CN116526842A - 一种基于三电平双向dc-dc fc变换器的改进成本函数的模型预测控制方法 - Google Patents
一种基于三电平双向dc-dc fc变换器的改进成本函数的模型预测控制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本发明公开了一种三电平双向DC‑DC FC变换器基于改进成本函数的模型预测控制方法及装置。该方法的具体步骤包括：1)根据电源开关的导通状态把DC‑DC FC变换器拓扑分为四种不同工作模式。2)建立dc总线电压的动态参考模型。3)在成本函数中引入对跟踪电流误差的PI项以提高系统的鲁棒性。4)最小化改进后的成本函数，获得每个电源开关的占空比转换为适当的开关信号。针对传统控制方法的超调量大，暂态过度时间长的问题，本发明的方法具有动态响应快，稳态误差小，动态基本无超调且对参数不敏感等优点。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种改进成本函数的模型预测控制方法及其应用于微电网中的三电平双向DC-DC FC变换器装置。
背景技术
三电平双向DC-DC FC变换器(Three-level bidirectional dc–dc FCconverter)采用了一个飞跨电容，FC的存在有助于转换器在降低电源开关的电压压力下将低压电池集成到高压dc总线上。这种配置的变换器需要一个多目标控制器来完成dc总线电压和FC电压的调节。传统的闭环控制，例如PID控制，应用于三电平双向DC-DC FC变换器装置时，在系统参数发生变化时，难以快速且准确的跟踪系统的变化，且系统存在着较大的冲击。
因此，为了解决三电平双向DC-DC FC变换器在传统控制方法的弊端，可以将模型预测控制引入电力电子变换器当中。
然而，在模型预测控制中，往往利用系统的数学模型来预测状态变量的值。模型预测控制的控制性能会受到参数不匹配和模型不确定性的影响而导致稳态误差。为了提升MPC的鲁棒性，消除参数不匹配时的稳态误差。设计了一种比例积分形式的代价函数，累积误差与采样时间加权，积分动作在预定义的范围内激活。这样，在参数不匹配的情况下，由于预测不准确而产生的损失由代价函数中的积分项来补偿从而提升MPC的鲁棒性。
发明内容
针对背景技术所存在的问题，本发明的目的在于提供一种基于微电网中三电平双向DC-DC FC变换器的模型预测控制方法。该方法具体的实现方法是：通过采样电路采样电池电压Vb、飞跨电容电压Vfc1、dc总线电压Vdc以及电池电流ib、负载电流iload、光伏电流ipv，并将其送入控制模块当中，通过控制模块的计算比较系统当前时刻的电池电流与参考电流、当前时刻的dc总线电压和飞跨电容电压与稳态时的dc总线电压与飞跨电容电压，从而判断系统此时的工作状态并产生相应开关电源的占空比，最后通过PS-PWM调制器产生合适的开关信号控制三电平双向DC-DC FC变换器各个电源开关快速进入稳态，从而实现dc总线电压以及飞跨电容电压对给定值和/>的快速跟定。
模型预测控制方法具有动态性能好，多目标控制同时考虑系统的非线性和约束等优点。
为实现上述目的，本发明的技术方案如下：
1.一种基于三电平双向飞跨电容(flying-capacitor,FC)变换器的改进成本函数模型预测控制(Improve cost-function Model Predictive Control,ICF-MPC)，其特征包括下列步骤：
步骤1：根据电源开关的导通状态把DC-DC FC变换器拓扑分为四种不同工作模式Ⅰ，Ⅱ，Ⅲ，Ⅳ。根据其拓扑结构，建立该系统的状态方程以及预测的电池电流的方程。
步骤2：建立dc总线电压的动态参考模型以进行对dc总线电压的动态调节并消除dc总线电压中的稳态误差。
步骤3：所提出的控制器为基于电池电流优化的成本函数，为了降低系统对参数的敏感性，通过在成本函数中引入对跟踪电流误差的PI项以提高系统的鲁棒性。
步骤4：最小化改进后的成本函数，获得每个电源开关的占空比d1、d2并由PWM调制器将每个电源开关的占空比转换为适当的开关信号。使得该变换器在没有加权因子的成本函数下实现了多重控制目标，并拥有良好的鲁棒性。
2.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤1所述的状态变量电池电流ib、飞跨电容电压vfc1和dc总线电压vdc的微分方程的具体表达式为：
其中vb是电池电压、ipv是光伏发电板的电流，L、Cdc和Cfc1分别是双向DC-DC FC变换器的电感、dc总线电容以及飞跨电容，d1和d2分别对应着开关S1和S2的占空比。
对此状态变量方程使用前向欧拉方法离散化，可以得到其预测的电池电流的离散方程的具体表达式为：
其中是此刻(k时刻)测量的电池电流，Ts是控制器的采样周期，/>和/>项是在k时刻测量的电池和dc总线电压。因此，在所提出的控制器中使用来获得Ts内的/>和/>使得达到电池参考电流/>
3.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤2所述的dc总线电压的改进动态参考模型的离散方程如下：
其中是在k时刻测量的dc总线电压，/>是恒定的参考电压值。NR和NL是决定/>动态特性的参数，这确保了/>对vdc的动态控制并提升了其稳态性能。
由功率平衡，电池参考电流的离散方程的具体表达式为：
4.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤3所述的所提出的控制器为基于电池电流优化的传统成本函数，是通过最小化每个Ts的电池电流误差来实现的。具体表达式为：
然而，传统的MPC具有高度的参数依赖性，为了增强系统鲁棒性，可以将过去的跟踪误差集成到成本函数中，这意味着成本函数应该以PI形式设计。改进后的成本函数具体离散表达式为：
其中Sb为PI形式的电池电流跟踪误差，和/>为电池电流的预测误差与电池电流当前误差，Kb为积分系数。当电流收敛到参考电流并达到稳态时，以下方程有效：
Sb＝ΔSb＝0
5.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤4所述的对改进后的成本函数通过对其求偏导并令其为0，从而获得每个电源开关的占空比d1、d2，占空比的具体表达式为：
再由PWM调制器将每个电源开关的占空比转换为适当的开关信号，其中Kb为调节vfc1的积分系数，至此实现了对变换器的dc总线和FC电压调节。
6.根据权利要求3所述的基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，通过引入了时变dc总线电压参考确保了/>到/>的动态控制，且不会在/>中引入不希望的波动，并通过引入附加项NL和Ak消除vdc中的稳态误差。其中附加项Ak的具体表达式为：
其中Ve是根据dc总线电压误差决定Ak值的参数。
7.根据权利要求4所述的基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，所提出的对电流跟踪的MPC的控制性能常常受到参数失配的影响，导致预测不准确。因此，设计了比例积分形式的成本函数，以提MPC的鲁棒性，从而消除参数失配下的稳态误差。
为了实现具有积分作用的MPC，成本函数应根据未来的跟踪误差进行更新。以这种方式，更新的Sb(包括先前的跟踪误差以及未来的跟踪误差)被包括在成本函数中。改进后的成本函数的具体公式如下：
其中为电池预测电流跟踪误差，/>为电池电流的预测误差，/>为当前时刻电池电流测量误差，Kb为积分系数。
积分系数Kb主要用于调节飞跨电容电压vfc1，其具体表达式如下：
8.根据权利要求5所述的基于双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，占空比和/>通过最小化成本函数获得。因此，在k时刻对成本函数J执行的最小化的数学定义的具体表达式如下：
因为Jk是和/>的函数，所以通过使Jk相对于/>和/>的偏导数等于零来最小化。Jk对/>和/>的偏导数的具体表达式如下：
当系统处于稳态时，有和/>由此且有/>
9.基于三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制方法的装置，其特征在于，包括三电平双向DC-DC FC变换器和控制电路，所述三电平双向DC-DC FC变换器包括电池电压Vb、飞跨电容电压Vfc1、dc总线电压Vdc，4个开关管和/>飞跨电容Cfc1、电感L、和负载R，所述控制电路包括采样/保持电路、控制模块；
所述的4个开关管和/>以互补方式运行，以确保Cfc1和Cdc的短路自由路径。
所述采样/保持电路用于实时检测电池电压Vb、飞跨电容电压Vfc1、dc总线电压Vdc和电池电流ib，并将采样值传输至控制模块，控制模块通过计算，最终通过控制三电平双向DC-DC FC变换器的各个电源开关，从而实现调节dc总线电压vdc、飞跨电容电压vfc1到参考值。
采用上述技术方案，设计了基于模型预测控制的三电平双向DC-DC FC变换器，保证系统在启动时或者负载跳变时，可以快速跟踪参考的dc总线电压和飞跨电容电压/>动态过程非常短暂，且系统输出电压近乎没有震荡过程和超调，大大提高了系统动态过程的响应。并且在系统参数变化的情况下，维持了系统的稳定性。
附图说明
图1为本发明提供的应用于微网中三电平双向DC-DC FC变换器MPC的电路结构框图。
图2为本发明提供的三电平双向DC-DC FC变换器电路的结构框图。
图3为微电网中三电平双向DC-DC FC变换器的改进成本函数模型预测控制策略的流程框图。
图4为本发明所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形。
图5为本发明所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形的局部放大图。
图6为在阶跃负载变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形。
图7为在阶跃负载变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形的局部放大图。
图8为在参数变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形。
图9为在参数变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形的局部放大图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合实施方式和附图，对本发明作进一步地详细描述。
图1为基于微电网中三电平双向DC-DC FC变换器的电路结构框图，该控制方法的装置包括三电平双向DC-DC FC变换器、电池模块、光伏(PV)模块、负载模块和控制电路，所述三电平双向DC-DC FC变换器包括跨电容电压vfc1、dc总线电压vdc以及负载电流iload，4个开关管飞跨电容Cfc1、dc总线电容Cdc、电感L，所述控制电路包括采样/保持电路、控制模块。
采样/保持电路用于实时检测电池电压vb、飞跨电容电压vfc1、dc总线电压vdc以及电池电流ib，并将采样值传输至控制模块，通过控制模块，控制三电平双向DC-DC FC变换器各个电源开关。
图2为本发明中三电平双向DC-DC FC变换器的拓朴结构，其中vt为转换器端电压、vdc为dc总线电压、vfc1为飞跨电容电压，根据变换器电源开关和/>的状态共有四种工作模式：
表Ⅰ
可以看出，转换器有四种可能的状态，具有三个不同的电压电平0、vdc/2和vdc。
图3为本发明中，用于三电平双向DC-DC FC变换器模型预测控制策略的框图。所提出的控制器以Ts的速率工作，控制器确定占空比和/>后被发送至PS-PWM调制器，该调制器为功率开关产生适当的开关信号。
图4为本发明所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形。其中，光伏系统被认为是向dc总线提供恒定功率。图内的波形中左侧由上到下为飞跨电容电压vfc1、电池电压vb、dc总线电压vdc、负载模块电流iload。可以看出，系统响应速度快且没有超调，能够精确地跟踪调节dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1到参考值且没有任何不希望的扰动，系统的的动态性能优越。其具体的电路仿真参数见表二。
表Ⅱ
图5为本发明所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形的局部放大图。可以看出，系统的稳态误差很小(只有0.04％)且没有纹波，能够精确地跟踪调节dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1到参考值。
图6为在阶跃负载变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形。其中，光伏系统被认为是向dc总线提供恒定功率。系统在t＝1s的时候负载增加了一倍，负载电流在t＝1s的时候降为原来的一半。可以看出，系统在t＝1s时，dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1时近乎不受其影响，能够精确地跟踪调节dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1到参考值。所获得的结果表明，所提出的ICF-MPC能够在负载变化下有效地将vdc和vfc1调节到其参考值。
图7为在阶跃负载变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形的局部放大图。可以看出，系统在t＝1s时，dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1时不受其影响，按照本身的电压调节策略进行调节，且没有纹波。
图8为在参数变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形。其中，光伏系统被认为是向dc总线提供恒定功率。系统参数的电感电容皆设为原来的5倍，期间观察到FC电压纹波的增加以及响应时间增长。这是因为在参数变化过程中ib大小的增加，系统的状态方程表明Δvfc1与ib大小成正比。而ICF-MPC识别这些偏差，并对占空比和/>提供必要的校正，以抵消参数变化。可以看出，系统没有超调且稳态误差很小，能够精确地跟踪调节dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1到参考值。所获得的结果表明，所提出的ICF-MPC能够在参数失配的情况下有效地将vdc和vfc1调节到其参考值。
图9为在参数变化期间所提出的ICF-MPC控制下三电平双向DC-DC FC变换器达到稳态时域的仿真波形的局部放大图。可以看出，系统中飞跨电容电压vfc1的稳态误差增大，但依然保持在很小的范围内(只有0.1％)，能够精确地跟踪调节dc总线电压vdc以及飞跨电容电压vfc1到参考值。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，本说明书中所公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或具有类似目的的替代特征加以替换；所公开的所有特征、或所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以任何方式组合。
Claims (9)
1.一种基于三电平双向飞跨电容(flying-capacitor，FC)变换器的改进成本函数的模型预测控制(Improve cost-function Model Predictive Control，ICF-MPC)，其特征包括下列步骤：
步骤1：根据电源开关的导通状态把DC-DCFC变换器拓扑分为四种不同工作模式Ⅰ，Ⅱ，Ⅲ，Ⅳ。根据其拓扑结构，建立该系统的状态方程以及预测的电池电流的方程。
步骤2：建立dc总线电压的动态参考模型以进行对dc总线电压的动态调节并消除dc总线电压中的稳态误差。
步骤3：所提出的控制器为基于电池电流优化的成本函数，为了降低系统对参数的敏感性，通过在成本函数中引入对跟踪电流误差的PI项以提高系统的鲁棒性。
步骤4：最小化改进后的成本函数，获得每个电源开关的占空比d1、d2并由PWM调制器将每个电源开关的占空比转换为适当的开关信号。使得该变换器在没有加权因子的成本函数下实现了多重控制目标，并拥有良好的鲁棒性。
2.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤1所述的状态变量电池电流ib、飞跨电容电压vfc1和dc总线电压vdc的微分方程，对此状态变量微分方程使用前向欧拉方法离散化，可以得到其预测的电池电流的离散方程。因此，通过在所提出的控制策略中获得Ts内的/>和/>使得/>达到电池参考电流/>
3.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤2所述的dc总线电压的改进动态参考模型的离散方程中中/>是在k时刻测量的dc总线电压，/>是恒定的参考电压值。NR和NL是决定/>动态特性的参数，这确保了/>对vdc的动态控制并提升了其稳态性能。再由功率平衡，可以得到电池参考电流/>的离散方程。
4.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤3所述的所提出的控制器为基于电池电流优化的传统成本函数，是通过最小化每个Ts的电池电流误差来实现的。
然而，传统的MPC具有高度的参数依赖性，为了增强系统鲁棒性，消除系统的稳态误差，可以将过去的跟踪误差集成到成本函数中，这意味着成本函数应该以PI形式设计。
5.根据权利要求1所述的基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，在步骤4所述的对改进后的成本函数通过对其求偏导并令其为0，从而获得每个电源开关的占空比d1、d2。再由PWM调制器将每个电源开关的占空比转换为适当的开关信号，至此实现了对变换器的dc总线和FC电压调节。
6.根据权利要求3所述的基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，通过引入了时变dc总线电压参考确保了/>到/>的动态控制，且不会在/>中引入不希望的波动，并通过引入附加项NL和Ak消除vdc中的稳态误差。
7.根据权利要求4所述的基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，所提出的对电流跟踪的MPC的控制性能常常受到参数失配的影响，导致预测不准确。因此，设计了比例积分形式的成本函数，以提MPC的鲁棒性，从而消除参数失配下的稳态误差。
为了实现具有积分作用的MPC，成本函数应根据未来的跟踪误差进行更新。以这种方式，更新的Sb(包括先前的跟踪误差以及未来的跟踪误差)被包括在成本函数中。
8.根据权利要求5所述的基于双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法，其特征在于，占空比和/>通过最小化成本函数获得。因为Jk是/>和/>的函数，所以通过使Jk相对于/>和/>的偏导数等于零来最小化。
9.基于三电平双向DC-DCFC变换器的改进成本函数模型预测控制方法的装置，其特征在于，包括三电平双向DC-DCFC变换器和控制电路，所述三电平双向DC-DCFC变换器包括电池电压Vb、飞跨电容电压Vfc1、dc总线电压Vdc，4个开关管和/>飞跨电容Cfc1、电感L、和负载R，所述控制电路包括采样/保持电路、控制模块。
所述的4个开关管和/>以互补方式运行，以确保Cfc1和Cdc的短路自由路径。
所述采样/保持电路用于实时检测电池电压Vb、飞跨电容电压Vfc1、dc总线电压Vdc和电池电流ib，并将采样值传输至控制模块，控制模块通过计算，最终通过控制三电平双向DC-DCFC变换器的各个电源开关，从而实现调节dc总线电压vdc、飞跨电容电压vfc1到参考值。
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Legal Events
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|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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