CN116418636A - 一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法和系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提出一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法和系统。方法包括：计算CRS信号的最小均方误差信道估计的自相关累加值和互相关累加值；根据互相关累加值，估计残留频偏；根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；根据残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；根据估计信噪比和信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；根据调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。本发明具有根据LTE一个子帧内的参考信号就可以计算出残留频偏和多普勒扩展，具有很强的实时性。

Description

一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法和系统
技术领域
本发明属于无线通信领域，尤其涉及一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法和系统。
背景技术
无线通信系统中，由于发射机与接收机之间的相对运动，会出现多普勒效应，接收信号会产生多普勒频移。并且，电磁波在传播过程中由于各种物体的存在，发送信号往往会发生反射、折射和散射等，因此发射信号会经过多个路径到达接收机，即多径传播。此时接收机接收到的信号是从多个路径收到的信号的矢量和，而不同路径信号的入射角不同，产生的多普勒频移也不同。当多径数目较多时，这些不同径的多普勒频移就成为占有一定宽度的多普勒扩展，造成接收信号频谱的展宽。
根据经典Jakes模型，多普勒功率谱对应的时域信道响应的自相关函数为第一类零阶贝塞尔函数，即：
Figure SMS_1
；
其中f d即为上面所述多普勒扩展。
第四代移动通信系统LTE（Long Term Evolution，长期演进）是由3GPP（The 3rdGeneration Partnership Project，第三代合作伙伴计划）组织制定的UMTS（UniversalMobile Telecommunications System，通用移动通信系统）技术标准的长期演进，物理层以OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）技术为基础。
在LTE系统中，多普勒扩展对于信道估计以及UE（User Equipment，用户设备）的速度估计等至关重要，如果不对多普勒扩展进行估计或者估计不准确，会大大降低接收机性能。
已有的多普勒扩展估计方案中，主要是基于不同时域位置参考信号上信道响应的相关性，结合第一类零阶贝塞尔函数曲线，计算得到多普勒扩展估计值或者近似到离散的档位等。
不过上述方案忽略了系统中一个重要问题：残留频偏带来的影响。很多时候，通过AFC（Automatic Frequency Control，自动频率控制）环路跟踪可以尽量消除大频偏影响，不过还有非常多情况是无法消除或者来不及及时消除频偏影响的。比如，UE在DRX（Discontinuous Reception，非连续接收）刚进入激活态时，由于前面长时间休眠，AFC无法及时跟踪晶振或者移动速度变化等带来的频偏变化，会导致接收信号存在残留频偏；或者当UE同时接收两个站点的信号，AFC跟踪在一个站点的频偏上时另一个站点的信号就可能存在频偏；此外还有AFC跟踪不及时等许多情况会带来类似现象。
对于带有残留频偏的信号进行多普勒扩展估计，很可能导致估计值偏大很多，进而严重影响信道估计性能。如果通过AFC收敛频偏后再进行多普勒扩展估计，会耗费很长时间，对于UE的解调性能和功耗等都是非常大的伤害。
另一方面，多普勒扩展估计过程中会利用信道估计结果，但实际应用时信道估计结果中往往存在残余噪声，残余噪声会影响多普勒扩展估计准确性，尤其在低信噪比时偏差更大，而这个残余噪声难以直接估计，现有技术对其关注也不够。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提出一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法的技术方案，以解决上述技术问题。
本发明第一方面公开了一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，所述方法包括：
步骤S1、对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计；
步骤S2、对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值；
步骤S3、根据所述互相关累加值，估计残留频偏；
步骤S4、根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；
步骤S5、如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；
步骤S6、应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；
步骤S7、根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；
步骤S8、根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
根据本发明第一方面的方法，在所述步骤S3中，所述根据所述互相关累加值，估计残留频偏的方法包括：
Figure SMS_2
；
其中，ΔF表示残留频偏，angle(•)表示计算复数的相位角，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_3
和导频符号/>
Figure SMS_4
之间的时间间隔。
根据本发明第一方面的方法，在所述步骤S4中，所述根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿的方法包括：
设定SNR，即信噪比门限{SNRTh(0),SNRTh(1),…,SNRTh(N)}和相对应的频偏门限{FreqTh(0),FreqTh(1),…,FreqTh(N)} ，且需满足如下关系：
Figure SMS_5
；
如果SNR满足SNR est≥SNRTh(0)，当|ΔF|≤FreqTh(0)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(n i-1)并且SNR est≥SNRTh(n i)，当|ΔF|≤FreqTh(n i)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(N)，则互相关累加值不需要进行频偏补偿；
其中，ΔF表示残留频偏，SNR est表示估计信噪比。
根据本发明第一方面的方法，在所述步骤S5中，所述如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿的方法包括：
Figure SMS_6
；
其中，R i,j comp表示频偏补偿后的互相关累加值，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_7
和导频符号/>
Figure SMS_8
之间的时间间隔，ΔF comp表示补偿频偏，
ΔF comp=ΔF。
根据本发明第一方面的方法，在所述步骤S5中，如果包含历史结果，则ΔF comp为多次估计的ΔF的平均值或者滤波值。
根据本发明第一方面的方法，在所述步骤S7中，所述根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子包括：
Figure SMS_9
；
其中，ß factor表示调整因子，SNR est表示估计信噪比，SNR gain表示最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升。
根据本发明第一方面的方法，在所述步骤S8中，所述根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值的方法包括：
Figure SMS_10
；
其中，ß factor表示调整因子，Re{•}为取复数的实部操作，R Norm表示过程计算值，
Figure SMS_11
表示第一类零阶贝塞尔函数，/>
Figure SMS_12
表示最终得到的多普勒扩展估计值。
本发明第二方面公开了一种无线通信的增强的多普勒扩展估计系统，所述系统包括：
第一处理模块，被配置为，对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计；
第二处理模块，被配置为，对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值；
第三处理模块，被配置为，根据所述互相关累加值，估计残留频偏；
第四处理模块，被配置为，根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；
第五处理模块，被配置为，如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；
第六处理模块，被配置为，应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；
第七处理模块，被配置为，根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；
第八处理模块，被配置为，根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
根据本发明第二方面的系统，所述第三处理模块，被配置为，所述根据所述互相关累加值，估计残留频偏包括：
Figure SMS_13
；
其中，ΔF表示残留频偏，angle(•)表示计算复数的相位角，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_14
和导频符号/>
Figure SMS_15
之间的时间间隔。
根据本发明第二方面的系统，所述第四处理模块，被配置为，所述根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿包括：
设定SNR，即信噪比门限{SNRTh(0),SNRTh(1),…,SNRTh(N)}和相对应的频偏门限{FreqTh(0),FreqTh(1),…,FreqTh(N)} ，且需满足如下关系：
Figure SMS_16
；
如果SNR满足SNR est≥SNRTh(0)，当|ΔF|≤FreqTh(0)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(n i-1)并且SNR est≥SNRTh(n i)，当|ΔF|≤FreqTh(n i)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(N)，则互相关累加值不需要进行频偏补偿；
其中，ΔF表示残留频偏，SNR est表示估计信噪比。
根据本发明第二方面的系统，所述第五处理模块，被配置为，所述如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿包括：
Figure SMS_17
；
其中，R i,j comp表示频偏补偿后的互相关累加值，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_18
和导频符号/>
Figure SMS_19
之间的时间间隔，ΔF comp表示补偿频偏，
ΔF comp=ΔF。
根据本发明第二方面的系统，所述第五处理模块，被配置为，如果包含历史结果，则ΔF comp为多次估计的ΔF的平均值或者滤波值。
根据本发明第二方面的系统，所述第七处理模块，被配置为，所述根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子包括：
Figure SMS_20
；
其中，ß factor表示调整因子，SNR est表示估计信噪比，SNR gain表示最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升。
根据本发明第二方面的系统，所述第八处理模块，被配置为，所述根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值包括：
Figure SMS_21
；
其中，ß factor表示调整因子，Re{•}为取复数的实部操作，R Norm表示过程计算值，
Figure SMS_22
表示第一类零阶贝塞尔函数，/>
Figure SMS_23
表示最终得到的多普勒扩展估计值。
本发明第三方面公开了一种电子设备。电子设备包括存储器和处理器，存储器存储有计算机程序，处理器执行计算机程序时，实现本公开第一方面中任一项的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法中的步骤。
本发明第四方面公开了一种计算机可读存储介质。计算机可读存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时，实现本公开第一方面中任一项的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法中的步骤。
本发明提出的方案，对残留频偏进行了估计并且根据需要进行了补偿，因此在后面多普勒扩展估计过程中消除了残留频偏的影响；引入的自适应控制提升方案灵活和鲁棒性；引入调整因子提升了多普勒扩展估计的准确性；最后从整体看，根据LTE一个子帧内的参考信号就可以计算出残留频偏和多普勒扩展，具有很强的实时性。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为根据本发明实施例的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法的流程图；
图2为根据本发明实施例的LTE网络的CRS示意图；
图3为根据本发明实施例的MMSE滤波后的CRS示意图；
图4为根据本发明实施例的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计系统的结构图；
图5为根据本发明实施例的一种电子设备的结构图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例只是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明第一方面公开了一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法。图1为根据本发明实施例的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法的流程图，如图1所示，所述方法包括：
步骤S1、对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计；
步骤S2、对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值；
步骤S3、根据所述互相关累加值，估计残留频偏；
步骤S4、根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；
步骤S5、如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；
步骤S6、应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；
步骤S7、根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；
步骤S8、根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
在步骤S1，对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计。
具体地，如图2所示，LTE网络的CRS（Cell-specific Reference Signal，小区专用参考信号）常用于时频偏和多普勒估计等。例如单端口的CRS的RE（Resource Element，资源元素）位置分布如下图所示，对于NCP（Normal Cyclic Prefix，常规循环前缀）分布在一个子帧14个符号的0，4，7，11符号上，频域上间隔6个子载波，并且符号0、4和符号7、11的CRS位置频域上相差3个子载波。
需要说明的是，在一些实施例中以NCP单端口为例，对于其他2端口、4端口以及ECP（Extended Cyclic Prefix，扩展循环前缀）同样适用。
对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计，即如图3所示，在最小均方误差MMSE滤波过程中将CRS信号进行频域对齐，得到间隔为3的最小均方误差信道估计信号。
在步骤S2，对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值。
具体地，对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值。注意参与计算互相关的导频符号和参与计算自相关的导频符号以及相应的RE需要对应。
对导频符号
Figure SMS_24
的最小均方误差信道估计进行自相关运算并累加，结果记为R i,i：
Figure SMS_25
；
K表示参与计算的最小均方误差信道估的RE数目。
Figure SMS_26
；
对导频符号
Figure SMS_27
和导频符号/>
Figure SMS_28
的最小均方误差信道估计进行互相关运算并累加，结果记为R i,j：
如果接收机存在多个接收天线（Rx），则不同接收天线可以分别计算得到不同的R i,i和R i,j，再进行接收天线之间合并，合并方式包括但不限于最大比合并，等增益合并等。
在步骤S3，根据所述互相关累加值，估计残留频偏。
在一些实施例中，在所述步骤S3中，所述根据所述互相关累加值，估计残留频偏的方法包括：
Figure SMS_29
；
其中，ΔF表示残留频偏，angle(•)表示计算复数的相位角，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_30
和导频符号/>
Figure SMS_31
之间的时间间隔。ΔT i,j相同时，相应的R i,j可以平均后计算得到一个ΔF；反之ΔT i,j不同时R i,j不能合并，可以分别计算出各自ΔF后取均值。
在步骤S4，根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿。
在一些实施例中，在所述步骤S4中，所述根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿的方法包括：
设定SNR，即信噪比门限{SNRTh(0),SNRTh(1),…,SNRTh(N)}和相对应的频偏门限{FreqTh(0),FreqTh(1),…,FreqTh(N)} ，且需满足如下关系：
Figure SMS_32
；
如果SNR满足SNR est≥SNRTh(0)，当|ΔF|≤FreqTh(0)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(n i-1)并且SNR est≥SNRTh(n i)，当|ΔF|≤FreqTh(n i)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(N)，则互相关累加值不需要进行频偏补偿；
其中，ΔF表示残留频偏，SNR est表示估计信噪比。
具体地，得到残留频偏ΔF后，可以直接对互相关结果R i,j进行补偿后估计多普勒扩展，不过考虑到实际情况的复杂性以及对功耗的影响，本专利提出了自适应控制策略，提升方案的灵活性和鲁棒性。
具体说来，主要考虑两个方面：
如果估计得到的残留频偏ΔF非常小，对多普勒扩展估计结果影响很小，此时从实际系统功耗的角度不需要对残留频偏再进行补偿；
如果当前的信噪比（SNR）非常低，则频偏估计的误差比较大，此时如果根据估计结果进行补偿可能反而会出现错误结果，因此需要根据估计的SNR进行判定。SNR估计一般来源于噪声估计或者信噪比估计模块，本发明不涉及SNR估计方法，不多描述。
设定SNR，即信噪比门限{SNRTh(0),SNRTh(1),…,SNRTh(N)}和相对应的频偏门限{FreqTh(0),FreqTh(1),…,FreqTh(N)} ，且需满足如下关系：
Figure SMS_33
；
如果SNR满足SNR est≥SNRTh(0)，当|ΔF|≤FreqTh(0)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(n i-1)并且SNR est≥SNRTh(n i)，当|ΔF|≤FreqTh(n i)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(N)，则互相关累加值不需要进行频偏补偿；
其中，ΔF表示残留频偏，SNR est表示估计信噪比。
在步骤S5，如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿。
在一些实施例中，在所述步骤S5中，所述如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿的方法包括：
Figure SMS_34
；
其中，R i,j comp表示频偏补偿后的互相关累加值，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_35
和导频符号/>
Figure SMS_36
之间的时间间隔，ΔF comp表示补偿频偏，
ΔF comp=ΔF。
如果考虑到历史结果，ΔF comp为多次估计的ΔF的平均值或者滤波值。
在步骤S6，应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值。
具体地，
Figure SMS_37
；
其中，R Norm表示过程计算值。
在一些实施例中，如果步骤S4中判断无需频偏补偿而跳过步骤S5的话，有R i,j comp=R i,j。此处R i,j comp为复数，但R auto为实数，因此不需要复数除法。
在步骤S7，根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子。
在一些实施例中，在所述步骤S7中，所述根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子包括：
Figure SMS_38
；
其中，ß factor表示调整因子，SNR est表示估计信噪比，SNR gain表示最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升。
具体地，根据经典Jakes模型，多普勒功率谱对应的时域信道响应的自相关函数为第一类零阶贝塞尔函数，即：
Figure SMS_39
；
其中f d即为上面所述多普勒扩展。
因此理论上，信道响应时域互相关和自相关比值满足如下关系，可以用来估计多普勒扩展f d。
Figure SMS_40
；
不过实际应用中不能直接套用上式，主要原因是上式反映的是信道响应的相关性，不包含噪声，而实际的信道估计虽然经过用各种方法去抑制噪声，但仍然会存在残留的噪声，尤其在低信噪比时影响更严重。
结合前面计算结果进一步说明。R i,j comp是
Figure SMS_41
和/>
Figure SMS_42
两个符号之间的互相关，当参与计算的RE数目K比较大时，残留噪声影响比较小。但对于自相关结果R auto，可以写成
Figure SMS_43
；
R auto表示互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，R auto,h是信道响应部分的自相关，σ 2是残留噪声的自相关即残留噪声方差。
如果利用互相关和自相关比值估计多普勒扩展，ß factor需要计算调整因子 ，从而近似有：
Figure SMS_44
；
其中Re{•}为取复数的实部操作。
由上式可以计算得到，
Figure SMS_45
；
其中SNR est即为前面用到的信噪比估计模块估计得到的信噪比。而SNR gain为MMSE滤波等信道估计方法通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，取决于信道估计的滤波器设计等，对于采用的某种固定的信道估计方案，SNR gain也是可以近似得到的，本发明不再展开。
在步骤S8，根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
在一些实施例中，在所述步骤S8中，所述根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值的方法包括：
Figure SMS_46
；
其中，ß factor表示调整因子，Re{•}为取复数的实部操作，R Norm表示过程计算值，
Figure SMS_47
表示第一类零阶贝塞尔函数，/>
Figure SMS_48
表示最终得到的多普勒扩展估计值，计算过程可以采用对第一类零阶贝塞尔函数求逆，或者近似到离散档位查表等方法。
综上，实际应用中，进行多普勒扩展估计时，往往信号存在残留频偏。对于带有残留频偏的信号进行多普勒扩展估计，很可能导致估计值偏大很多，进而严重影响信道估计性能。如果通过AFC收敛频偏后再进行多普勒扩展估计，会耗费很长时间，对于UE的解调性能和功耗等都是非常大的伤害。
针对残留频偏对多普勒扩展估计的影响问题，本专利采用先估计残留频偏，再依据条件对残留频偏进行补偿，最后进行多普勒扩展估计的方案，消除残留频偏对多普勒估计的影响。
考虑到实际情况的复杂性以及对功耗的影响，在进行残留频偏补偿时，本专利提出了自适应控制策略，根据残留频偏估计值和信噪比估计值自适应选择是否进行频偏补偿，以及允许对待补偿频偏做一定修正，节省功耗并进一步提升了方案的灵活性和鲁棒性。
针对多普勒扩展估计用到的信道估计值存在残余噪声影响估计结果的问题，本专利引入了调整因子并给出了定量计算方法，可以较精确地消除残余噪声的影响，提升多普勒扩展估计的精度。
此外，本发明利用LTE一个子帧内的参考信号（最少只需要两个符号）即可完成精确的多普勒扩展估计，同时计算出的残留频偏可用于后续AFC调整等，实时性强，可以有效提升解调性能与节省功耗。
本发明第二方面公开了一种无线通信的增强的多普勒扩展估计系统。图4为根据本发明实施例的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计系统的结构图；如图4所示，所述系统100包括：
第一处理模块101，被配置为，对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计；
第二处理模块102，被配置为，对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值；
第三处理模块103，被配置为，根据所述互相关累加值，估计残留频偏；
第四处理模块104，被配置为，根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；
第五处理模块105，被配置为，如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；
第六处理模块106，被配置为，应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；
第七处理模块107，被配置为，根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；
第八处理模块108，被配置为，根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
根据本发明第二方面的系统，所述第三处理模块103，被配置为，所述根据所述互相关累加值，估计残留频偏包括：
Figure SMS_49
；
其中，ΔF表示残留频偏，angle(•)表示计算复数的相位角，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_50
和导频符号/>
Figure SMS_51
之间的时间间隔。
根据本发明第二方面的系统，所述第四处理模块，被配置为，所述根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿包括：
设定SNR，即信噪比门限{SNRTh(0),SNRTh(1),…,SNRTh(N)}和相对应的频偏门限{FreqTh(0),FreqTh(1),…,FreqTh(N)} ，且需满足如下关系：
Figure SMS_52
；
如果SNR满足SNR est≥SNRTh(0)，当|ΔF|≤FreqTh(0)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(n i-1)并且SNR est≥SNRTh(n i)，当|ΔF|≤FreqTh(n i)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(N)，则互相关累加值不需要进行频偏补偿；
其中，ΔF表示残留频偏，SNR est表示估计信噪比。
根据本发明第二方面的系统，所述第五处理模块105，被配置为，所述如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿包括：
Figure SMS_53
；
其中，R i,j comp表示频偏补偿后的互相关累加值，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure SMS_54
和导频符号/>
Figure SMS_55
之间的时间间隔，ΔF comp表示补偿频偏，
ΔF comp=ΔF。
根据本发明第二方面的系统，所述第五处理模块105，被配置为，如果包含历史结果，则ΔF comp为多次估计的ΔF的平均值或者滤波值。
根据本发明第二方面的系统，所述第七处理模块，被配置为，所述根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子包括：
Figure SMS_56
；
其中，ß factor表示调整因子，SNR est表示估计信噪比，SNR gain表示最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升。
根据本发明第二方面的系统，所述第八处理模块108，被配置为，所述根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值包括：
Figure SMS_57
；
其中，ß factor表示调整因子，Re{•}为取复数的实部操作，R Norm表示过程计算值，
Figure SMS_58
表示第一类零阶贝塞尔函数，/>
Figure SMS_59
表示最终得到的多普勒扩展估计值。
本发明第三方面公开了一种电子设备。电子设备包括存储器和处理器，存储器存储有计算机程序，处理器执行计算机程序时，实现本发明公开第一方面中任一项的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法中的步骤。
图5为根据本发明实施例的一种电子设备的结构图，如图5所示，电子设备包括通过系统总线连接的处理器、存储器、通信接口、显示屏和输入装置。其中，该电子设备的处理器用于提供计算和控制能力。该电子设备的存储器包括非易失性存储介质、内存储器。该非易失性存储介质存储有操作系统和计算机程序。该内存储器为非易失性存储介质中的操作系统和计算机程序的运行提供环境。该电子设备的通信接口用于与外部的终端进行有线或无线方式的通信，无线方式可通过WIFI、运营商网络、近场通信（NFC）或其他技术实现。该电子设备的显示屏可以是液晶显示屏或者电子墨水显示屏，该电子设备的输入装置可以是显示屏上覆盖的触摸层，也可以是电子设备外壳上设置的按键、轨迹球或触控板，还可以是外接的键盘、触控板或鼠标等。
本领域技术人员可以理解，图5中示出的结构，仅仅是与本公开的技术方案相关的部分的结构图，并不构成对本申请方案所应用于其上的电子设备的限定，具体的电子设备可以包括比图中所示更多或更少的部件，或者组合某些部件，或者具有不同的部件布置。
本发明第四方面公开了一种计算机可读存储介质。计算机可读存储介质上存储有计算机程序，计算机程序被处理器执行时，实现本发明公开第一方面中任一项的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法中的步骤中的步骤。
请注意，以上实施例的各技术特征可以进行任意的组合，为使描述简洁，未对上述实施例中的各个技术特征所有可能的组合都进行描述，然而，只要这些技术特征的组合不存在矛盾，都应当认为是本说明书记载的范围。以上实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (10)

1.一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，所述方法包括：
步骤S1、对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计；
步骤S2、对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值；
步骤S3、根据所述互相关累加值，估计残留频偏；
步骤S4、根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；
步骤S5、如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；
步骤S6、应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；
步骤S7、根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；
步骤S8、根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
2.根据权利要求1所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，在所述步骤S3中，所述根据所述互相关累加值，估计残留频偏的方法包括：
Figure QLYQS_1
；
其中，ΔF表示残留频偏，angle(•)表示计算复数的相位角，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure QLYQS_2
和导频符号/>
Figure QLYQS_3
之间的时间间隔。
3.根据权利要求1所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，在所述步骤S4中，所述根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿的方法包括：
设定SNR，即信噪比门限{SNRTh(0), SNRTh(1),…, SNRTh(N)}和相对应的频偏门限{FreqTh(0), FreqTh(1),…, FreqTh(N)} ，且需满足如下关系：
Figure QLYQS_4
；
如果SNR满足SNR est≥ SNRTh(0)，当|ΔF |≤FreqTh(0)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(n i-1)并且SNR est≥ SNRTh(n i)，当|ΔF |≤FreqTh(n i)时，互相关累加值不需要进行频偏补偿，反之互相关累加值需要进行频偏补偿；
如果SNR满足SNR est<SNRTh(N)，则互相关累加值不需要进行频偏补偿；
其中，ΔF表示残留频偏，SNR est表示估计信噪比。
4.根据权利要求2所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，在所述步骤S5中，所述如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿的方法包括：
Figure QLYQS_5
；
其中，R i,j comp表示频偏补偿后的互相关累加值，R i,j表示互相关累加值，ΔT i,j表示导频符号
Figure QLYQS_6
和导频符号/>
Figure QLYQS_7
之间的时间间隔，ΔF comp表示补偿频偏，
ΔF comp=ΔF。
5.根据权利要求4所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，在所述步骤S5中，如果包含历史结果，则ΔF comp为多次估计的ΔF的平均值或者滤波值。
6.根据权利要求1所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，在所述步骤S7中，所述根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子包括：
Figure QLYQS_8
；
其中，ß factor表示调整因子，SNR est表示估计信噪比，SNR gain表示最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升。
7.根据权利要求4所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法，其特征在于，在所述步骤S8中，所述根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值的方法包括：
Figure QLYQS_9
其中，ß factor表示调整因子，Re{•}为取复数的实部操作，R Norm表示过程计算值，
Figure QLYQS_10
表示第一类零阶贝塞尔函数，/>
Figure QLYQS_11
表示最终得到的多普勒扩展估计值。
8.一种用于无线通信的增强的多普勒扩展估计系统，其特征在于，所述系统包括：
第一处理模块，被配置为，对CRS信号进行最小二乘信道估计，得到信号估计值；对所述信号估计值进行频域滤波，得到最小均方误差信道估计；
第二处理模块，被配置为，对不同的导频符号，分别计算最小均方误差信道估计的自相关累加值和不同导频符号之间的互相关累加值；
第三处理模块，被配置为，根据所述互相关累加值，估计残留频偏；
第四处理模块，被配置为，根据估计信噪比和残留频偏，判断互相关累加值是否需要进行频偏补偿；
第五处理模块，被配置为，如果需要频偏补偿，根据所述残留频偏，对互相关累加值进行频偏补偿；
第六处理模块，被配置为，应用频偏补偿后的互相关累加值除以互相关的两个对应导频符号的自相关累加值的均值，得到过程计算值；
第七处理模块，被配置为，根据估计信噪比和最小二乘信道估计滤波通过对噪声的抑制获得的信噪比增益提升，计算调整因子；
第八处理模块，被配置为，根据所述调整因子和所述过程计算值，计算得到最终的多普勒扩展估计值。
9.一种电子设备，其特征在于，所述电子设备包括存储器和处理器，所述存储器存储有计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时，实现权利要求1至7中任一项所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法中的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时，实现权利要求1至7中任一项所述的一种无线通信的增强的多普勒扩展估计方法中的步骤。
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