式中，操作者可以通过I/O接口236输入用于控制方案300的各种参数的值。
I/O接口236还可允许控制系统230与系统200中的部件以及与系统200外部和远离该系统的系统进行通信。例如，I/O接口236可以包括通信接口，该通信接口允许控制系统230与远程站(未示出)之间或控制系统230与单独的监视装置之间的通信。远程站或监视装置可以是操作者能够通过其与控制系统230进行通信而不与控制系统230进行物理接触的任何类型的站点。例如，远程站可以是基于计算机的工作站、智能电话、平板电脑、或经由服务协议连接至马达控制系统230的膝上型计算机、或经由射频信号连接至控制系统230的远程控件。
图3是可由控制系统230实现的控制方案300的框图。控制方案300包括电流调节器块340a、340b和340c。电流调节器块340a的输入是ia_ref，电流调节器块340b的输入是ib_ref，并且电流调节器块340c的输入是ic_ref。输入ia_ref、ib_ref及ic_ref分别是针对节点214a、214b及214c处的电流的目标或参考电流值。
控制方案300还包括产生输入ia_ref、ib_ref和ic_ref的电压调节器块350。电压调节器块350包括比较器351、比例积分(PI)控制器352、比较器353和变换块354。
比较器351的输入是Vdc和Vdc_ref，该Vdc是跨能量存储装置216的电压，该Vdc_ref是跨能量存储装置216的目标或参考DC电压。目标电压Vdc_ref可以存储在电子存储装置334中或者经由I/O接口236输入。比较器351确定Vdc和Vdc_ref之间的误差或差值，并将差值(ΔVdc)提供给PI控制器352。PI控制器352将ΔVdc调节到目标值，该目标值可以是零(0)。换句话说，PI控制器352用于减小Vdc和Vdc_ref之间的差值。PI控制器352可以基于等式(1)来实现：
其中Kp和Ki是各自具有大于0的数值的增益常数。PI控制器352的输出被提供给比较器353，该比较器将PI控制器352的输出添加到Idc。比较器353的输出是被提供给变换块354的估计的Id_ref。变换块354的另一输入是Iq_ref。Iq_ref的值可以是预定义的常数或者可以由操作者输入到控制系统230中。Iq_ref的值是常数并且可以是零(0)。
变换块354经由逆Park变换和逆Clarke变换来实现dq到abc变换，该逆Park变换将d-q参考坐标系中的输入信号转换为二维静止αβ参考坐标系中的正交分量，该逆Clarke变换将由逆Park变换产生的αβ分量转换为三相AC量。d轴和q轴共同形成矩形d-q坐标系，该坐标系与AC量(在该示例中，电网201的相位角θ)同步旋转。在该示例中，d和q参考中的信号分别是Id_ref和Iq_ref，并且三相AC量是ia_ref、ib_ref和ic_ref。
变换块354利用逆Park变换来实现，如等式(2)所示：
其中θ是电网201的相位角；d是Id_ref；q是Iq_ref；并且fα、fβ是静止αβ参考坐标系中的正交分量。角度θ由实现锁相环的角度确定块360确定，该锁相环检测电网201的相位角。下面讨论角度确定块360。逆Clarke变换使用fα、fβ来确定三相AC量ia_ref、ib_ref、ic_ref，如等式(3)所示：
其中fα、fβ是由逆Park变换输出的正交分量，a是ia_ref，b是ib_ref，并且c是ic_ref。
还参考图4A，示出了角度确定块360的框图。角度确定块360实现锁相环(PLL)技术以确定或检测角度θ。角度确定块360包括接收Vabc的变换模块361，该Vabc是对在PCC节点206a、206b、206c中的每个PCC节点处的所测量的AC电网电压的指示。例如，对在PCC节点206a、206b、206c中的每个PCC节点处的所测量的AC电网电压的指示可以是指示由耦接到PCC 206的感测系统在特定时间测量的瞬时电压的振幅的信息，诸如数值数据。变换模块361将对PCC节点206a、206b、206c处的瞬时电压的指示转换为d轴上的电压分量(Vd)和q轴上的电压分量(Vq)。例如，变换模块361可以实现Clarke变换或α-β变换，该变换将对三相瞬时电压的指示变换为静止的矩形二维坐标系中的两个电流分量，然后进行Park变换或d-q变换，该变换将两个α-β电压分量变换为d-q坐标系。Park变换和Clarke变换分别是逆Park变换(等式2)和逆Clarke变换(等式3)的非反转形式。
在比较器362处将Vq电流分量与目标值Vq_ref进行比较以确定误差值(ΔVq)。目标值Vq_ref是常数并且可以是0。目标值Vq_ref可以存储在电子存储装置234上或者经由I/O接口236输入。比较器362可以软件或硬件来实现，并且比较器362被配置为确定目标值Vq_ref和Vd电压分量之间的差值的绝对值。
角度确定块360还包括PI控制模块364，该PI控制模块实现等式(1)并输出Δω，该Δω是电网电压角频率变化的估计。PI控制模块364将ΔVq调节为目标值Vq_ref，该目标值可以为0。角度确定块360还包括加法器368，该加法器将电网电压角频率变化(Δω)的估计与参考角频率(ω_ref)相加。参考角频率被设置为电网201基频的值(例如，对于电网201具有60Hz的基频的实施方式，为2*π*60)。加法器368的输出是电网电压相位角(ω)的估计。电网电压相位角(ω)的估计被输入到积分器或延迟块367中以获得电网电压相位角(θ)的估计。θ的值被提供给变换块354并且被用于确定ia_ref、ib_ref、ic_ref AC参考电流分量，如上所述。θ的值还被反馈到角度确定模块360的变换模块361以继续改进θ的值的估计。
由变换块354产生的变量ia_ref、ib_ref和ic_ref是AC量。如下将变换块354的输出提供给电流调节器340：ia_ref是到电流调节器340a的输入，ib_ref是到电流调节器340b的输入，并且ic_ref是到电流调节器340c的输入。电流调节器340a、340b和340c基本上相同，并且仅详细讨论电流调节器340a。
电流调节器340a包括比较器341a、比例谐振(PR)控制器342a、比较器343a、加法器344a、PWM控制器345a和谐波补偿块346a。ia_ref被提供给比较器341a。比较器341a将ia_ref与ia进行比较，该ia是数据222中包括的输入节点214a处的所测量的电流。例如，传感器220a可以测量电流ia的值并且向控制系统230提供对ia的值的指示，并且该值作为输入被提供给比较器341a。在另一示例中，传感器220a测量节点214a处的电压值，从所测量的电压确定电流值ia，并且将对所确定的电流值ia的指示提供给比较器341a。
比较器341a可以通过从ia减去ia_ref来比较ia_ref与ia，或反之亦然。在一些实施方式中，比较器341a确定ia_ref与ia之间的差值的绝对值。ia_ref的值是第一节点214a中的电流的参考值或目标值。ia_ref与ia之间的差值是误差值(Δia)，该误差值表示目标AC电流与节点214a处的实际AC电流之间的差值。误差值Δia被提供给比例谐振控制器342a。
比例谐振控制器342a如等式3所示实现：
其中Ki是积分增益项，ω0是以弧度为单位的电网101的基频(例如，在基频是60Hz的实施方式中，ω0是2*π*60Hz)，并且ω是以弧度为单位的基频周围的带宽。比例谐振控制器342a在谐振(或基本)频率处提供增益，而在其它频率处几乎没有增益。控制器342a的输出是Ua，该Ua是主要在基频处的电压误差值。将控制器342a的输出提供给比较器343a。
电流调节器340a还包括谐波补偿块346a。谐波补偿块346a的输入是电流ia(节点214a处的电流)和μa。谐波补偿块346a的输出是节点214a处的电压的预测的或估计的谐波含量((v_a))，并且被表示为 其中n是表示谐波的整数，其中n＝1是基本谐波。关于图4B讨论预测器346a的额外细节。
所预测的谐波含量((v_a))被提供给比较器343a，该比较器从电压误差值Ua中减去所预测的谐波含量((v_a))以产生输出μa。输出μa被提供给加法器344a，该加法器将输出μa与存在于输入节点214a处的来自电网201的电压相加。节点214a处的来自电网201的电压(va)被表示为va＝va1+va5+va7+…+van，其中n是表示谐波的整数，其中n＝1是基本谐波。加法器344a的输出是电压控制信号347a，该电压控制信号表示来自电网201的节点214a处的电压，其中减去或移除所预测的谐波含量。输出μa也被提供给预测器346a。预测器346a分析输入μa和ia以估计输出中的谐波电压。
电压控制信号347a被提供给PWM控制器345a，该PWM控制器输出ia的补偿版本(节点214a处的电流)。PWM控制器345a基于电压控制信号347a控制电子开关215-1至215-6的切换。如上文所论述，电压控制信号347a表示移除了所估计的谐波的节点214a处的电压。因此，将电压控制信号347a施加到开关215-1至215-6，从节点214a处的电压移除所预测的谐波电压。具体地，控制信号347a生成电压，当该电压被施加到开关215-1至215-6时，使得开关215-1至215-6生成波形，该波形消除节点214a处估计的谐波电压并且减少或移除观测电流(ia)中的谐波含量。以此方式，移除或最小化在节点214a中流动的电流(ia)中的谐波含量，并且也移除或最小化在输入节点211a处的谐波含量。
图4B是谐波补偿块346a、控制块343a(比较器343a)、设备块348a和输出块345a(PWM控制器345a)的框图。谐波补偿块346a的输入是在节点214a处的所测量的电流(ia)。设备块348a是建模的物理系统，该系统在该示例中是节点214a处的电压。节点214a处的电压包括来自电网201的电压和任何谐波失真。如上文所论述，谐波补偿块346a输出((v_a))，作为输入节点214a处的谐波电压分量的估计。设备块348a被建模为具有以下状态空间等式的线性系统：
y＝C·x+D·u 等式(5)，
其中x是状态空间矢量，A是将x映射到其导数并且在没有外部输入的情况下捕获建模系统的动态的矩阵，u是控制输入，B是用于控制输入u的增益矩阵，y是观察矢量(并且对于相a等于ia)，并且Du是从输入到输出的直接映射并且对于该建模系统是零(0)。下面提供用于这些变量的等式。根据等式(6)实现谐波补偿块346a：
其中K是被选择的矩阵，使得x跟踪并且x由等式(7)给出：
并且x的导数由等式(8)给出：
在等式(9)中示出矩阵A：
A＝[Ai A1 A5 A7 A11 A13…]T 等式(9)，
并且矩阵B由等式(10)给出：
其中L是转换器侧电感器的电感(在图2A中标记为Lf)。矩阵A包括具有等式(11)至(16)所示的形式的子矩阵：
其中R是转换器侧电感器的电阻(在图2A中标记为Rf)并且L是转换器侧电感器的电感(在图2A中标记为Lf)，
其中ω1是2πf并且f是电网201的基频，
其中ω5是以弧度为单位的第五谐波或5*ω1的频率，
其中ω7是以弧度为单位的第七谐波或7*ω1的频率，
其中ω11是以弧度为单位的第十一谐波或11*ω1的频率，以及
其中ω13是以弧度为单位的第十三谐波或13*ω1的频率。矩阵A可以包括遵循上述模式的附加子矩阵。矩阵C由下式给出：
C＝[1 0 0 0 0 0 0 0 0 0]并且矩阵D由下式给出：D＝[0]。矩阵C和矩阵D的形式导致等式4、5和6中的变量y对于相a等于ia。
上述讨论涉及相a。然而，电流调节器340b和340c以相同的方式实现。例如，电流调节器340b包括使用ib(在节点214b处的所测量的AC电流)作为输入的谐波预测器块346b。谐波预测器块346b产生节点214b处的谐波电压含量的估计，并且该估计被用于产生控制信号347b，该控制信号被提供给PWM控制器345b。类似地，谐波预测器块346c估计节点214c处的谐波电压含量，并且谐波含量的估计被用于产生控制信号347c，该控制信号被施加到PWM控制器345c。因此，控制方案300估计节点214a、214b、214c处的谐波电压含量，生成控制信号347a、347b、347c，这些控制信号在被施加到电气网络212时减小、消除或最小化每个电力网节点206a、206b、206c处(以及在相应节点206a、206b、206c中流动的电流iga、igb和igc中)的不想要的或非预期的谐波电流含量。
此外，其他实施方式也是可能的。例如，图2A的系统200示出了三个传感器220a、220b、220c，每个传感器提供对在相应节点214a、214b、214c中流动的AC电流ia、ib、ic的指示。基于基尔霍夫定律，ia+ib+ic＝0。在一些实施方式中，ia、ib、ic中的一者是从其它两个节点处的所测量的电流导出的。例如，可以基于ic＝-ia-ib来确定ic。因此，系统200可以在不改变控制方案300的情况下用少于三个传感器来实现，记住，如果需要过电流保护，则安装所有三相电流传感器将更可靠。在另一示例中，可以测量节点272a、272b、272c处的电压。
图5A、图5B、图6A和图6B示出来自连接到PCC 206的双向电源转换器210的模拟的数据。在模拟中，在PCC节点206a、206b、206c处存在谐波失真。例如，电力网201包括被表示为ea、eb、ec(图2B)的电压源，并且这些电压源中的每个电压源在60Hz基频处具有380V的电压振幅，在第五电压谐波处具有10％的基本电压的电压振幅(在该示例中在300Hz处为38V)，并且在第七电压谐波处具有5％的基本电压的电压振幅(在该示例中在420Hz处为19V)。图5A和图5B示出了来自模拟的数据，其中控制方案300不用于控制整流器217的开关215-1至215-6。图6A和图6B示出了来自模拟的数据，其中控制方案300用于控制开关215-1至215-6。如下所述，使用控制方案300降低了PCC 206处的谐波电流含量。
图5A是当不使用控制方案300时在PCC节点206a(iga')、206b(igb')、206c(igc')处的电流的振幅随时间变化的绘图。图5B示出当不使用控制方案300时在PCC节点中的一个PCC节点处的电流的频谱。在图5B中，y轴示出了以安培(A)为单位的一个PCC节点处的电流大小，并且x轴是以Hz为单位的频率。图6A是当使用控制方案300来最小化输入节点处的谐波含量时在输入节点206a(iga')、206b(igb')、206c(igc')处的电流随时间变化的绘图。图6B示出了当使用控制方案300时PCC节点处的电流的频谱。在图6B中，y轴示出了以Hz为单位的作为频率的函数的一个PCC节点处的电流大小安培。
在没有谐波失真的情况下，PCC节点206a、206b、206c处的电流是正弦的。谐波的存在使得输入节点206a、206b、206c处的电流具有非正弦形式。参照图5A，因为PCC电流iga'、igb'、igc'不是纯正弦波，所以谐波失真的存在在输入电流的时域图中是明显的。参照图5B，基频处的电流分量具有16.59安培(A)的大小，这超过了图5B所示的y轴的最大值。如图5B所示，PCC节点处的电流还包括许多谐波，其中一些谐波具有相对大的振幅。总谐波失真(THD)为11.95％。THD为所有谐波分量的功率总和的平方根与基频的功率的比率。可使用以下确定THD：
其中in是n次电流谐波的振幅，并且n＝1是基频。
图6A和图6B示出了当使用控制方案300来减少PCC节点206a、206b、206c处的谐波含量时产生的数据。参照图6A，与输入电流iga'、igb'、igc'(图5A)相比，输入电流iga”、igb”、igc”是相对更正弦的。因此，应用控制方案300减少了节点206a、206b、206c处的谐波含量。参照图6B，基频处的电流的振幅为17.17A。图6B中所示的电流谐波的振幅通常显著低于图5B的电流谐波的振幅，这表明控制方案300减小了PCC处的谐波电流含量。例如，图6B中的最大电流谐波具有约1.9A的振幅。相比之下，图5B中的最大电流谐波具有约7.5A的振幅，并且两个其它电流谐波具有大于1.9A的振幅。此外，用于图6A和图6B中所示的情形的THD为2.98％。
在该示例中，控制方案300产生的THD约为补偿前的THD的四分之一。换句话说，当不应用控制方案300时产生的THD大约是当应用控制方案300时的THD的四倍。因此，应用控制方案300减少了PCC(或电力网)节点206a、206b、206c处的谐波含量和谐波失真。
通过减少PCC 206处的谐波含量和谐波失真，控制方案300改善了使用该控制方案的系统的整体性能，并且还促进了符合标准和规章。例如，在IEEE-519-2014电压限制标准中找到了用于PCC(诸如PCC 106或206)处的线到中性谐波的电压限制的电气和电子工程师协会(IEEE)标准。在表1中再现该标准：
PCC处的总线电压(V) 单独的谐波(％) 总谐波失真THD(％)
V≤1.0kV 5.0 8.0
1kV<V≤69kV 3.0 5.0
69kV<V≤161kV 1.5 2.5
161Kv≤V 1.0 1.5
关于图5A、图5B、图6A和图6B讨论的示例模拟涉及380V的PCC电压，该电压小于1.0kV。模拟表明，使用控制方案300导致PCC 206处的THD从11.98％(大于IEEE-519-2014标准所要求的THD)减小到2.98％(小于IEEE-519-2014标准所要求的THD)，从而证明该解决方案的有效性。因此，控制方案300可用于促进符合由另外的行业和/或政府机构设定的标准和规章。
其他实施方式也在权利要求书的范围内。例如，尽管控制方案300能够最小化、减少或消除PCC(或电力网)节点206处和中间节点214a、214b、214c处的谐波电流含量，而不使用附加的有源和/或无源滤波器，但是控制方案300可以应用于包括附加的有源和/或无源滤波器的系统。

Claims (17)

1.一种双向电源转换器，包括：
多个输入节点，每个输入节点均被配置为电连接至多相AC电力分配网络的一个相；
电气网络，所述电气网络被配置为将交流电(AC)转换为直流电(DC)并且将DC电流转换为AC电流，所述电气网络包括多个电子开关；和
控制系统，所述控制系统被配置为：
基于所测量的电量估计所述双向电源转换器中的三个中间节点处的谐波电压含量；以及
控制所述电子开关以补偿所估计的谐波电压含量。
2.根据权利要求1所述的双向电源转换器，还包括：
在所述输入节点和所述电气网络之间的滤波器系统；并且其中所述中间节点位于所述滤波器系统和所述电气网络之间。
3.根据权利要求2所述的双向电源转换器，其中所测量的电量包括对在所述三个中间节点中的每一个中间节点中流动的AC电流的指示。
4.根据权利要求2所述的双向电源转换器，其中所述滤波器系统包括：
第一滤波器，所述第一滤波器电连接至所述输入节点中的第一输入节点和所述三个中间节点中的第一中间节点，第一滤波器系统包括：第一电网侧电感器、第一转换器侧电感器以及第一电容器；
第二滤波器，所述第二滤波器电连接至所述输入节点中的第二输入节点和所述三个中间节点中的第二中间节点，第二滤波器系统包括：第二电网侧电感器、第二转换器侧电感器以及第二电容器；和
第三滤波器，所述第三滤波器电连接至所述输入节点中的第三输入节点和所述三个中间节点中的第三中间节点，第三滤波器系统包括：第三电网侧电感器、第三转换器侧电感器以及第三电容器。
5.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中所测量的电量包括在每个中间节点处的所测量的AC电流。
6.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中所测量的电量包括对在所述中间节点中的至少两个中间节点中流动的AC电流的指示。
7.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中为了补偿所估计的谐波电压含量，所述控制系统控制所述电子开关以减少所述多个输入节点处的谐波电流含量。
8.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中为了补偿所估计的谐波电压含量，所述控制器被配置为：
基于所估计的谐波电压含量生成控制信号；以及
将所述控制信号施加到所述电子开关以生成补偿所估计的谐波电压含量的波形，使得所述多个输入节点处的谐波电流含量被减少。
9.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中所述多相AC电力分配网络包括：第一相、第二相和第三相；并且其中：
所述控制系统包括：
第一控制块，所述第一控制块包括被配置为估计所述第一中间节点处的谐波电压含量的第一谐波补偿器；
第二控制块，所述第二控制块包括被配置为估计所述第二中间节点处的谐波电压含量的第二谐波补偿器；和
第三控制块，所述第三控制块包括被配置为估计所述第三中间节点处的谐波电压含量的第三谐波补偿器。
10.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中所述多个电子开关中的每个电子开关包括晶体管。
11.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中所述电气网络包括整流器和反相器，并且所述反相器被配置为产生用于马达负载的AC驱动器信号。
12.根据权利要求1所述的双向电源转换器，其中所述电气网络包括有源前端(AFE)整流器。
13.一种控制系统，包括：
电压调节块，所述电压调节块被配置为基于电源转换器的DC电量来确定AC参考电流值；和
电流调节块，所述电流调节块被配置为接收所述AC参考电流值，所述电流调节块包括：
谐波补偿块，所述谐波补偿块被配置为基于所述电源转换器的中间节点处的AC电流来估计所述中间节点处的谐波电压含量；和
控制块，所述控制块被配置为：基于所估计的谐波电压含量来生成电压控制信号，并且向所述电源转换器提供所述电压控制信号以减少所述电源转换器的输入节点处的谐波电流含量，其中所述电源转换器的所述输入节点电连接至交流电(AC)电力网。
14.根据权利要求13所述的控制系统，其中所述电源转换器包括双向电源转换器。
15.一种方法，包括：
基于在电源转换器的至少两个中间节点处的所测量的AC电流来估计在所述至少两个中间节点处的谐波电压含量；
基于所估计的谐波电压含量生成用于所述电源转换器的电压控制信号；以及
向所述电源转换器提供所述电压控制信号，从而减少所述电源转换器的输入节点处的总谐波失真，其中每个输入节点电连接至三相交流电(AC)电力网的一个相。
16.根据权利要求15所述的方法，其中基于在所述电源转换器的三个中间节点中的每个中间节点处的所测量的AC电流来估计所述三个中间节点中的每个中间节点处的所述谐波电压含量，并且生成所述电压控制信号包括生成用于所述电源转换器的三个相中的每个相的电压控制信号。
17.根据权利要求15所述的方法，其中向所述电源转换器提供所述电压控制信号包括向所述电源转换器的有源前端的每个相提供电压控制信号。
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