CN116192568A - 信道估计方法、信道估计装置和计算机可读存储介质 - Google Patents

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CN116192568A CN202111422230.3A CN202111422230A CN116192568A CN 116192568 A CN116192568 A CN 116192568A CN 202111422230 A CN202111422230 A CN 202111422230A CN 116192568 A CN116192568 A CN 116192568A
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董方维
伍彦文
杨国刚
梁柏青
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Abstract

本公开提供了一种信道估计方法、信道估计装置和计算机可读存储介质。信道估计方法包括：对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；对频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数；利用时域滤波器对时域信道系数进行时域滤波处理；和对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。本公开可以抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。

Description

信道估计方法、信道估计装置和计算机可读存储介质
技术领域
本公开涉及通信技术领域，特别涉及一种信道估计方法、信道估计装置和计算机可读存储介质。
背景技术
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用技术)技术作为一种多载波传输方案，通过将宽带分割成多个正交的子信道，不同的符号在这些子信道上并行传输，从而能简化接收机复杂度，提升频谱效率，实现高速率的数据传输。同时，OFDM技术通过在时域符号上采取插入循环前缀(Cyclic Prefix，简称为CP)的方案，可以大大降低符号间干扰(Inter Symbol Interference，简称为ISI)和信道间干扰(InterChannel Interference，简称为ICI)。因此，OFDM技术作为通信物理层的核心技术，广泛应用于第四代移动通信系统LTE(Long Term Evolution，长期演进)、第五代移动通信系统NR(New Radio，新空口)、无线局域网(Wireless Local Area Network，简称为WLAN)等领域的无线基站及终端设备。
在相关技术的OFDM通信系统中，发送端首先将比特流映射成正交振幅调制(Quadrature Amplitude Modulation，简称为QAM)符号，再将QAM符号进行串/并转换为并行的符号流，进行快速傅立叶反变换(Inverse Fast Fourier Transform，简称为IFFT)成为时域信号，最后经无线信道发送出去。在接收端，无线信道的影响会导致信号失真，因此，基站或者终端接收机有必要对无线信道进行估计和补偿，以恢复发送端的比特流信息。
相关技术的信道估计方法有：最小二乘(Least Square，简称为LS)信道估计、最小均方误差(Minimum Mean Squared Error，简称为MMSE)信道估计、基于离散傅里叶变换(Discrete Fourier Transformation，简称为DFT)的信道估计以及基于门限判决的DFT信道估计方法。LS信道估计因实现复杂度低而得到广泛应用，但是噪声增强的现象往往导致性能较差。MMSE综合考虑噪声的影响，明显提升了信道估计的性能，但信道估计向量间的互相关矩阵计算复杂度非常高，导致实际应用受限。基于DFT的信道估计方法考虑抑制最大多径时延以外的噪声，提升了LS信道估计的性能，但未能有效抑制最大多径时延内的噪声影响。基于门限判决的DFT信道估计方法通过引入门限值来区分最大多径时延内的信道冲激响应与噪声，将小于门限的数据进行置零处理来改善性能，但低信噪比条件下性能较差，且门限值的选取不当会消除部分真实的信道冲激响应数据，从而造成信道估计的性能损失，普遍适用性较差。
发明内容
本公开解决的一个技术问题是：提供一种信道估计方法，以提高提升信道估计的性能。
根据本公开的一个方面，提供了一种信道估计方法，包括：对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；对所述频域信道增益系数的第一估计值进行离散傅里叶逆变换IDFT变换，以获得时域信道系数；利用时域滤波器对所述时域信道系数进行时域滤波处理；和对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行离散傅里叶变换DFT变换，以获得所述相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。
在一些实施例中，对所述频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换的步骤包括：对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure BDA0003376940010000021
进行IDFT变换，即：
Figure BDA0003376940010000022
其中，/>
Figure BDA0003376940010000023
为对频域接收数据进行最小二乘信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值，0≤k≤N-1且k为整数，N≥1且N为正整数，/>
Figure BDA0003376940010000024
为/>
Figure BDA0003376940010000025
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
在一些实施例中，利用时域滤波器对所述时域信道系数进行时域滤波处理的步骤包括：从N个时域信道系数中采集前NCP个时域信道系数和后NCP个时域信道系数，并将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声，其中，NCP为循环前缀采样点个数；以及在将所述其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声后，利用所述时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理。
在一些实施例中，利用所述时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理的步骤包括：计算所述处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure BDA0003376940010000031
为：
Figure BDA0003376940010000032
所述时域滤波器的参数w[l]为
Figure BDA0003376940010000033
其中，
Figure BDA0003376940010000034
为/>
Figure BDA0003376940010000035
的共轭计算式；以及
对所述时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA0003376940010000036
为/>
Figure BDA0003376940010000037
在一些实施例中，对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换的步骤包括：将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA0003376940010000038
进行DFT变换以得到频域信道增益系数的第二估计值/>
Figure BDA0003376940010000039
为：/>
Figure BDA00033769400100000310
在一些实施例中，所述信道估计方法还包括：对离散的频域信道增益系数的第二估计值进行插值处理以得到频域的全部信道估计值；以及对所述全部信道估计值进行信道均衡处理，并经过并串转换后进行解调和译码处理，以得到比特流。
根据本公开的另一个方面，提供了一种信道估计装置，包括：初始估计单元，用于对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；IDFT变换单元，用于对所述频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数；时域滤波处理单元，用于利用时域滤波器对所述时域信道系数进行时域滤波处理；和DFT变换单元，用于对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得所述相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。
在一些实施例中，所述IDFT变换单元用于对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure BDA0003376940010000041
进行IDFT变换，即：/>
Figure BDA0003376940010000042
其中，/>
Figure BDA0003376940010000043
为对频域接收数据进行最小二乘信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值，0≤k≤N-1且k为整数，N≥1且N为正整数，/>
Figure BDA0003376940010000044
为/>
Figure BDA0003376940010000045
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
在一些实施例中，所述时域滤波处理单元用于从N个时域信道系数中采集前NCP个时域信道系数和后NCP个时域信道系数，并将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声，其中，NCP为循环前缀采样点个数，以及在将所述其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声后，利用所述时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理。
在一些实施例中，所述时域滤波处理单元还用于计算所述处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure BDA0003376940010000046
为：/>
Figure BDA0003376940010000047
所述时域滤波器的参数w[l]为
Figure BDA0003376940010000048
其中，
Figure BDA0003376940010000049
为/>
Figure BDA00033769400100000410
的共轭计算式；以及
所述时域滤波处理单元还用于对所述时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA00033769400100000411
为/>
Figure BDA00033769400100000412
Figure BDA00033769400100000413
在一些实施例中，所述DFT变换单元用于将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA00033769400100000414
进行DFT变换以得到频域信道增益系数的第二估计值/>
Figure BDA00033769400100000415
为：
Figure BDA00033769400100000416
在一些实施例中，所述信道估计装置还包括：插值处理单元，用于对离散的频域信道增益系数的第二估计值进行插值处理以得到频域的全部信道估计值；以及比特流获取单元，用于对所述全部信道估计值进行信道均衡处理，并经过并串转换后进行解调和译码处理，以得到比特流。
根据本公开的另一个方面，提供了一种信道估计装置，包括：存储器；以及耦接至所述存储器的处理器，所述处理器被配置为基于存储在所述存储器的指令执行如前所述的方法。
根据本公开的另一个方面，提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序指令，该计算机程序指令被处理器执行时实现如前所述的方法。
在上述信道估计方法中，对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；对频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数；利用时域滤波器对时域信道系数进行时域滤波处理；和对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。该方法通过对最大多径时延内的时域信道系数进行时域滤波处理，可以抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。
通过以下参照附图对本公开的示例性实施例的详细描述，本公开的其它特征及其优点将会变得清楚。
附图说明
构成说明书的一部分的附图描述了本公开的实施例，并且连同说明书一起用于解释本公开的原理。
参照附图，根据下面的详细描述，可以更加清楚地理解本公开，其中：
图1是示出根据本公开一些实施例的信道估计方法的流程图；
图2是示出根据本公开一些实施例的OFDM通信系统的工作流程图；
图3是示出根据本公开另一些实施例的信道估计方法的流程图；
图4是示出根据本公开一些实施例的信道估计装置的结构框图；
图5是示出根据本公开另一些实施例的信道估计装置的结构框图；
图6是示出根据本公开另一些实施例的信道估计装置的结构框图；
图7是示出根据本公开另一些实施例的信道估计装置的结构框图。
具体实施方式
现在将参照附图来详细描述本公开的各种示例性实施例。应注意到：除非另外具体说明，否则在这些实施例中阐述的部件和步骤的相对布置、数字表达式和数值不限制本公开的范围。
同时，应当明白，为了便于描述，附图中所示出的各个部分的尺寸并不是按照实际的比例关系绘制的。
以下对至少一个示例性实施例的描述实际上仅仅是说明性的，决不作为对本公开及其应用或使用的任何限制。
对于相关领域普通技术人员已知的技术、方法和设备可能不作详细讨论，但在适当情况下，所述技术、方法和设备应当被视为说明书的一部分。
在这里示出和讨论的所有示例中，任何具体值应被解释为仅仅是示例性的，而不是作为限制。因此，示例性实施例的其它示例可以具有不同的值。
应注意到：相似的标号和字母在下面的附图中表示类似项，因此，一旦某一项在一个附图中被定义，则在随后的附图中不需要对其进行进一步讨论。
图1是示出根据本公开一些实施例的信道估计方法的流程图。如图1所示，该方法包括步骤S102至S108。
在步骤S102，对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值(也可以称为初始估计值)。这里，最小二乘信道估计是本领域技术人员已知的信道估计方法，这里不再详细描述。
在步骤S104，对频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT(Inverse DiscreteFourier Transform，离散傅里叶逆变换)变换，以获得时域信道系数。
在一些实施例中，该步骤S104可以包括：
对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure BDA0003376940010000071
进行IDFT变换，即：
Figure BDA0003376940010000072
其中，
Figure BDA0003376940010000073
为对频域接收数据进行最小二乘信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值，0≤k≤N-1且k为整数，N≥1且N为正整数，/>
Figure BDA0003376940010000074
为/>
Figure BDA0003376940010000075
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
在步骤S106，利用时域滤波器对时域信道系数进行时域滤波处理。
在一些实施例中，该步骤S106可以包括：从N个时域信道系数中采集前NCP个时域信道系数和后NCP个时域信道系数，并将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声，其中，NCP为循环前缀采样点个数；以及在将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声后，利用时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理。
这里，考虑到实际场景中非采样间隔信道条件的影响，一般地，最大多径时延小于循环前缀长度，因此，保留首、末两端长度各NCP个时域信道系数(即，首端开始的前NCP个时域信道系数和末端开始倒数的后NCP个时域信道系数作为有用信号)，其余处于中间段的时域信道系数即判定为噪声。
在一些实施例中，利用时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理的步骤包括：
计算处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure BDA00033769400100000814
为：
Figure BDA0003376940010000081
时域滤波器的参数w[l]为
Figure BDA0003376940010000082
其中，
Figure BDA0003376940010000083
为/>
Figure BDA0003376940010000084
的共轭计算式。
该利用时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理的步骤还包括：对时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA0003376940010000085
为
Figure BDA0003376940010000086
在上述实施例中，利用时域滤波器对最大多径时延内的时域信道系数进行时域滤波处理，可以进一步抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。
另外，在时域滤波器w[l]中，对于l＝0,1,2,…,NCP-1和l＝N-NCP,…,N-1的情况，
Figure BDA0003376940010000087
与/>
Figure BDA0003376940010000088
相乘时，由于引入了噪声功率/>
Figure BDA0003376940010000089
因此，可以对在l＝0,1,2,…,NCP-1或l＝N-NCP,…,N-1的情况下的/>
Figure BDA00033769400100000810
中可能存在噪声的情况进一步进行噪声抑制，从而进一步提升信道估计的性能。
在步骤S108，对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值(也可以称为最终估计值)。
在一些实施例中，该步骤S108可以包括：将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA00033769400100000811
进行DFT变换以得到频域信道增益系数的第二估计值/>
Figure BDA00033769400100000812
为：
Figure BDA00033769400100000813
至此，提供了根据本公开一些实施例的信道估计方法。该方法包括：对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；对频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数；利用时域滤波器对时域信道系数进行时域滤波处理；和对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。该方法通过对最大多径时延内的时域信道系数进行时域滤波处理，可以抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。
例如，上述方法针对最大多径时延内时域信道系数进行时域滤波处理，相较于基于门限判决的DFT信道估计方法，可以进一步抑制低信噪比条件下噪声的影响，从而提升了信道估计性能。
另外，本公开的方法可以避免基于门限判决的DFT信道估计方法在不同无线环境下门限适用的局限性，因而本公开的方法更具有广泛适用性和可行性。
在一些实施例中，所述信道估计方法还可以包括：对离散的频域信道增益系数的第二估计值进行插值处理以得到频域的全部信道估计值；以及对全部信道估计值进行信道均衡处理，并经过并串转换后进行解调和译码处理，以得到比特流。这样使得接收端实现了对发送端的比特流的恢复。
图2是示出根据本公开一些实施例的OFDM通信系统的工作流程图。图3是示出根据本公开另一些实施例的信道估计方法的流程图。下面结合图2和图3详细描述根据本公开一些实施例的信道估计方法。
首先，如图2所示，OFDM系统发送端对信源比特流进行编码后映射成QAM符号复数序列。
接下来，发送端对QAM符号序列进行OFDM调制，包括插入导频符号、串/并转换、IFFT变换、时域添加CP等流程。
接下来，发送端将产生的OFDM时域符号序列经过无线信道后传送到接收端。
接下来，如图2所示，接收端对接收到的OFDM时域符号进行去CP和FFT(FastFourier Transform，快速傅立叶变换)变换等处理。
接下来，获取导频符号位置对应的频域接收数据进行无线信道估计，具体包括如下子步骤，如图3所示：
第一子步骤：对频域接收数据进行LS信道估计，令
Figure BDA0003376940010000101
为LS信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值。/>
第二子步骤：对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure BDA0003376940010000102
进行IDFT变换，即：
Figure BDA0003376940010000103
其中，
Figure BDA0003376940010000104
为/>
Figure BDA0003376940010000105
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
第三子步骤：考虑到实际场景中非采样间隔信道条件的影响，一般地，最大多径时延小于循环前缀长度，因此，保留首、末两端长度各NCP个时域信道系数(即，首端开始的前NCP个时域信道系数和末端开始倒数的后NCP个时域信道系数)，其余处于中间段的时域信道系数即判定为噪声。计算处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure BDA0003376940010000106
为：
Figure BDA0003376940010000107
第四子步骤：时域滤波器需考虑噪声功率系数
Figure BDA0003376940010000108
参数设计如下：
Figure BDA0003376940010000109
其中，
Figure BDA00033769400100001010
为/>
Figure BDA00033769400100001011
的共轭计算式。
第五子步骤：对时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA00033769400100001012
即
Figure BDA00033769400100001013
第六子步骤：将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA00033769400100001014
进行DFT变换以得到最终的频域信道增益系数估计值/>
Figure BDA00033769400100001015
即：/>
Figure BDA00033769400100001016
这样，实现了本公开中对频域接收数据进行无线信道估计的方法。
接下来，对离散的信道估计值进行插值以得到频域全部的信道估计值，再进行信道均衡处理，经并/串转换后进行解调和译码，即可恢复出发送端的比特流。
至此，提供了根据本公开一些实施例的信道估计方法，在该方法中，通过LS信道估计方法得相应载波上的频域信道增益系数初始估计值；对频域信道增益系数进行IDFT变换至时域，得到时域上的信道系数；设计时域滤波器，对时域信道系数进行滤波处理；对经时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换至频域，即得到相应子载波上的频域信道增益系数最终估计值。该方法针对最大多径时延内时域信道系数进行时域滤波处理，相较于基于门限判决的DFT信道估计方法，可以进一步抑制了低信噪比条件下噪声的影响，从而提升了信道估计性能。另外，上述方法可以避免基于门限判决的DFT信道估计方法在不同无线环境下门限适用的局限性，因而本公开的方法更具有广泛适用性和可行性。
需要说明的是，在一些实施例中，发送端可以为基站，接收端可以为终端；或者，发送端可以为终端，接收端可以为基站。
对于上述方法，可以采用Matlab软件仿真平台进行验证。例如，仿真参数设置如下：OFDM系统载波数N＝512，子载波间隔15kHz，导频类型采用块状导频结构，信号调制方式采用4QAM调制，循环前缀长度NCP取值为50，无线信道为EVA(Extended Vehicular Amodel，扩展车辆信道模型)信道。利用上述参数在Matlab软件上进行仿真：在4QAM调制下，为方便性能比较，一般地设定基于门限判决的DFT信道估计方法中的门限取值为噪声功率
Figure BDA0003376940010000111
在系统BER(Bit Error Ratio，比特出错概率)性能为10-2时，本公开提出的方法与基于门限判决的DFT信道估计方法相比性能增益约为0.7dB，并且在低信噪比条件下，本公开提出的方法抗噪声性能具有明显优势。本公开针对OFDM系统提出了一种改进的信道估计方法，该方法可以实现更优的信道估计性能。
图4是示出根据本公开一些实施例的信道估计装置的结构框图。如图4所示，该信道估计装置包括初始估计单元402、IDFT变换单元404、时域滤波处理单元406和DFT变换单元408。
初始估计单元402用于对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值。
IDFT变换单元404用于对频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数。
在一些实施例中，IDFT变换单元404用于对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure BDA0003376940010000121
进行IDFT变换，即：
Figure BDA0003376940010000122
其中，
Figure BDA0003376940010000123
为对频域接收数据进行最小二乘信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值，0≤k≤N-1且k为整数，N≥1且N为正整数，/>
Figure BDA0003376940010000124
为/>
Figure BDA0003376940010000125
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
时域滤波处理单元406用于利用时域滤波器对时域信道系数进行时域滤波处理。
在一些实施例中，时域滤波处理单元406用于从N个时域信道系数中采集前NCP个时域信道系数和后NCP个时域信道系数，并将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声，其中，NCP为循环前缀采样点个数，以及在将所述其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声后，利用时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理。
在一些实施例中，时域滤波处理单元406还可以用于计算处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure BDA0003376940010000126
为：/>
Figure BDA0003376940010000127
时域滤波器的参数w[l]为
Figure BDA0003376940010000128
其中，
Figure BDA0003376940010000129
为/>
Figure BDA00033769400100001210
的共轭计算式。/>
时域滤波处理单元406还可以用于对时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA00033769400100001211
为/>
Figure BDA00033769400100001212
Figure BDA00033769400100001213
DFT变换单元408用于对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。
在一些实施例中，DFT变换单元408可以用于将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure BDA0003376940010000131
进行DFT变换以得到频域信道增益系数的第二估计值/>
Figure BDA0003376940010000132
为：
Figure BDA0003376940010000133
至此，提供了根据本公开一些实施例的信道估计装置。信道估计装置包括：初始估计单元，用于对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；IDFT变换单元，用于对频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数；时域滤波处理单元，用于利用时域滤波器对时域信道系数进行时域滤波处理；和DFT变换单元，用于对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得所述相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。该装置通过对最大多径时延内的时域信道系数进行时域滤波处理，可以抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。
图5是示出根据本公开另一些实施例的信道估计装置的结构框图。如图5所示，该信道估计装置包括初始估计单元402、IDFT变换单元404、时域滤波处理单元406和DFT变换单元408。
在一些实施例中，如图5所示，该信道估计装置还可以包括插值处理单元510。插值处理单元510用于对离散的频域信道增益系数的第二估计值进行插值处理以得到频域的全部信道估计值。
在一些实施例中，如图5所示，该信道估计装置还可以包括比特流获取单元512。比特流获取单元512用于对全部信道估计值进行信道均衡处理，并经过并串转换后进行解调和译码处理，以得到比特流。
图6是示出根据本公开另一些实施例的信道估计装置的结构框图。信道估计装置包括存储器610和处理器620。其中：
存储器610可以是磁盘、闪存或其它任何非易失性存储介质。存储器用于存储图1至图3中的至少一个所对应实施例中的指令。
处理器620耦接至存储器610，可以作为一个或多个集成电路来实施，例如微处理器或微控制器。该处理器620用于执行存储器中存储的指令，通过对最大多径时延内的时域信道系数进行时域滤波处理，可以抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。
在一些实施例中，还可以如图7所示，信道估计装置700包括存储器710和处理器720。处理器720通过BUS总线730耦合至存储器710。信道估计装置700还可以通过存储接口740连接至外部存储装置750以便调用外部数据，还可以通过网络接口760连接至网络或者另外一台计算机系统(未标出)，此处不再进行详细介绍。
在该实施例中，通过存储器存储数据指令，再通过处理器处理上述指令，通过对最大多径时延内的时域信道系数进行时域滤波处理，可以抑制最大多径时延内的噪声，从而提升信道估计的性能。
在另一些实施例中，本公开还提供了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序指令，该指令被处理器执行时实现图1至图3中的至少一个所对应实施例中的方法的步骤。本领域内的技术人员应明白，本公开的实施例可提供为方法、装置、或计算机程序产品。因此，本公开可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本公开可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用非瞬时性存储介质(包括但不限于磁盘存储器、CD-ROM、光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本公开是参照根据本公开实施例的方法、设备(系统)和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
至此，已经详细描述了本公开。为了避免遮蔽本公开的构思，没有描述本领域所公知的一些细节。本领域技术人员根据上面的描述，完全可以明白如何实施这里公开的技术方案。
虽然已经通过示例对本公开的一些特定实施例进行了详细说明，但是本领域的技术人员应该理解，以上示例仅是为了进行说明，而不是为了限制本公开的范围。本领域的技术人员应该理解，可在不脱离本公开的范围和精神的情况下，对以上实施例进行修改。本公开的范围由所附权利要求来限定。

Claims (14)

1.一种信道估计方法，包括：
对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；
对所述频域信道增益系数的第一估计值进行离散傅里叶逆变换IDFT变换，以获得时域信道系数；
利用时域滤波器对所述时域信道系数进行时域滤波处理；和
对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行离散傅里叶变换DFT变换，以获得所述相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。
2.根据权利要求1所述的信道估计方法，其中，对所述频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换的步骤包括：
对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure FDA0003376932000000011
进行IDFT变换，即：
Figure FDA0003376932000000012
其中，
Figure FDA0003376932000000013
为对频域接收数据进行最小二乘信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值，0≤k≤N-1且k为整数，N≥1且N为正整数，/>
Figure FDA0003376932000000014
为/>
Figure FDA0003376932000000015
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
3.根据权利要求2所述的信道估计方法，其中，利用时域滤波器对所述时域信道系数进行时域滤波处理的步骤包括：
从N个时域信道系数中采集前NCP个时域信道系数和后NCP个时域信道系数，并将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声，其中，NCP为循环前缀采样点个数；以及
在将所述其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声后，利用所述时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理。
4.根据权利要求3所述的信道估计方法，其中，利用所述时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理的步骤包括：
计算所述处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure FDA0003376932000000021
为：
Figure FDA0003376932000000022
所述时域滤波器的参数w[l]为
Figure FDA0003376932000000023
其中，
Figure FDA0003376932000000024
为/>
Figure FDA0003376932000000025
的共轭计算式；以及
对所述时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure FDA0003376932000000026
为/>
Figure FDA0003376932000000027
5.根据权利要求4所述的信道估计方法，其中，对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换的步骤包括：
将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure FDA0003376932000000028
进行DFT变换以得到频域信道增益系数的第二估计值/>
Figure FDA0003376932000000029
为：/>
Figure FDA00033769320000000210
6.根据权利要求1所述的信道估计方法，还包括：
对离散的频域信道增益系数的第二估计值进行插值处理以得到频域的全部信道估计值；以及
对所述全部信道估计值进行信道均衡处理，并经过并串转换后进行解调和译码处理，以得到比特流。
7.一种信道估计装置，包括：
初始估计单元，用于对频域接收数据进行最小二乘信道估计，以获得相应的子载波上的频域信道增益系数的第一估计值；
IDFT变换单元，用于对所述频域信道增益系数的第一估计值进行IDFT变换，以获得时域信道系数；
时域滤波处理单元，用于利用时域滤波器对所述时域信道系数进行时域滤波处理；和
DFT变换单元，用于对经过时域滤波处理后的时域信道系数进行DFT变换，以获得所述相应的子载波上的频域信道增益系数的第二估计值。
8.根据权利要求7所述的信道估计装置，其中，
所述IDFT变换单元用于对N个子载波的频域信道增益系数的第一估计值
Figure FDA0003376932000000031
进行IDFT变换，即：/>
Figure FDA0003376932000000032
其中，
Figure FDA0003376932000000033
为对频域接收数据进行最小二乘信道估计得到的第k个子载波上的频域信道增益系数的第一估计值，0≤k≤N-1且k为整数，N≥1且N为正整数，/>
Figure FDA0003376932000000034
为/>
Figure FDA0003376932000000035
经过IDFT变换后得到的时域信道系数。
9.根据权利要求8所述的信道估计装置，其中，
所述时域滤波处理单元用于从N个时域信道系数中采集前NCP个时域信道系数和后NCP个时域信道系数，并将其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声，其中，NCP为循环前缀采样点个数，以及在将所述其余处于中间段的时域信道系数判定为噪声后，利用所述时域滤波器对N个时域信道系数进行时域滤波处理。
10.根据权利要求9所述的信道估计装置，其中，
所述时域滤波处理单元还用于计算所述处于中间段的时域信道系数的噪声功率
Figure FDA0003376932000000036
为：
Figure FDA0003376932000000037
所述时域滤波器的参数w[l]为
Figure FDA0003376932000000038
其中，
Figure FDA0003376932000000039
为/>
Figure FDA00033769320000000310
的共轭计算式；以及
所述时域滤波处理单元还用于对所述时域信道系数进行时域滤波处理，以获得经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure FDA0003376932000000041
为/>
Figure FDA0003376932000000042
Figure FDA0003376932000000043
11.根据权利要求10所述的信道估计装置，其中，
所述DFT变换单元用于将N个经过时域滤波处理后的时域信道系数
Figure FDA0003376932000000044
进行DFT变换以得到频域信道增益系数的第二估计值/>
Figure FDA0003376932000000045
为：/>
Figure FDA0003376932000000046
12.根据权利要求7所述的信道估计装置，还包括：
插值处理单元，用于对离散的频域信道增益系数的第二估计值进行插值处理以得到频域的全部信道估计值；以及
比特流获取单元，用于对所述全部信道估计值进行信道均衡处理，并经过并串转换后进行解调和译码处理，以得到比特流。
13.一种信道估计装置，包括：
存储器；以及
耦接至所述存储器的处理器，所述处理器被配置为基于存储在所述存储器的指令执行如权利要求1至6任意一项所述的方法。
14.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序指令，该计算机程序指令被处理器执行时实现如权利要求1至6任意一项所述的方法。
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