CN116359949A - 一种基于扩频码盲估计的gps的m码信号再生方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，利用GPS卫星同时播发C/A码和M码信号的特点，通过跟踪C/A信号对M码的码片进行盲估计，然后根据恢复出的码片直接生成需要的欺骗信号，虽然受接收信号载噪比的限制，盲估计得到的扩频码具有较高的误码率，但是通过增大发射功率，可以使目标接收到的欺骗信号仍然有较高的等效载噪比。本发明能够将GPS的M码欺骗系统所要求的阵列天线阵元数降低为原来的1/6，大幅降低系统的体积和功耗，使得系统的便携化成为可能。

Description

一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法
技术领域
本发明涉及卫星导航技术领域，更具体地说，特别涉及一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法。
背景技术
随着卫星导航在军事装备中的广泛应用，导航战已成为军事对抗的重要组成部分。为了使敌方导航接收机失效或异常，通常会使用压制干扰或灵巧干扰等对抗策略。
压制干扰策略是直接播发大功率干扰信号，使卫星信号完全被强功率干扰所压制，从而导致敌方接收机无法正常接收。该策略简单、可靠、有效，但是目前军用导航接收机普遍采用阵列抗干扰技术，具有很强的抗干扰能力。为了使敌方接收机失效，需要使用大功率的干扰源。较高的发射功率不仅会导致干扰源体积庞大降低其机动性，还容易暴露自身位置，极大限制了压制干扰源在强对抗条件下的生存能力。灵巧干扰策略是播发与真实卫星信号具有相同伪码和电文的虚假导航信号，使敌方接收机跟踪在虚假信号上，从而输出错误的位置信息。在灵巧干扰策略中，如果仅是为了干扰敌方接收机工作，那么播发多颗卫星的虚假信号即可使敌方接收机难以剔除虚假卫星信号。如果要达到诱骗接收机的目的，则需要根据敌方接收机的位置实时调整虚假信号的轨迹。由于灵巧干扰策略不需要播发大功率信号，因此相比压制干扰策略具有更强的战场生存能力。
实施灵巧干扰的关键在于如何产生虚假的导航信号。对于民用信号而言，由于信号格式是完全公开的，因此可以按照需要产生任意时延的虚假信号。但是军用信号使用非公开的无周期长码，这就导致目前几乎所有的欺骗系统均是仅对民用接收机有效。在无法直接生成军码的情况下，只能通过采用转发真实卫星信号的方式产生虚假信号。为了使敌方接收机能够跟踪在虚假信号上，虚假信号要有比真实信号更高的载噪比。
传统GPS的M码信号转发再生方法是使用数字多波束阵列天线对可视卫星进行高增益数字处理，并根据欺骗轨迹调整数字信号的时延和多普勒频率，最后将各卫星信号经数字合路后转成模拟信号，具体的实现框图如图1所示。
由于数字多波束处理后的各卫星信号中仍然含有噪声，因此在多通道合路的过程中会进一步放大噪声，这就导致为了使再生信号相比真实信号具有更高的载噪比，阵列天线必须要求较高的走呢怪异。
假设转发的卫星数量
Figure SMS_1
为12，并且要求再生信号的载噪比比真实信号载噪比高5dB，则阵列天线的处理增益/>
Figure SMS_2
必须不小于19dB。接收增益取决于数字多波束阵列天线的阵元数，直接决定了灵巧干扰系统的成本和体积。如果按照0.6的效率来计算，阵列天线要实现19dB的增益需要约132阵元。如此多的阵元数导致整个干扰系统具有很高的成本，并且难以实现较高的机动性能，极大限制了其在战场中的应用。
综上所述，为了实现GPS的M码信号欺骗干扰系统的便携化，必须要能够在接收天线增益较低的情况下，实现卫星信号的高增益再生转发。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，以克服现有技术所存在的缺陷。
为了达到上述目的，本发明采用的技术方案如下：
一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，包括以下步骤：
S1、对所有可视的GPS卫星信号进行高增益接收；
S2、对高增益接收后的GPS卫星信号进行数字多波束处理，得到GPS卫星i的L1频点的基带复信号
Figure SMS_3
；
S3、对L1频点基带复信号
Figure SMS_4
中的C/A码信号/>
Figure SMS_5
进行接收处理，得到C/A码信号的电文/>
Figure SMS_6
、伪码时延/>
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、多普勒频率/>
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和载波初相/>
Figure SMS_9
的估计值；
S4、在C/A码信号分量的载波同步后，对L1频点基带复信号
Figure SMS_10
进行相位旋转，得到正交支路/>
Figure SMS_11
；
S5、采用C/A码信号跟踪得到的伪码时延估计参数
Figure SMS_12
消除基带复信号正交支路
Figure SMS_13
中的副载波，得到去除副载波后的正交支路/>
Figure SMS_14
；
S6、根据C/A码相位，使用去除副载波后的正交支路
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对M码调制电文后的扩频码/>
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进行盲估计，得到扩频码估计值/>
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；
S7、根据外部设置卫星信号的功率
Figure SMS_18
、/>
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，步骤S3中的伪码时延/>
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和多普勒频率/>
Figure SMS_21
，以及步骤S6中的扩频码估计值/>
Figure SMS_22
生成卫星i无噪声的L1频点的基带信号/>
Figure SMS_23
；
S8、重复步骤S1-S7得到其他卫星的基带信号；
S9、将N颗卫星的基带信号进行数字合路；
S10、将合路后的数字信号调制射频，并经过发射天线播发出去。
进一步地，所述步骤S2中基带信号
Figure SMS_24
的表达式为：
Figure SMS_25
；
式中，
Figure SMS_29
表示L1频点中的C/A码信号，/>
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表示L1频点中的M码信号，/>
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和
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分别表示C/A码和M码的扩频码序列，
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表示M码BOC(10,5)调制的副载波，/>
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表示基带复信号中的噪声，/>
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为虚数单位。
进一步地，所述步骤S4中正交支路
Figure SMS_40
的表达式为：
Figure SMS_41
；
式中，
Figure SMS_42
表示M码信号调制了电文符号的扩频码。
进一步地，所述步骤S5中的正交支路
Figure SMS_43
的表达式为：
Figure SMS_44
；
式中，
Figure SMS_45
表示调制了副载波后的噪声分量。
进一步地，所述步骤S6中扩频码估计值
Figure SMS_46
的表达式为：
Figure SMS_47
；
式中，
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表示取符号函数，/>
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个码片积分的起始和结束时间，其表达式分别为：
Figure SMS_52
；
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；
式中，
Figure SMS_54
表示GPS L1M码的码率。
进一步地，所述步骤S7中卫星i无噪声的L1频点的基带信号
Figure SMS_55
的表达式为：
Figure SMS_56
。
进一步地，所述步骤S9中将N颗卫星的基带信号进行数字合路的表达式为：
Figure SMS_57
。
与现有技术相比，本发明的优点在于：本发明能够将GPS的M码欺骗系统所要求的阵列天线阵元数降低为原来的1/6，大幅降低系统的体积和功耗，使得系统的便携化成为可能。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1是传统GPS的M码信号转发再生方法的原理图。
图2是本发明基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法的原理图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的优选实施例进行详细阐述，以使本发明的优点和特征能更易于被本领域技术人员理解，从而对本发明的保护范围做出更为清楚明确的界定。
参阅图2所示，本实施例公开了一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，利用GPS卫星同时播发C/A码和M码信号的特点，通过跟踪C/A信号对M码的码片进行盲估计，然后根据恢复出的码片直接生成需要的欺骗信号，虽然受接收信号载噪比的限制，盲估计得到的扩频码具有较高的误码率，但是通过增大发射功率，可以使目标接收到的欺骗信号仍然有较高的等效载噪比。具体实现包括以下步骤：
步骤S1、使用阵列天线接收卫星信号，采用传统方法对所有可视的GPS卫星信号进行高增益接收。
步骤S2、对高增益接收后的GPS卫星信号进行数字多波束处理，得到GPS卫星i的L1频点的基带信号
Figure SMS_58
，其表达式为：
Figure SMS_59
；
式中，
Figure SMS_61
表示L1频点中的C/A码信号，/>
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表示L1频点中的M码信号，/>
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和
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和/>
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表示M码BOC(10,5)调制的副载波，/>
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为虚数单位。
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、伪码时延/>
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、多普勒频率/>
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的估计值。
步骤S4、在C/A码信号分量的载波同步后，对L1频点基带复信号
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进行相位旋转，得到正交支路/>
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，正交支路的表达式为：
Figure SMS_82
；
式中，
Figure SMS_83
表示M码信号调制了电文符号的扩频码。
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Figure SMS_84
消除基带复信号正交支路/>
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中的副载波，得到去除副载波后的正交支路/>
Figure SMS_86
，其表达式为：
Figure SMS_87
；
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表示调制了副载波后的噪声分量。
步骤S6、根据C/A码相位，使用去除副载波后的正交支路
Figure SMS_89
对M码调制电文后的扩频码/>
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个码片积分的起始和结束时间，其表达式分别为：
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；
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；
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表示GPS L1M码的码率，其值为/>
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。
步骤S7、为了能够欺骗目标，根据外部设置卫星信号的功率
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、/>
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，以及步骤S6中的扩频码估计值/>
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Figure SMS_107
，其表达式为：
Figure SMS_108
。
步骤S8、重复步骤S1-S7得到其他卫星的基带信号。
步骤S9、将N颗卫星的基带信号进行数字合路，具体为：
Figure SMS_109
。
步骤S10、按照传统方法将合路后的数字信号调制射频，并经过发射天线播发出去。
本发明能够将GPS的M码欺骗系统所要求的阵列天线阵元数降低为原来的1/6，大幅降低系统的体积和功耗，使得系统的便携化成为可能。
虽然结合附图描述了本发明的实施方式，但是专利所有者可以在所附权利要求的范围之内做出各种变形或修改，只要不超过本发明的权利要求所描述的保护范围，都应当在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、对所有可视的GPS卫星信号进行高增益接收；
S2、对高增益接收后的GPS卫星信号进行数字多波束处理，得到GPS卫星i的L1频点的基带复信号
Figure QLYQS_1
；
S3、对L1频点基带复信号
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中的C/A码信号/>
Figure QLYQS_3
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进行相位旋转，得到正交支路/>
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消除基带复信号正交支路/>
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中的副载波，得到去除副载波后的正交支路/>
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S6、根据C/A码相位，使用去除副载波后的正交支路
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对M码调制电文后的扩频码
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进行盲估计，得到扩频码估计值/>
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S7、根据外部设置卫星信号的功率
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，以及步骤S6中的扩频码估计值/>
Figure QLYQS_20
生成卫星i无噪声的L1频点的基带信号/>
Figure QLYQS_21
；
S8、重复步骤S1-S7得到其他卫星的基带信号；
S9、将N颗卫星的基带信号进行数字合路；
S10、将合路后的数字信号调制射频，并经过发射天线播发出去。
2.根据权利要求1所述的基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，所述步骤S2中基带信号
Figure QLYQS_22
的表达式为：
Figure QLYQS_23
；
式中，
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表示L1频点中的C/A码信号，/>
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表示多普勒频率，/>
Figure QLYQS_27
表示载波初相，/>
Figure QLYQS_30
表示基带复信号中的噪声，/>
Figure QLYQS_37
为虚数单位。
3.根据权利要求1所述的基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，所述步骤S4中正交支路
Figure QLYQS_38
的表达式为：
Figure QLYQS_39
；
式中，
Figure QLYQS_40
表示M码信号调制了电文符号的扩频码。
4.根据权利要求1所述的基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，所述步骤S5中的正交支路
Figure QLYQS_41
的表达式为：
Figure QLYQS_42
；
式中，
Figure QLYQS_43
表示调制了副载波后的噪声分量。
5.根据权利要求1所述的基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，所述步骤S6中扩频码估计值
Figure QLYQS_44
的表达式为：
Figure QLYQS_45
；
式中，
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表示取符号函数，/>
Figure QLYQS_47
和/>
Figure QLYQS_48
分别表示第/>
Figure QLYQS_49
个码片积分的起始和结束时间，其表达式分别为：
Figure QLYQS_50
Figure QLYQS_51
；
式中，
Figure QLYQS_52
表示GPS L1M码的码率。
6.根据权利要求1所述的基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，所述步骤S7中卫星i无噪声的L1频点的基带信号
Figure QLYQS_53
的表达式为：
Figure QLYQS_54
。
7.根据权利要求1所述的基于扩频码盲估计的GPS的M码信号再生方法，其特征在于，所述步骤S9中将N颗卫星的基带信号进行数字合路的表达式为：
Figure QLYQS_55
。
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