CN116191957A - 基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，将励磁电压作为载波信号，并将其进行低频正弦调制后施加在励磁机定子绕组，将主电机定子绕组上感应出三相低频分量变换得到相应d轴电流；d轴电流方差将在对应的实际d轴角度时达到最大值，得到不含磁极极性的转子初始位置θ0_est1，根据断电前后两次d轴变换电流的大小对θ0_est1进行极性辨识。方法不涉及其他复杂的滤波、锁相环等处理，因而对处理器性能要求低，同时，不需要对磁极进行二次辨识，最后，由于是将低频信号作为调制波，并最终采用低频感应信号作为转子初始位置估算的数据来源，阻尼绕组、励磁机绕组和主电机励磁绕组对低频感应信号的衰减小，因而具有较高的信噪比。
Description
技术领域
本发明属于电机技术领域，涉及一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法。具体涉及一种基于励磁信号正弦调制且不依赖电机凸极性、不需要磁极二次辨识且不受主电机阻尼绕组特性和励磁机励磁频率特性影响的多级式无刷电励磁同步电机转子初始位置估算方法。
背景技术
三级式无刷同步电机具有发电品质好、可靠性高的优势，其作为发电机已广泛应用于航空飞机电源系统中。将三级式无刷同步电机运行在电动状态带动航空发动机起动，起动完成后再由发动机带动运行在发电状态为机载用电设备供电，即实现三级式无刷同步电机的起动发电一体化，可以省去发动机专用起动机，减小系统体积重量，提升集成度，对航空飞机电源系统具有重要意义。
三级式无刷同步电机运行在电动状态带动航空发动机起动时需要准确的转子位置信息。传统获取转子位置的机械式位置传感器面临可靠性低、系统体积重量增加等问题。三级式无刷同步电机转子位置在线估算可以省去机械式位置传感器，实现在无位置传感器情况下的起动控制，可以提升系统可靠性，减小体积重量，而起动时转子初始位置的精确度直接影响到起动瞬间电流大小甚至起动成功与否，因而对转子初始位置的估算研究至关重要。
三级式无刷同步电机由同轴安装的永磁副励磁机、励磁机和主电机组成，其结构示意图如图1所示。在某些应用场合下可省去永磁副励磁机，形成两级式无刷同步电机。由于核心部件与运行原理基本相同，将三级式无刷同步电机和两级式无刷同步电机统称为多级式无刷同步电机。
传统零速静止时进行转子初始位置估算，主要利用电机凸极性或磁饱和特性，并注入辅助电压信号，通过提取包含转子位置信息的响应信号，对转子位置进行估算。利用电机凸极性的方法在零速静止时的转子初始位置估算还包括对转子磁极方向的辨识，步骤主要包括：1、旋转或高频信号注入；2、带通滤波器对响应信号进行提取；3、信号解调；4、低通滤波器获取信号包络；5、锁相环或反正切法对转子位置进行估算；6、初始转子位置估算时需要对磁极极性进行二次辨识。利用磁饱和特性的方法步骤主要包括：1、在0-2π范围内，间隔固定电弧度向主定子绕组注入脉冲电压，并在脉冲电压注入结束时对响应电流进行采集和存储；2、对存储数据进行拟合平滑处理；3、选取极大值点对应的角度位置作为转子初始位置。该方法处理数据量较大，且估算精度受两次脉冲注入间隔电弧度和电流脉冲响应检测精度影响较大。此外，基于主电机定子高频信号注入-励磁机定子信号检测，励磁机定子高频信号注入-主电机定子信号检测的方法也在得到了一定研究，但是这些基于高频信号注入的方法不仅处理过程复杂，还面临与基于电机凸极性方法的一些共性问题，即均没有考虑阻尼绕组、励磁机绕组和主电机励磁绕组的高频滤波特性，导致应用受限，而当考虑这些因素时，由于高频信号幅值被严重衰减，因而信噪比较低，面临估算失效的风险。
由上述可以看出，传统方法中对转子初始位置辨识时，具有以下缺点：1、所用方法数据运算和存储量较大，对处理器要求较高；2、零速静止状态对磁极方向需要二次辨识；3、考虑阻尼绕组、励磁机绕组和主电机励磁绕组的高频滤波特性时，信噪比衰减严重，面临初始位置估算失效的风险。
发明内容
要解决的技术问题
为了避免现有技术的不足之处，本发明提出一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，克服现有转子初始位置估算技术中依赖凸极性、数据处理量大、需要对磁极进行二次辨识，尤其是考虑到阻尼绕组、励磁机绕组和主电机励磁绕组高频滤波特性时的不足。
技术方案
一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：多级式无刷电励磁同步电机包括同轴安装的主电机和两相励磁机，转子位置是指多级式无刷电励磁同步电机中主电机的转子位置，估算步骤如下：
步骤1：在两相励磁机定子绕组上施加两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压，其中低频正弦调制信号的周期为TL，励磁载波电压周期为Tesf，且Tesf＜TL；
两相经低频方波调制信号调制过的对称励磁电压将在励磁机转子三相绕组感应出与励磁频率相同的基波电流和高次谐波电流，三相绕组电流经旋转整流器后，形成主电机励磁绕组电流，由于低频调制作用，高次谐波被滤除，低频脉动将在主电机定子绕组d轴感应出电流；
步骤2：主电机励磁电流稳定后，间隔固定时间Tsample实时采集与三相逆变器相连的主电机定子三相感应电流，三相感应电流分别记为IMMA，IMMB和IMMC，则一个低频方波周期TL时间内采样点数为n1＝TL/2/Tsample，每个采样点对应的一组三相电流分别记为I1＝[IMMA_1,IMMB_1,IMMC_1]，I2＝[IMMA_2,IMMB_2,IMMC_2]…In1＝[IMMA_n1,IMMB_n1,IMMC_n1]；
步骤3：设置变换时所用的虚拟角度为θn＝nΔθ，0≤n＜n2-1且为n整数，其中n2＝π/Δθ，Δθ自由设定，其大小与估算精度和估算时间相关；
步骤4：从n＝0开始，θ0＝0*Δθ，将n1组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id0＝[Id0_1,Id0_2...Id0_n1]，此后n＝1，θ1＝1*Δθ，将n1组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id1＝[Id1_1,Id1_ 2...Id1_n1]，…最后n＝n2-1，θn2-1＝(n2-1)*Δθ，将n1组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为
步骤5：计算每组数据Id0，
的方差，并记为vd0，/>
步骤6：查找vd0，
中的最大值vdk k∈[0，n2-1]，则θ0est1＝k*Δθ即为不含磁极极性的转子初始位置；
步骤7：断开步骤一中所述两相励磁机定子绕组上施加两相经低频方波调制信号调制过的对称励磁电压，并记录断开前后两个采集时刻的主电机定子三相感应电流，分别记为两组数据IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2；
步骤8：采用步骤六中θ0est1＝k*Δθ为变换角度，分别将步骤七中断开对称励磁电压前后的两组电流IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2变换到d轴，并分别记为IMMd1和IMMd2，并根据以下规则对不含磁极极性的θ0est1进行处理：
如果IMMd1＜IMMd2，那么θ0est1＝θ0est1，
如果IMMd1＞IMMd2，那么θ0est1＝θ0est1+π；
步骤9：主电机最终初始位置估算值为θ0est＝θ0est1。
所述两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压表达式为：
其中，Ues为电压最大值，
为励磁载波电压角速度，/>
为低频正弦调制信号的角速度，t为时间。
所述两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压在励磁机转子三相绕组感应出的基波电流表达式为：
其中，Iesr为感应电流最大值，
为感抗引起的信号传输相位延迟。
所述主电机励磁绕组电流经傅里叶分析后的表达式为：
其中，
为励磁载波电压信号经旋转整流器后的直流分量，/>
为低频调制信号经旋转整流器后的直流分量，/>
为低频调制信号在主电机中的谐波电流信号幅值，/>
为低频调制信号在主电机中的谐波电流信号相位延迟，Iωes_6v,v＝2,3...为励磁载波电压信号在主电机中的谐波电流信号幅值，/>
为励磁载波电压信号在主电机中的谐波电流信号相位延迟。
所述主电机定子绕组d轴感应出电流表达式为：
其中Idc_MM为感应电流幅值。
所述两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压表达式还写为：
此时，步骤2中TL/2变为TL/6，步骤1到步骤7流程保持不变。
有益效果
本发明提出的一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，通过将励磁电压作为载波信号，并将其进行低频正弦调制后施加在励磁机定子绕组，由于励磁机、主电机励磁绕组的大电感低通滤波特性，主电机励磁绕组上的6倍励磁电压载波信号的谐波分量将被滤除，只剩下2倍低频调制信号频率及低次谐波分量，这将进一步通过主电机定转子互感在主电机定子绕组上感应出三相低频分量，将其变换到实际d轴时对应的电流波动将最大，实际q轴的电流波动将最小，因而将用于旋转变换的位置信息间隔固定角度递增，并得到相应d轴电流时，d轴电流方差将随着位置角度而改变，并在对应的实际d轴角度时达到最大值，从而得到不含磁极极性的转子初始位置θ0_est1，最后将θ0_est1用于励磁断电前和断电后三相感应电流到d轴电流的变换，并根据断电前后两次d轴变换电流的大小对θ0_est1进行极性辨识。该方法只需要对三相感应电流进行等间隔采样和求方差等简单数学处理和求最大值等逻辑运算，不涉及其他复杂的滤波、锁相环等处理，因而对处理器性能要求低，同时，不需要对磁极进行二次辨识，最后，由于是将低频信号作为调制波，并最终采用低频感应信号作为转子初始位置估算的数据来源，阻尼绕组、励磁机绕组和主电机励磁绕组对低频感应信号的衰减小，因而具有较高的信噪比。
本发明有益效果包括：
1)传统依赖主电机凸极性的转子初始位置估算方法，需要在主电机定子侧注入旋转高频信号后，采用滤波器进行信号提取后，与相同注入频率的信号相乘进行解调，此后再送入锁相环得出不含磁极极性的转子初始位置，最后需要额外脉冲对磁极极性进行二次辨识，该过程不仅参数匹配复杂，对控制器性能要求也较高，本发明只需要对励磁电压信号进行低频调制后，施加在励磁机定子绕组，并在主电机定子绕组进行感应电流采集后，按照所示步骤求最大方差，并根据切断励磁前后两次采样值变换到d轴后电流的大小关系即可一次性得出主电机转子初始位置，不需要复杂的参数匹配，对处理器性能要求也更低；
2)传统基于磁饱和特性的转子初始位置估算方法需要间隔固定角度向主电机定子绕组注入信号，并对响应电流进行存储，此后对存储数据进行拟合处理，通过找最值的方法对转子初始位置进行估算，此方法对处理器存储及计算能力要求都较高，本发明所示方法所需存储空间极其有限，且不需要进行数值拟合处理；
3)本发明采用经低频调制后励磁电压施加在励磁机定子绕组，所需有效信号受励磁机、主电机励磁绕组及阻尼绕组影响更小，信噪比更高；
4)实测中将主电机转子每隔10°调整一次，并用本发明所提方法进行估算，不同实际位置下的估算误差均在3°以内，能够满足本领域误差在10°内的要求；
5)在实测中，基于高频注入方法，频率分别为1200Hz和400Hz时，按所占直流信号的比例进行分析，信号衰减分别达到12.4dB和10.3dB,而本发明所示方法信号衰减几乎可以忽略不计，显示出较高的信噪比。
附图说明
图1为带阻尼绕组的三级式无刷同步电机结构示意图。
图2为本发明所提多级式无刷同步电机转子初始位置估算方法流程图。
图3为本发明经低频调制后的励磁电压信号。
图4为本发明主电机励磁绕组响应电流波形。
图5为本发明虚拟角度θn从0到π步进递增时d轴和q轴电流波动图。
图6为本发明不同实际位置下断开励磁时主电机不含磁极极性的d轴电流变化趋势图。
图7为本发明实测不同实际位置下的估算误差。
具体实施方式
现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：
一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于，应用于多级式无刷电励磁同步电机，所述多级式无刷电励磁同步电机包括同轴安装的主电机和两相励磁机，所述多级式无刷电励磁同步电机转子位置是指多级式无刷电励磁同步电机中主电机的转子位置。
实施例中多级式无刷同步电机的励磁机为两相励磁机，即励磁机定子励磁绕组为互差90电角度的两相绕组。励磁机为6对极，主电机为3对极。下面以主电机实际位置为
和/>
为例进行详细说明。
1.在励磁机定子两相绕组(分别记为α相绕组和β相绕组)上施加两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压，其中低频正弦调制信号的周期为TL＝100ms，励磁载波电压周期为Tesf＝5ms，励磁载波电压幅值Ues＝50V，低频正弦调制信号幅值为1，则有：
2.主电机励磁电流稳定后，间隔固定时间Tsample＝0.5ms实时采集与三相逆变器相连的主电机定子三相感应电流，三相感应电流分别记为IMMA，IMMB和IMMC，则一个低频方波周期TL时间内采样点数为n1＝TL/2/Tsample＝100，每个采样点对应的一组三相电流分别记为I1＝[IMMA_1,IMMB_1,IMMC_1]，I2＝[IMMA_2,IMMB_2,IMMC_2]…I100＝[IMMA_100,IMMB_100,IMMC_100]；
3.设置Δθ＝pi/60，n2＝π/Δθ＝60；
4.从n＝0开始，θ0＝0*Δθ，将n1＝100组三相感应电流I1，I2…I100分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id0＝[Id0_1,Id0_2...Id0_100]，此后n＝1，θ1＝1*Δθ，将n1＝100组三相感应电流I1，I2…I100分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id1＝[Id1_1,Id1_2...Id1_100]，…最后n＝n2-1＝59，θ59＝59*Δθ，将将n1＝100组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id59＝[Id59_1,Id59_2...Id59_100]，将三相感应电流变换到虚拟d轴所用的变换公式为：
5.计算每组数据Id0，Id1…Id59的方差，并记为vd0，vd1…vd59；
6.排序查找vd0，vd1…vd59中的最大值vdk k∈[0，n2-1]，当实际初始位置分别为
和/>
时，找出最大元素分别为vd40和vd10，则/>
和
分别为不含磁极极性的转子初始位置；
7.断开步骤1中所述两相励磁机定子绕组上施加两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压，并记录断开前后两个采集时刻的主电机定子三相感应电流，分别记为IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2；
8.当
时，采用估算出来不含磁极极性的位置/>
为变换角度，将步骤7中断开对称励磁电压前后的两组电流IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2变换到d轴，并分别记为IMMd1和IMMd2，且有IMMd1＜IMMd2，则/>
当
时，采用估算出来不含磁极极性的位置/>
为变换角度，将步骤7断开对称励磁电压前后的两组电流IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2变换到d轴，并分别记为IMMd1和IMMd2，且有IMMd1＞IMMd2，则/>
9：主电机最终初始位置估算值分别为
和/>
/>
Claims (6)
1.一种基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：多级式无刷电励磁同步电机包括同轴安装的主电机和两相励磁机，转子位置是指多级式无刷电励磁同步电机中主电机的转子位置，估算步骤如下：
步骤1：在两相励磁机定子绕组上施加两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压，其中低频正弦调制信号的周期为TL，励磁载波电压周期为Tesf，且Tesf＜TL；
两相经低频方波调制信号调制过的对称励磁电压将在励磁机转子三相绕组感应出与励磁频率相同的基波电流和高次谐波电流，三相绕组电流经旋转整流器后，形成主电机励磁绕组电流，由于低频调制作用，高次谐波被滤除，低频脉动将在主电机定子绕组d轴感应出电流；
步骤2：主电机励磁电流稳定后，间隔固定时间Tsample实时采集与三相逆变器相连的主电机定子三相感应电流，三相感应电流分别记为IMMA，IMMB和IMMC，则一个低频方波周期TL时间内采样点数为n1＝TL/2/Tsample，每个采样点对应的一组三相电流分别记为I1＝[IMMA_1,IMMB_1,IMMC_1]，I2＝[IMMA_2,IMMB_2,IMMC_2]…In1＝[IMMA_n1,IMMB_n1,IMMC_n1]；
步骤3：设置变换时所用的虚拟角度为θn＝nΔθ，0≤n＜n2-1且为n整数，其中n2＝π/Δθ，Δθ自由设定，其大小与估算精度和估算时间相关；
步骤4：从n＝0开始，θ0＝0*Δθ，将n1组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id0＝[Id0_1,Id0_2...Id0_n1]，此后n＝1，θ1＝1*Δθ，将n1组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为Id1＝[Id1_1,Id1_ 2...Id1_n1]，…最后n＝n2-1，
将n1组三相感应电流I1，I2…In1分别变换到虚拟d轴，并记变换后的该组数据为/>
步骤5：计算每组数据
的方差，并记为/>
步骤6：查找vd0，
中的最大值vdk k∈[0，n2-1]，则θ0est1＝k*Δθ即为不含磁极极性的转子初始位置；
步骤7：断开步骤1中所述两相励磁机定子绕组上施加两相经低频方波调制信号调制过的对称励磁电压，并记录断开前后两个采集时刻的主电机定子三相感应电流，分别记为两组数据IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2；
步骤8：采用步骤5中θ0est1＝k*Δθ为变换角度，分别将步骤7中断开对称励磁电压前后的两组电流IMMA1，IMMB1，IMMC1和IMMA2，IMMB2和IMMC2变换到d轴，并分别记为IMMd1和IMMd2，并根据以下规则对不含磁极极性的θ0est1进行处理：
如果IMMd1＜IMMd2，那么θ0est1＝θ0est1，
如果IMMd1＞IMMd2，那么θ0est1＝θ0est1+π；
步骤9：主电机最终初始位置估算值为θ0est＝θ0est1。
2.根据权利要求1所述基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：所述两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压表达式为：
其中，Ues为电压最大值，
为励磁载波电压角速度，/>
为低频正弦调制信号的角速度，t为时间。
3.根据权利要求1所述基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：所述两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压在励磁机转子三相绕组感应出的基波电流表达式为：
其中，Iesr为感应电流最大值，
为感抗引起的信号传输相位延迟。
4.根据权利要求1所述基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：所述主电机励磁绕组电流经傅里叶分析后的表达式为：
其中，
为励磁载波电压信号经旋转整流器后的直流分量，/>
为低频调制信号经旋转整流器后的直流分量，/>
为低频调制信号在主电机中的谐波电流信号幅值，/>
为低频调制信号在主电机中的谐波电流信号相位延迟，Iωes_6v,v＝2,3...为励磁载波电压信号在主电机中的谐波电流信号幅值，/>
为励磁载波电压信号在主电机中的谐波电流信号相位延迟。
5.根据权利要求1所述基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：所述主电机定子绕组d轴感应出电流表达式为：
其中Idc_MM为感应电流幅值。
6.根据权利要求1所述基于励磁信号正弦调制的多级式电机初始位置估算方法，其特征在于：所述两相经低频正弦调制信号调制过的对称励磁电压表达式还写为：
此时，步骤2中TL/2变为TL/6，步骤1到步骤7流程保持不变。
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