CN116134407A - 用于确定操作传感器系统的噪声稳健性采集配置的方法和系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了确定传感器或通信系统的噪声稳健性采集配置的系统和方法。一种示例性方法包括噪声扫描，该噪声扫描包括：从该传感器系统获得传感器接收信号；通过以预定义噪声扫描频率对该传感器接收信号进行A/D转换来从该传感器接收信号中确定数字接收信号；通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对该数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号来确定用于多个该候选采集配置的一个或多个噪声量度；以及使用该一个或多个噪声量度，从该候选采集配置中确定用于该传感器系统的操作的该采集配置。

Description

用于确定操作传感器系统的噪声稳健性采集配置的方法和系统

相关专利申请的交叉引用

本专利申请要求2020年12月16日向美国专利商标局提交的美国临时专利申请63/126,137的优先权。上述专利申请的内容并入本文以用于所有目的。

技术领域

本公开涉及用于确定噪声稳健性采集配置的方法和系统，特别是用于传感器系统的方法和系统。

背景技术

提供该背景技术部分是为了大体描述本公开的上下文。本发明的指定的发明人的工作以及在提交时不以另外的方式认定为现有技术的说明书的各个方面根据本公开既不明示也不暗示地被当作现有技术。

传感器系统(有时也称为“感测系统”)对于各种应用是已知的。例如，电容式触摸传感器系统被用于电子设备诸如计算机、平板计算机、智能电话和其他电子设备的用户界面。

例如，电容式触摸传感器系统可通过产生交变电场并测量在该场内的传感器电极处的一个周期中获得的电势差(即，电压)来实现。可使用单个电极或发射电极和一个或多个接收电极的组合。该电压是传感器电极与其电环境之间的电容的量度，即，其受到诸如人的手指或手等物体的影响。另选地，在电极与传感器电路之间流动的电流(即，电荷的运动)可用于确定传感器电极与其电环境之间的电容。

根据上述原理操作的常规系统的问题在于，电噪声源诸如开关模式电源、荧光灯或传感器附近的无线电通信会影响电场。因此，在噪声环境中准确且可靠地估计该电压是有问题的。

本发明人已经确定，对噪声的稳健性对于任何传感器系统(包括电容式触摸感测系统)以及通信系统都是一个挑战。具体地，标准国际电工委员会(IEC)传导噪声测试(例如，使用如IEC 61000-4-6中的调幅噪声)、大电流注入(BCI)测试(例如，根据ISO 11452-4汽车标准)或对平方噪声的稳健性的通过在过去是有问题的。

发明内容

基于前述内容，需要允许传感器系统诸如电容式触摸传感器系统的噪声稳健性操作。该目的通过独立权利要求的主题来解决。从属权利要求和以下具体实施方式包括本发明的各种实施方案。

一般来讲并且在一个示例性方面，提供了一种确定用于传感器系统的操作的噪声稳健性采集配置的方法。该方法在一次噪声扫描中包括以下步骤：

从传感器系统获得传感器接收信号；

通过以预定义噪声扫描频率对传感器接收信号进行A/D转换来从传感器接收信号中确定数字接收信号；

通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个该候选采集配置的一个或多个噪声量度；以及

使用该一个或多个噪声量度，从候选采集配置中确定用于传感器系统的操作的采集配置。

一般来讲并且在另一示例性方面，提供了一种传感器电路来确定用于传感器系统的操作的采集配置，该传感器电路包括：

传感器接口，该传感器接口用于从传感器系统获得传感器接收信号；

A/D转换器，该A/D转换器用于通过以预定义噪声扫描频率对传感器接收信号进行A/D转换来从传感器接收信号中确定数字接收信号；

抽取电路，该抽取电路被配置为通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

噪声评估电路，该噪声评估电路被配置为使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个采集配置的一个或多个噪声量度；以及

配置电路，该配置电路被配置为使用该一个或多个噪声量度从候选采集配置中确定用于传感器系统的操作的采集配置。

一般来讲并且在另一示例性方面，提供了一种电容式触摸感测系统，该电容式触摸感测系统包括：

一个或多个电极，该一个或多个电极被配置用于电容式感测；以及

根据前述方面所述的传感器电路，其中传感器电路连接到该一个或多个电极中的至少一个电极。

一般来讲并且在另一示例性方面，提供了一种确定用于通信系统的操作的噪声稳健性采集配置的方法。该方法在一次噪声扫描中包括以下步骤：

从通信系统获得接收信号；

通过以预定义噪声扫描频率对接收信号进行A/D转换来从接收信号中确定数字接收信号；

通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对该数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个采集配置的一个或多个噪声量度；以及

使用该一个或多个噪声量度，从候选采集配置中确定用于通信系统的操作的采集配置。

一般来讲并且在另一示例性方面，提供了一种确定用于通信系统的操作的采集配置的通信电路。通信电路包括：

通信系统接口，该通信系统接口用于从通信系统获得接收信号；

A/D转换器，该A/D转换器用于通过以预定义噪声扫描频率对接收信号进行A/D转换来从接收信号中确定数字接收信号；

抽取电路，该抽取电路被配置为通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的采集配置相关联；

噪声评估电路，该噪声评估电路被配置为使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个采集配置的一个或多个噪声量度；以及

配置电路，该配置电路被配置为使用该一个或多个噪声量度从候选采集配置中确定用于通信系统的操作的采集配置。

在附图和以下描述中阐述了一个或多个实施方案的细节。根据说明书、附图和权利要求书，其他特征将是显而易见的。

附图说明

图1以示意性框图示出了传感器电路的第一示例性实施方案；

图2以示意图示出了电容式触摸感测系统的一个示例性实施方案；

图3根据第一实施方案以示例性流程图示出了图1的传感器电路的功能；

图4示意性地示出了图1的传感器电路的抽取电路的功能；

图5示意性地示出了用于噪声扫描和SN扫描的两个信号处理链；

图6根据第二实施方案以示例性流程图示出了图1的传感器电路的功能；

图7以示意图示出了理想的ADC的传递函数的示例性量值；

图8A和图8B示出了根据另一个实施方案的示例性流程图中的图1的传感器电路的功能；

图9示出了通过数字LPF进行的频谱噪声抑制；

图10根据另一个实施方案以示例性流程图示出了图1的传感器电路的功能；

图11示出了使用电流积分进行的电荷测量的基本示例性图和对应的时序图；

图12示出了使用两个电流积分器进行的电荷测量的另一个示例性图以及对应的时序图；

图13示意性地示出了触摸屏控制器的示例性模拟前端(AFE)的两个切片；

图14示出了利用孔径和复位开关的切片无关控制的电流积分和积分器复位的示例性时序图；

图15示出了未利用孔径和复位开关的切片无关控制的电流积分和积分器复位的示例性时序图；

图16示出了使用图15的时序配置获得的数据；并且

图17示出了通过数字LPF对两个分组长度进行的频谱噪声抑制。

具体实施方式

下面详细描述了本发明的具体实施方案。在本发明的实施方案的以下描述中，描述了具体细节，以便提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域的普通技术人员显而易见的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践本发明。在其他情况下，未详细描述众所周知的特征以避免不必要地使本说明书复杂化。

在根据所述实施方案的本发明的以下说明中，术语“连接到”或“与…连接”用于指示至少两个部件、设备、单元、处理器、电路或模块之间的数据或信号连接。这种连接可以是各个部件、设备、单元、处理器、电路或模块之间的直接连接；或间接连接，即通过中间部件、设备、单元、处理器、电路或模块。连接可以是永久的或临时的；无线的或基于导体的；数字的或模拟的。

在以下描述中，序数(例如，第一、第二、第三等)可用作要素(即，本申请中的任何名词)的形容词。除非明确公开，否则序数的使用并不暗示或形成要素的任何特定排序，也不将任何要素限制为仅单个要素，诸如通过使用术语“之前”、“之后”、“单个”和其他此类术语。相反，序数的使用是为了区分相同名称的要素。例如，第一要素不同于第二要素，并且第一要素可包括多于一个要素，并且在要素的排序中位于第二要素之后(或之前)。

在许多应用中，使用传感器系统。例如，如今的电子设备诸如智能电话、膝上型计算机、平板计算机、可穿戴设备在没有触摸屏的情况下将是不可想象的，触摸屏通常使用电容式或电阻式触摸传感器系统。当前的发展增加了触摸屏在更复杂的系统(诸如汽车、飞机或工业设备)中的使用。

如前所述，对噪声的稳健性是对任何此类传感器系统的关键挑战。电容式触摸屏的一个具体问题是，这些电容式触摸屏通过设计面向用户并且需要被配置为使得例如当用户的手或手指在附近时可以影响所用的电场。这使得这些类型的触摸屏特别容易受到来自周围场的噪声的影响。

此外，并且如本发明人所认识到的那样，对于给定的传感器和配置，没有可靠的装置来确定预期的信噪比(在下文中也称为“SNR”)，这会导致不足的输出SNR或资源(例如采集时间)的浪费。对于触摸感测系统的客户(例如，智能电话制造商)，重要的是产生具有可靠且准确的输出估计的高触摸报告速率。触摸报告速率在此是指触摸控制器将例如(x,y)位置估计转发到主机控制器的速率。

存在影响传感器系统的噪声稳健性的若干影响因素，例如操作频率(就电容式传感器系统而言，所谓“激励信号”的操作频率)与其相关联的用于A/D转换的采样频率、扫描持续时间和低通滤波器系数的选择中的一者或多者。在本讨论的上下文中，影响这些影响因素的传感器系统的可配置参数集被理解为传感器系统的“采集配置”或“数据采集配置”(为简单起见，在下文中也称为“AC”)。在一些实施方案中，采集配置包括以下参数中的至少一个或多个参数：用于A/D转换的采样频率、用于传感器系统的(采集)操作的激励信号的操作频率(载波频率)、扫描持续时间、待获取的样本数量、“分组长度”和低通滤波器系数。不同的AC在这些参数中的一个或多个参数上有所不同。这些参数可用于配置“模拟前端”以及传感器控制电路的数字处理。

通信或感测系统的接收信号通常是需要接收和评估的实际信息以及噪声的混合物。该信息例如可以是传感器电极与用户手指之间的电容或距离的量度。就加性噪声而言，接收信号仅是信息和噪声之和。因为信息部分和噪声部分通常都是未知的，所以不能容易地从接收信号中提取信息部分，这相当于不能唯一地求解的具有两个未知数的一个等式。然而，可以在假设信息、噪声或两者的特性的同时估计给定噪声接收信号的信息部分，例如，“信息随时间缓慢变化”。噪声越少，所得到的估计越准确，即估计不确定性越小。因此，人们想要采用仅存在很少噪声的采集配置，例如，与另一采集配置相比在所得估计中表现出较少噪声的采集配置。

可以利用传感器系统进行测试测量，并由该测量数据计算噪声量度，该噪声量度代表噪声量。这种测试测量在本文中被称为“噪声扫描”。

可以对不同的候选AC进行噪声扫描，并且给定所确定的相应噪声，可以选择产生最低噪声量的AC。接收信号包含所需信息和噪声的测量将被称为信号和噪声扫描或“SN扫描”。在SN扫描期间，传感器或通信系统可能需要产生和发射激励信号以刺激交变电场并在接收侧产生信息部分。根据在噪声扫描期间获取的数据，可以计算预定义候选AC的SN扫描期间预期的噪声量的估计。在本文中，这种估计被称为“噪声估计”。根据在单次噪声扫描期间获取的噪声扫描数据计算噪声估计的AC可以至少在它们的操作频率和采样频率方面有所不同，这些被认为是传感器系统的模拟前端的参数。

在本上下文中，“激励信号”或简称为“激励”被理解为在传感器电路(例如芯片)与电极之间的主动控制的电荷移动，例如以将电极的电势驱动到给定目标值或目标信号。在一些实施方案中，在发起激励之前指定该目标值或目标信号；例如，当目标信号是具有给定脉冲频率的矩形脉冲串时，在将电极的电势驱动到该目标信号之前选择该脉冲频率。

在一些实施方案中，激励可以是周期信号，例如矩形脉冲串。该周期信号的频率例如脉冲频率是前面讨论的操作频率，也称为“载波频率”。在一些实施方案中，激励信号在载波信号周期期间交替地稳定到较高信号水平和较低信号水平各一次。在接收侧，接收(接收到的)信号可以被解调和低通滤波，这两者都可以在模数转换(A/D)之后在数字域中进行。当激励是矩形脉冲串时，在一些实施方案中可以两倍载波频率进行采样。在一些实施方案中，解调可通过交替地将经A/D转换的样本与正一和负一相乘来进行。

基于前述内容，本发明的实施方案所解决的需求是从一组候选AC中选择合适的AC，以便实现例如具有可靠且准确的输出估计的高触摸报告速率。

本发明的基本示例性理念包括：a)基频和亚频的理念，其允许以不同的方式，更精确地利用不同的参数来处理相同序列的噪声扫描测量数据，以便为多个AC(例如关于载波频率和扫描时间)产生可靠的噪声(功率)估计，以及b)稳健性噪声量度，其在解调和低通滤波之后提供对SN扫描测量数据的真实噪声功率的精确估计。

根据第一示例性方面，一种确定用于传感器系统的操作的噪声稳健性采集配置的方法在噪声扫描中包括以下步骤：

从传感器系统获得传感器接收信号；

通过以预定义噪声扫描频率对传感器接收信号进行A/D转换来从传感器接收信号中确定数字接收信号；

通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个该候选采集配置的一个或多个噪声量度；以及

使用该一个或多个噪声量度，从候选采集配置中确定用于传感器系统的操作的采集配置。

本方面的传感器系统可以是任何合适的类型，包括但不限于用于检测和测量接近度、压力、位置、位移、力、湿度、液位和加速度的传感器系统。例如，传感器系统可以是红外传感器系统或超声传感器系统。例如，传感器系统可以是电容式或电阻式触摸传感器系统，诸如用于触摸屏显示器。例如，传感器系统可以是无触摸传感器系统。

在一些实施方案中，使用传感器电路来进行本方面的方法，例如包括控制单元的传感器电路，诸如具有合适编程的微控制器和/或微处理器。另选地或附加地，传感器电路可包括提供该示例性方面的方法的至少一部分功能的专用电路。

如前所述，本方面的噪声扫描可被认为测试测量，以确定例如噪声对相应传感器系统的影响。在一些实施方案中，在噪声扫描期间获得的测量数据不包含任何信息，而只包含噪声，即，在没有将激励信号施加到传感器系统的情况下获取噪声扫描期间的传感器接收信号。

(传感器)接收信号(即，在噪声扫描或SN扫描期间接收、测量或获取的信号)可以是例如在电极与传感器电路之间流动的电流，即，电荷的运动，在一定时间间隔上积分的电流，或电极相对于参考电势的电势或电压。传感器接收信号可通过任何合适的装置从传感器系统获得，例如对应的导电连接。

该接收信号在使用时可能受到激励的影响，可能因环境因素(例如人的手指)而改变，并且在大多数情况下受到环境噪声源的影响。除了这些环境的或外部的影响因素之外，在传感器电路内可存在模拟预处理，其可以将进一步的内部噪声添加到接收信号，例如A/D转换器的1/f噪声或量化噪声。虽然对来自内部源的噪声的稳健性通常可以在系统设计期间解决，但环境噪声源在设计时至少在某种程度上是未知的。本文讨论的方法和系统解决了对外部噪声的稳健性。忽略内部噪声，接收信号中的任何变化，即任何电流或上述电势的变化，都是由感兴趣的外部噪声引起的。

根据第一示例性方面，该方法包括通过以预定义噪声扫描频率对传感器接收信号进行A/D转换来从传感器接收信号中确定数字接收信号。A/D转换可使用任何合适的方法进行，例如使用快闪A/D转换器、积分A/D转换器、逐次逼近A/D转换器、Sigma-Delta A/D转换器、直接转换A/D转换器、跃升比较A/D转换器、Wilkinson A/D转换器、电荷平衡A/D转换器、双斜率A/D转换器、Delta编码A/D转换器、流水线A/D转换器、时间交织A/D转换器、中间FM级A/D转换器、TS-ADC或任何等同物，但不限于此。本文的术语“A/D转换器”包括具有合适A/D转换器的模拟前端的设置。A/D转换以预定义噪声扫描频率进行，该频率可根据应用设置。在一些实施方案中，在传感器系统的操作期间，噪声扫描频率显著高于激励信号的操作频率。在一些实施方案中，噪声扫描频率可被设置为操作频率的至少三倍，诸如介于操作频率的3倍-40倍之间。在一些实施方案中，噪声扫描频率被设置在操作频率的3倍-4倍之间。

在一些实施方案中，噪声扫描频率(即，噪声扫描期间的A/D转换器的采样率)可显著高于SN扫描期间的A/D转换器的采样率。相反，与SN扫描相比，对于噪声扫描，A/D转换器的采样间隔可以显著更短，并且对于经模数(A/D)转换的样本，接收到的输入信号的模拟处理可用的时间也是如此。因此，SN扫描所需的模拟处理的时序可能不适用于噪声扫描，因为A/D转换之间的时间较少。下面将使用噪声扫描的孔径时间与SN扫描的孔径时间的特定比率来讨论实施方案。

根据第一示例性方面，该方法包括通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号。

换句话讲，在所进行的A/D转换之后，即在数字域中，通过整数抽取对随后的数字接收信号进行抽取以获得多个抽取数字接收信号。使用至少两个不同的抽取速率，每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联。在一些实施方案中，两个或更多个抽取速率是2的倍数，诸如2和4。在一些实施方案中，使用多于两个抽取日期。

该两个或更多个抽取速率与相应的候选采集配置相关联，例如，按照当应用不同抽取速率时所得的不同采样速率。

根据本方面，使用多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号来确定用于多个候选采集配置的一个或多个噪声量度。进而，并且使用一个或多个噪声量度，从候选采集配置中确定用于传感器系统的操作的采集配置。

如从前述内容将显而易见的那样，根据第一方面的方法允许使用传感器接收信号的相同测量数据来确定多个抽取数字接收信号。由于使用了两个或更多个抽取速率，因此多个抽取数字接收信号相应地具有两个或更多个不同的采样频率。由于采样频率和相关操作频率可以是待测试的采集配置(即，“候选AC”)的一部分，因此所讨论的方法允许例如使用相同的测量数据来测试多个不同的候选AC。

在一些实施方案中，在噪声扫描期间进行过采样。然后，为了产生与SN扫描相同的(噪声的)混叠，用于抽取噪声扫描信号的抽取速率可以例如被选择为使得抽取的采样率等于SN扫描采样率。

与其他已知方法不同，至少在一些实施方案中，本文的教导内容不仅提供了用于识别相对最佳载波频率的解决方案，而且提供了用于噪声稳健性的完整解决方案。由于从相同的测量数据但对于不同的AC确定一个或多个噪声量度，提供了对例如AM噪声和平方噪声的稳健性。该方法本身也是快速的并且节省测量时间。在一些实施方案中，该方法还允许找到触摸报告速率与输出SNR之间的折衷。

如前所述，第一示例性方面的方法包括从该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号中确定用于多个(两个或更多个)候选采集配置的一个或多个噪声量度。噪声量度的确定可以例如在数字域中进行。在一些实施方案中，针对每个候选采集配置确定一个或多个噪声量度，这允许比较不同的候选AC。在一些实施方案中，由与相应抽取速率相关联的至少一个抽取数字接收信号计算每个抽取速率的噪声量度。在一些实施方案中，由多个抽取数字接收信号计算每个抽取速率的噪声量度。下面将更详细地讨论该方法。

噪声量度可以是任何合适的类型以获得相当的噪声量度。例如，噪声量度可以是数值，通常量化多个抽取数字接收信号中的至少一个抽取数字接收信号中存在的噪声水平。

在一些实施方案中，噪声量度可以是例如通过有效噪声功率估计(ENPE)获得的功率量度，但也可以是例如功率量度的平方根或另一线性量度，即仅使用线性函数由输入数据计算的量，但不限于此。在一些实施方案中，噪声量度是相位瞬时噪声量度。还存在这样的方法，其中噪声量度是评分值，其中较高的分数指示SN扫描的较低噪声水平，如例如在US10151608B2中所讨论的那样，该文献并入本文以用于所有目的。

在一些实施方案中，在获取用于计算噪声量度的数据的扫描期间，即在噪声扫描期间，存在激励。虽然在这种扫描期间获得的测量数据更可能受到例如传感器附近的人手指的影响，但它仍然可用于产生足够好的判定基础以识别合适的AC。考虑到这一点，术语“功率量度”在一些实施方案中可以与术语“噪声量度”互换地使用。

根据第一示例性方面，一旦确定一个或多个噪声量度，就根据给定的候选采集配置来确定用于传感器系统的操作的采集配置。当前的确定基于该一个或多个噪声量度。如下文将更详细地讨论，并且在一些实施方案中，该确定可能受到进一步考虑的影响，诸如最短扫描时间(也称为“扫描持续时间”)。

在一些实施方案中，确定采集配置的步骤包括从该一个或多个噪声量度中选择优选噪声量度，其中采集配置被设置为对应于与优选噪声量度相关联的候选采集配置。

在一些实施方案中，基于预定义标准诸如基于最大噪声的预定义阈值来选择优选噪声量度。

在一些实施方案中，优选噪声量度产生该一个或多个噪声量度的最低噪声水平。换句话讲，在这些实施方案中，优选噪声量度也可被称为“最佳”噪声量度，其中最佳噪声量度被理解为这样的噪声量度，其量指示与给定噪声量度比较集中的所有其他噪声量度相比的最低噪声水平。例如，当通过ENPE确定噪声量度时，则最佳噪声量度将具有最低值，并且根据US10151608B2的公开内容，其将具有最高值。

在一些实施方案中，对于该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率，抽取数字接收信号的对应组(即，两个或更多抽取数字接收信号的组)被确定为多个抽取数字接收信号的确定的一部分。因此，并且考虑到该两个或更多个抽取速率，根据本实施方案提供至少两组抽取数字接收信号，其中一组的组“成员”共享相同的抽取速率。

在一些实施方案中，给定组的每个抽取数字接收信号不同于给定组的所有其他抽取数字接收信号。抽取数字接收信号组可以任何合适的方式彼此不同。抽取数字接收信号组可具有相同或不同数量的样本。

在一些实施方案中并且在每个组中，抽取数字接收信号可以至少(但不限于)通过具有不同的起始相位而彼此不同。本实施方案允许进一步改进的噪声确定，如从下面的讨论中显而易见的那样。关于数字信号的术语“起始相位”被理解为抽取信号的第一样本相对于数字接收信号的第一样本的延迟，典型地以接收信号的采样率下的样本为单位。因此，关于两个信号的不同起始相位是指两个信号具有不同的起始样本。

如将显而易见的那样，并非所有可能的起始相位都需要在给定的抽取数字接收信号组中表示。例如，对于该至少两个抽取速率R(0,j)中的每一个，可针对起始相位的子集v＝v0,v0+dv,v0+2dv,…,R(0,j)-1抽取数字接收信号x，其中j＝0,1,…表示亚频索引。在其他实施方案中，一组抽取数字接收信号表示所有可能的起始相位。例如，对于该至少两个抽取速率R(0,j)中的每一个，可针对所有起始相位v＝0,1,…,R(0,j)-1抽取信号x。因此，在具有24个样本和抽取速率为四(即，R＝4)的数字接收信号的示例性情况下，该组将包括四个对应的抽取数字接收信号，每个抽取数字接收信号具有六个样本，并且每个信号以总共四个可能的起始相位中的不同起始相位开始。虽然该组的每个抽取数字接收信号仅包括每第四个样本，但由于一个样本的相移，每个样本仍在该组中表示，从而得到改进的噪声量度。

在一些实施方案中，通过有效噪声功率估计(ENPE)来确定该一个或多个噪声量度，该有效噪声功率估计包括对抽取数字接收信号组中的一组抽取数字接收信号中的每个抽取数字接收信号上的相位瞬时噪声量度之(例如，归一化)和的确定。在一些实施方案中，针对所有组，即针对所有抽取速率进行有效噪声功率估计。相位瞬时噪声量度之和的确定可通过任何合适的方法进行。在一些实施方案中，相位瞬时噪声量度是用来自系数向量的系数加权的抽取数字接收信号的(所有)样本之和。例如，系数向量可以是包含低通滤波器的系数的向量。例如，boxcar窗(全部)或期望长度的Hann(或hanning)窗的系数。这种和项的归一化可以例如通过将该和项除以系数向量中所有系数之和来进行。这种归一化不需要直接对加权和项进行，而是也可以在稍后的处理阶段进行，例如在对相位瞬时噪声量度求和之后，这可以降低计算复杂度。

例如，为了计算给定抽取速率的ENPE，对于给定组的每个抽取数字接收信号，计算与指定系数向量的点积。在一些实施方案中，这些点积通过除以所有系数之和来归一化。然后可以计算平方归一化点积的平均值以产生ENPE。

在一些实施方案中，从候选采集配置集合中确定采集配置的步骤包括选择在噪声量度满足(预定义的)噪声阈值时具有最短扫描时间的候选采集配置。由于采用了最短的可能扫描时间，本实施方案提供了特别高的触摸报告速率。

需注意，在将噪声量度与噪声阈值进行比较的上下文中，应当理解，这还包括将预期的输出信噪比(SNR)与(预定义的)SNR阈值进行比较的另选方案。SNR可以由先前确定的信号功率和噪声量度确定来计算，如前所述。

在一些实施方案中，从候选采集配置集合中确定采集配置的步骤还包括将该一个或多个噪声量度与噪声阈值进行比较，并且在该一个或多个噪声量度中的任一个噪声量度不满足噪声阈值的情况下，增加至少一个候选采集配置的扫描时间以获得至少一个更新的候选采集配置，确定用于该至少一个更新的候选采集配置的一个或多个更新的噪声量度，并且将该一个或多个更新的噪声量度与噪声阈值进行比较。

本实施方案允许在初始候选采集配置中没有一个满足期望的噪声阈值的情况下，利用增加的扫描时间来逐步评估候选采集配置，该噪声阈值可以例如根据相应的应用来设置。因此并且在一些实施方案中，可以重复所讨论的步骤，直到找到满足噪声阈值的采集配置。在给定迭代中找到满足阈值的多个候选采集配置的情况下，在一些实施方案中，将候选采集配置选择为对于给定迭代的扫描时间具有最低噪声水平的系统操作的采集配置。在一些实施方案中，在先前步骤的给定迭代中增加多个或所有候选采集配置的扫描时间。这提供了多个更新的候选采集配置，其可具有相同的操作和采样频率，但具有不同的系数向量。

在一些实施方案中，扫描时间增加了初始/先前候选采集配置的扫描时间的大致整数倍。这些实施方案对于降低噪声特别有益。在一些实施方案中，“大致整数倍”包括与约

的整数倍的百分比偏差，其中T为初始扫描时间。

为了增加扫描时间，在一些实施方案中，可以相应增加的扫描时间进行新的噪声扫描，以获得至少一个更新的候选采集配置。

在其他实施方案中，在从传感器系统获得传感器接收信号的步骤期间，可以获得具有最大扫描时间的传感器接收信号，并且最初仅考虑其一部分。例如并且在一些实施方案中，在进行A/D转换之后，仅传感器接收信号的一部分被进一步处理并且形成所讨论的抽取的基础，即具有最小扫描时间，而初始传感器接收信号被存储。在这些实施方案中，可以通过随后使用所存储的初始传感器接收信号的副本的较长部分(即，具有增加的扫描时间)来“增加”扫描时间。在一些实施方案中，最大扫描时间可以是最小扫描时间的四倍。

在一些实施方案中，可以给定传感器系统的预定义最小输出报告速率，或者相反，给定扫描周期(即，一次或多次噪声扫描和SN扫描的连续操作)的最大持续时间，在该扫描周期期间获取相应的测量数据。扫描周期可用的该时间分布在扫描周期期间要进行的所有单独测量上，包括辅助测量，如噪声扫描和至少一次SN扫描。例如，对于SN扫描的一个单独测量，我们因此可以产生最大扫描时间T。给定具有采样频率f_s的AC，例如，f_s=2·f_c为操作频率或载波频率f_c的两倍，可以将

ADC样本拟合为时间T。因此，为了充分利用该可用扫描时间T，在一些实施方案中，对于给定的AC，可以将待获取和处理的样本数量(在本文中表示为“分组长度”L)设置为

在一些实施方案中并且在采用有限输入响应(FIR)低通滤波器来处理所获取的数据的情况下，滤波器长度也可被设置为L以便利用所有获取的数据，并且由于在扫描时间T期间获取的数据的单个输出值可能是期望的，同时要求低通滤波器输出已经稳定。在一些实施方案中，低通滤波器系数的向量可被选择为例如控制滤波器的频谱抑制。例如，向量的第一要素可以是小于向量的中间要素的正值。例如，这样的向量可为[0.05,0.1,0.2,0.3,0.2,0.1,0.05]。在一些实施方案中，向量是对称的。例如，可以选择长度为L的Hanning窗作为低通滤波器系数的向量。如由Mathworks定义的Hanning窗的第n个要素是

在一些实施方案中，在噪声扫描之后，该方法包括在SN扫描期间使用在噪声扫描期间确定的采集配置操作传感器系统。在SN扫描期间，可以操作传感器系统来发射激励信号以激励交变电场，然后可以针对相应感测应用诸如触摸检测来评估该交变电场。

在一些实施方案中，在SN扫描期间使用最新噪声扫描的采集配置来操作传感器系统，因为最新扫描的采集配置表示当前噪声场景的最新配置。在一些实施方案中，在SN扫描之后，进行进一步的噪声扫描。在一些实施方案中，可以重复所得的循环操作，直到传感器系统的感测操作停止，诸如当传感器系统掉电时。

在一些实施方案中，该方法包括随后在两次SN扫描之间进行多次噪声扫描，其中该多次噪声扫描使用预定义噪声扫描频率，其中该多次噪声扫描中的至少一些(或例如全部)噪声扫描的预定义噪声扫描频率彼此不同。本实施方案允许进一步改进噪声采集配置的确定，特别是在要评估不共享公倍数的候选采集配置时。

例如，可以从在随后进行的多次噪声扫描期间获得的采集配置中确定用于传感器系统的操作的总体采集配置。换句话讲，可以从在噪声扫描的每次运行中获得的多个采集配置中确定“优选”或“最佳”总体采集配置。在一些实施方案中，通过比较相关的噪声量度和/或相应的扫描时间，可以从在多次噪声扫描期间确定的一组采集配置中确定总体采集配置。

另选地，在一些实施方案中，可以在扫描周期期间连续地针对例如仅两个(或不同数目的)预定义噪声扫描频率进行噪声扫描，同时保持该噪声扫描以产生最佳AC，并且在剩余的候选噪声扫描频率上周期性循环以选择第二个。

在一些实施方案中，用于确定采集配置(即，在噪声扫描期间)的A/D转换的孔径时间被设置为基本上与SN扫描的孔径时间相同，或为SN扫描的孔径时间的整数部分。换句话讲，根据相应的应用(例如，根据触摸报告速率)针对SN扫描预定义或根据需要选择孔径时间，并且相应地设置在噪声扫描期间用于A/D转换的孔径时间，即，与预定义孔径时间相同或为预定义孔径时间的整数部分。在本发明的上下文中，术语“孔径时间”通常被理解为模拟信号被输入到测量系统的持续时间，即测量系统暴露于外界并因此其内部模拟状态被模拟输入信号改变的时间。在一些实施方案中，孔径时间涉及传感器接收信号被输入到传感器电路的传感器接口的时间，如下所述。在一些实施方案中，孔径时间涉及传感器接收信号被输入到传感器电路的A/D转换器的时间，如下所述。

当噪声扫描孔径时间与SN扫描孔径时间相同时，可以确保产生相对最佳的载波频率判定。当噪声扫描孔径时间是SN扫描孔径时间的整数部分并且噪声是窄带时，仍然可以产生最佳载波频率，但不能提供绝对有效的噪声功率估计。

本发明人已经确定，对于SN扫描和噪声扫描孔径时间之间的特定比率，可以确保产生相对最佳的载波频率判定。当噪声扫描孔径时间a)与SN扫描孔径时间相同，或者b)当噪声扫描孔径时间是SN扫描孔径时间的整数部分时，或者相应地，当SN扫描孔径时间是噪声扫描孔径时间的整数倍时，就是这种情况。

在一些实施方案中，(对于具有基频索引i的给定基频f⁽ⁱ⁾)，所有索引对(i,j)的持续时间

大致相同。

在一些实施方案中，该方法步骤至少部分地由传感器系统的传感器电路进行。在一些实施方案中，(例如，非暂态)计算机可读介质设置有被配置为使得传感器电路进行如本文所述的方法步骤的内容。

根据另一方面，提供了一种确定用于传感器系统的操作的采集配置的传感器电路。该传感器电路包括但不限于：

传感器接口或输入端，该传感器接口或输入端用于从传感器系统获得传感器接收信号；

A/D转换器，该A/D转换器用于通过以预定义噪声扫描频率对传感器接收信号进行A/D转换来从传感器接收信号中确定数字接收信号；

抽取电路，该抽取电路被配置为通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

噪声评估电路，该噪声评估电路被配置为使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个该候选采集配置的一个或多个噪声量度；以及

配置电路，该配置电路被配置为使用该一个或多个噪声量度从候选采集配置中确定用于传感器系统的操作的采集配置。

在一些实施方案中，根据本方面的传感器电路是根据前文参考前述方面讨论的实施方案中的一个或多个实施方案配置的。关于所用的术语及其定义，参考前述方面。

根据另一方面，提供了一种电容式触摸感测系统(电容式传感器)。该方面的电容式触摸感测系统包括：

一个或多个电极，该一个或多个电极被配置用于电容式感测；以及

传感器电路，该传感器电路连接到该电极中的至少一个电极；其中传感器电路包括：

传感器接口或输入端，该传感器接口或输入端用于从该一个或多个电极获得传感器接收信号；

A/D转换器，该A/D转换器用于通过以预定义噪声扫描频率对传感器接收信号进行A/D转换来从传感器接收信号中确定数字接收信号；

抽取电路，该抽取电路被配置为通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中该两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

噪声评估电路，该噪声评估电路被配置为使用该多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个该候选采集配置的一个或多个噪声量度；以及

配置电路，该配置电路被配置为使用该一个或多个噪声量度从候选采集配置中确定用于传感器系统的操作的采集配置。

在一些实施方案中，根据本方面的传感器电路是根据前文参考前述方面讨论的实施方案中的一个或多个实施方案配置的。关于所用的术语及其定义，参考前述方面。本文所用的术语“电容式触摸感测系统”被理解为包括例如基于接近度检测的无触摸传感器系统。

现在将参考附图，其中实施方案的各个要素将被给予数字标号，并且其中将讨论另外的实施方案。

在示例性实施方案中，所述的实施方案的组成部分各自表示单独的特征，这些特征被认为是彼此独立的，在所示出或描述的组合中，以及在不同于所示出或描述的组合中。此外，所述的实施方案还可通过除所述特征之外的本发明特征来补充。

图1以示意性框图示出了传感器电路1的第一示例性实施方案。传感器电路1适于操作传感器系统或通信系统(均未在图1中示出)。例如，图2中示意性地示出的电容式触摸感测系统21的传感器20可连接到传感器电路1。出于本讨论的目的，将参考电容式触摸感测系统21，但需要强调的是本发明不限于电容式触摸感测系统。

图1的实施方案的示例性传感器电路1可以由具有提供以下操作和部件的硬件/软件的微控制器来具体体现。为清楚起见，微控制器本身未在图1的示意性框图中示出。

传感器电路1包括传感器接口2，该传感器接口可使用传感器连接3连接到电容式触摸感测系统21的传感器20。电容式触摸感测已知例如用于电子设备诸如计算机、平板计算机、智能电话、可穿戴设备和智能家居设备的电容式触摸屏面板，以及车辆、火车、轮船、飞机/航天器和工业或科学设备的电子部件，但不限于此。在一个示例中，电容式触摸感测系统21是“无触摸”传感器系统。

传感器接口2和传感器连接3允许传感器电路1在采集操作期间操作/驱动电容式触摸感测系统21的传感器20，这在本文中被称为“信号和噪声扫描”或SN扫描。在SN扫描期间，传感器电路1或更准确地说传感器电路1的驱动电路4产生并发送激励信号以激励电容式触摸感测系统21的传感器20附近的交变电场，然后在接收侧产生信息部分，即相对于电容式触摸感测，检测用户的一个或多个手指或不同的物体是否靠近传感器20的表面。激励信号的发送和返回传感器接收信号的接收都由传感器接口2处理。出于本讨论的目的并且作为示例，激励信号是周期信号，即矩形脉冲串。该周期信号的频率，即脉冲频率，被称为SN扫描的操作频率或载波频率。

除采集操作之外，传感器电路1以对应的噪声扫描模式进行噪声扫描。在噪声扫描期间，优选地，传感器电路1不向传感器施加激励信号。

如前所述，噪声扫描用作测试测量，并且允许由在噪声扫描期间获得的测量数据计算噪声量度，该噪声量度表示在SN扫描期间预期的噪声量。对噪声的稳健性是任何通信系统或传感器系统(包括电容式触摸感测系统21)的关键挑战。具体地，解决了标准IEC传导噪声测试(例如，使用如IEC 61000-4-6中的调幅噪声)、大电流注入(BCI)测试(例如，根据ISO 11452-4汽车标准)或对平方噪声的稳健性的通过。另外，对于电容式触摸感测系统21的各种应用，重要的是产生具有可靠且准确的输出估计的高触摸报告速率。

进行噪声扫描的目标是确定用于SN扫描期间电容式触摸感测系统21的操作的采集配置。采集配置包括用于SN扫描期间电容式触摸感测系统21的操作的一个或多个参数，并且可包括用于A/D转换的采样频率、用于传感器系统的(采集)操作的激励信号的操作频率(载波频率)、扫描持续时间、待获取的样本数量以及低通滤波器系数中的一者或多者。

需注意，对于本讨论，用于SN扫描期间的A/D转换的采样频率被认为与激励信号的操作频率/载波频率相关。该关系的一个原因是本实施方案中的传感器接收信号是准静态信号，即，根据矩形脉冲串形状的激励信号，在给定时间间隔期间不随时间变化或仅几乎不随时间变化的信号。在接收或感测侧并且如下文所论述，当信号已经历低通滤波时，它的边缘被圆化，并且在每个边缘之后，它显示出过渡持续时间，直到它稳定到恒定水平。在本文中，当信号已稳定到足够的程度时，在每个边缘之后对接收信号采样一次，即，在SN扫描期间矩形脉冲串的每个周期有两个样本，因此对应于为载波频率两倍的采样频率。

传感器电路1还包括A/D转换器5、数字信号处理电路15、噪声评估电路8、配置电路9、存储器10、触摸检测器11和输出端12。数字信号处理电路15具体地包括抽取电路(图1中未示出)，该抽取电路被配置为确定多个抽取数字接收信号，如下文更详细地讨论。需注意，图1未示出上述部件之间的所有控制连接，例如用于控制A/D转换器5的采样率或信号处理电路15对存储器10的访问。

在噪声扫描期间，A/D转换器5、数字信号处理电路15、噪声评估电路8和配置电路9的信号处理链是活动的。

在SN扫描期间，噪声评估电路8和配置电路9被禁用或者是非活动的。在这种情况下，在A/D转换和信号处理之后，传感器接收信号被提供给触摸检测器11以用于确定传感器20上的用户触摸。结果经由输出端12提供给连接的外部部件。

下面将参考图1和图3的流程图说明传感器电路1及其部件的功能。

为了简单说明，假设示例性电容式触摸或无触摸感测系统21具有多个采集配置，其模拟前端参数是相等的，但操作频率和相应的采样频率不是，如前所述，后者是该示例性实施方案中的载波频率的两倍。不同的采样频率具有作为预定义噪声扫描频率的公倍数。其他数字信号处理参数诸如待滤波的样本数量和低通滤波器系数的选择在这些AC之间可以不同也可以相同。

噪声扫描在步骤30中从传感器电路1的初始化/上电开始。在步骤31中，如前所述，使用传感器接口2从传感器20获得传感器接收信号，而不施加激励信号。因此，信号仅包括噪声。

随后在步骤32中使用A/D转换器5对传感器接收信号进行A/D转换，以获得数字传感器接收信号。在噪声扫描期间，以频率f_b获取数据，我们将该频率表示为基础频率或预定义噪声扫描频率。在配置步骤(未示出)期间，f_b被选择为多个AC的SN扫描采样频率的公倍数。例如，使这些AC中的一个AC具有候选载波频率f_c。在具有该AC的SN扫描期间，采样频率将为f_s＝2·f_c。然而，预定义噪声扫描频率高R倍，即f_b＝R·2·f_c，其中R为抽取速率。因此，A/D转换器5在噪声扫描期间以采样频率f_b＝2·R·f_c对模拟传感器接收信号进行采样，即，采样频率是SN扫描的R倍。

在步骤33中，数字信号处理电路15的抽取电路从数字传感器接收信号中生成抽取数字接收信号。

数字传感器接收信号的抽取减少了各个抽取数字接收信号中的样本数量。图4示意性地示出了对于示例性抽取速率R＝2、3、4和6的数字信号处理电路15的操作。

抽取使用多个不同的抽取速率，即如图4所示，抽取速率R＝2、3、4和6。对于每个抽取速率，提供多个抽取数字接收信号，这将在下文更详细地讨论。

具有多个抽取速率的抽取的应用允许可以由相同的测量数据(即，数字传感器接收信号)评估多个可能的“候选”采集配置。如前所述，该实施方案中的(候选)采集配置具有噪声扫描采样频率是其公倍数的采样频率。在一些示例中，低通滤波器长度和系数值也可以不同。具有多个抽取速率的噪声扫描数字传感器接收信号的抽取提供了具有这些不同采样频率的抽取数字接收信号，并且因此使得可以使用相同的传感器接收信号来评估不同的候选采集配置。如从图4中的示例将显而易见的那样，当扫描持续时间是恒定的(即L⁽ⁱ⁾＝24个样本)时，等于相应AC的分组长度L的抽取数字接收信号中的样本数量根据抽取速率而变化。在一些实施方案中，不同AC的扫描持续时间可以不同。例如，如果噪声扫描将总共产生20个样本，则R＝4将导致4*5＝20个样本，但在R＝3的情况下，将仅有3*6＝18个样本，因为3*7＝21不“适合”20的初始样本长度。

一旦生成抽取数字接收信号，在步骤34中，数字信号处理电路15就对抽取数字接收信号进行解调。在本文中，这通过将样本交替地与正一和负一相乘来进行，但不限于此，因为这也可以在SN扫描期间进行。在解调之后，例如使用一个或多个有限脉冲响应(FIR)滤波器的数字低通滤波去除不需要的高频信号分量。需注意，不同的抽取速率R可能需要在进一步处理中不同，具体地，FIR滤波器的滤波器系数的数目可等于抽取之后样本的数目

即等于相应候选AC的分组长度L，并且滤波器系数的值可相应地针对不同抽取速率R而不同。在本实施方案中，使用长度为L的Hanning窗作为低通滤波器系数的向量来应用滤波。如由Mathworks定义的Hanning窗的第n个要素是

在滤波之后，应用

的进一步抽取以提供所获取的ADC样本块的单个输出值。在下文中参考图5更详细地讨论数字信号处理电路15的所得数字处理链，其中为简单起见，将

缩写为L。

在步骤35中由噪声评估电路8进行评估，该噪声评估电路从抽取数字接收信号中确定用于候选采集配置的噪声量度。

如前所述，对于每个抽取速率，确定一组抽取数字接收信号。例如并且如图4所示，上方示出了具有L^（i)＝24个样本x_k，k＝0，1，...，23的初始ADC 5输出信号。下方示出了对于抽取速率R＝2，3，4，6，如何将单个初始ADC信号解复用为具有不同起始样本x_v，v＝0，1，...，R-1的R个信号。因此，抽取信号的样本被重命名为

也就是说，对于图4中的示例性值L⁽ⁱ⁾＝24个样本和R＝2，3，4，6，我们分别产生长度为12、8、6和4个样本的抽取信号。

从图4可以看出，对于抽取速率R＝3，总共确定了三个抽取数字接收信号，它们显示出不同的起始相位，即不同的起始样本。这样做是为了在步骤35中计算特别有益的噪声量度，即“有效噪声功率估计”，也称为“ENPE”。

因此，图3的过程提供了，在数字域中，使用不同的信号相位ν∈{0，1，...，R-1}抽取数字接收信号，其中所得的R个信号中的每个信号具有采样率

需注意，在一些实施方案中，所采用的信号相位的集合也可以是相位{0，1，...，R-1}的完整集合的子集，例如{0，2，4，...，R-1}。换句话讲，每组抽取数字接收信号不必包括所有可能的信号相位。

在数学上，为每个抽取速率R分配与抽取信号具有相同长度的系数向量，例如包含FIR低通滤波器(LPF)的系数。为了计算抽取速率R的ENPE，对于高达R个抽取信号向量中的每个抽取信号向量，在步骤35中由噪声评估电路8计算与分配的系数向量的点积。任选地并且在一些实施方案中，这些点积可通过除以所有系数之和来归一化。然后计算平方归一化点积的平均值以产生ENPE。

在数学方面，图4示出了对于每个R∈{2，3，4，6｝，初始信号向量x＝[x₀ x₁ x₂ ...x₂₃]如何被分成多达R个信号向量。

其中我们表示

并且v∈{0，1，...，R-1}。使w＝[w₀ w₁ w₂ ...w_N]表示长度为

的系数向量，将其分配给每个抽取速率R。然后，由以基频f_b＝R·2·f_c、抽取速率R和系数向量w采样的噪声扫描数据向量x将以f_s＝2·f_c采样、解调并用系数滤波的载波频率f_c处的接收信号的ENPEη(x，R，w)计算为

因此，项

被称为相位瞬时噪声量度。归一化项

确保滤波器DC增益为1，并且可以从相位v上的和中移出，然后被平方，或者可以在稍后的处理步骤中考虑，留下

为了区分不同的抽取速率R，我们为第j个抽取速率R^(0，j)分配带有索引j＝0，1,2，...的上标。同样，我们对分配给抽取速率R^(0，j)的系数向量进行该操作，得到w^(0，j)。

由于使用相同的测量数据计算不同候选AC的噪声量度，因此例如调幅噪声所经历的时间变化确实会影响噪声量度，但是由相同数据计算的噪声量度仍然保持可此性，以可靠地识别具有相对最低噪声量度的AC。

对于二的倍数的抽取速率，可通过将相位v＝0，1，...，R-1上的和改变为相位

上的和来降低计算复杂度，其中

例如，对于R＝6，可以采用

来计算复杂度降低的ENPE。

一旦针对每个候选采集配置确定了噪声量度，即本文中的ENPE，就将ENPE传递到配置电路9，该配置电路在步骤36中使用所确定的ENPE从候选采集配置中选择用于传感器系统的操作的采集配置。

在该实施方案中，配置电路9在步骤36中通过评估相关联的ENPE来确定候选采集配置中的哪一个产生最低噪声。

一旦选择候选采集配置作为采集配置，则完成噪声扫描。采集配置由配置电路9提供给驱动电路4。此外，所选采集配置被存储在存储器10中以供将来参考。然后，根据噪声扫描的结果，在至少一次SN扫描中操作电容式触摸感测系统21(步骤37)。需注意，可以对多个传感器(发送)线3进行SN扫描，特别是在互电容传感器的情况下。在SN扫描之后，进行新的噪声扫描，从步骤30开始。

用于噪声扫描和SN扫描的两个所得信号处理链在图5中以简化和示意性的图示出。

图5在上方示出了在SN扫描期间获取的数据的数字处理。使用ADC 5将传感器接收信号以载波频率f_c的两倍(即f_s＝2·f_c)从模拟域转换为数字域，以获得数字传感器接收信号。然后将数字ADC输出信号，即数字传感器接收信号提供给数字信号处理电路15，该数字信号处理电路包括解调器13、FIR低通滤波器6和抽取电路7。数字ADC输出信号(即数字传感器接收信号)由解调器13通过将其样本交替地与正一和负一相乘来解调，并且经解调的信号被输入到具有L个滤波器系数的数字低通LPF滤波器6中，并且最终用因子L来抽取，即，在输入L个样本之后，抽取器7仅输出一个样本。

在图5的下部，更详细地示出了在噪声扫描期间数字处理电路15和噪声评估电路8的处理。ADC 5以预定义噪声扫描频率对模拟传感器接收信号进行采样。在图5中，示出了一个示例性AC的处理。将针对要考虑的每个AC进行操作。

示例性AC具有载波频率

采样信号在被ADC 5转换以获得数字传感器接收信号后被解复用到以v∈{0，1，...，R-1}为索引的R个信号上，其中R个信号中的每个信号都具有采样率f_s＝2·f_c。与SN扫描期间的处理相当并且为了提供类似于SN扫描中的条件，每个解复用的信号由相应的解调器13通过将其样本交替地与正一和负-相乘来解调，并且每个经解调的信号在FIR低通滤波器LPF 6中被滤波并由抽取电路7抽取。在模数转换并处理R·L个样本x_k之后，对于每个抽取信号，我们已获得一个抽取样本。由噪声评估电路8对每个抽取样本求平方，然后由噪声评估电路8计算这些R个平方样本的平均值，得到ENPE。

需注意，在前文中参考图3和图5讨论的处理不一定需要“在线”完成。相反，并且如前文参考图3至图5所讨论，其中每个ADC样本x_k一旦与(±1)相乘就可以被丢弃，得到作为中间产物的解调值，在一个实施方案中，样本x_k可以存储在存储器10中以进行离线处理。在该实施方案中，参考图3和图5讨论的处理在A/D转换之后发起。

图6示出了另一个实施方案中的传感器电路1的操作的示例性流程图。该操作对应于前面的讨论，特别是参考图3。因此，除了步骤66a之外，步骤60-67中的操作对应于相应步骤30-37中的操作，在步骤66a中，配置电路9将驱动电路4用于SN扫描的采集配置的孔径时间设置为在当前噪声扫描期间A/D转换器5所使用的孔径时间的整数倍(包括相同的孔径时间，即其中整数＝1)。为此，配置电路9连接到A/D转换器5(图1中未示出)。在下一次噪声扫描周期时，在步骤60中，孔径时间被设置回到初始孔径时间。

本实施方案基于发明人的认识，即，当捕获模拟数据以创建时间离散样本时，模拟信号被输入到测量系统的持续时间(即，测量系统暴露于外界并因此其内部模拟状态被模拟输入信号改变的时间)可影响输出样本的值。对于ADC 5，该持续时间是所谓的“孔径时间”。图7的示意图示出了对于孔径时间0.833us和2.5us理想ADC的传递函数的量值，也称为对频率为f_n的单音信号的敏感度。频谱零点可以在反向孔径时间的倍数处观察到，即分别为1/0.833us＝1.2MHz和1/2.5us＝400kHz。

对于一些触摸感测设备，在感测到电极时，流入或流出传感器电极的电流被积分达确定的时间量。该积分时间也被认为是孔径时间。

孔径时间不能长于两个连续样本之间的时间，即样本间隔，因为两个连续样本的孔径时间窗口不能重叠。采样频率越高，采样间隔越短，并且因此最大孔径时间越短。因此，当以预定义噪声扫描频率f_b＝2·R·f_c采样时，其中f_c为示例性AC的载波频率，最大孔径时间

比采样频率为

的SN扫描期间短。

期望的孔径时间也可以取决于手头的传感器类型。例如，ITO传感器的信号稳定时间通常比PCB传感器的信号稳定时间高，因为ITO的传导性比铜低。因此，与类似形状的PCB传感器相比，ITO传感器可能需要更长的孔径时间。需注意，还存在孔径时间对测量值的影响实际上可以忽略的情况。这些可包括例如在电压跟随器电路(“缓冲放大器”)的输出上进行的电压测量。

然而，在某些情况下，期望的孔径时间可能短于SN扫描采样间隔，但超过噪声扫描采样间隔。于是，显然，期望的孔径时间不适用于噪声扫描。可以为噪声扫描选择不同的较短的孔径时间。然而，为SN扫描和噪声扫描选择不同的孔径时间可能会损害从SN扫描的噪声扫描数据产生可靠ENPE的可能性。具体地，当噪声扫描敏感度谱在SN扫描敏感度谱不具有的频率处具有零点时，有害噪声在噪声扫描数据中不可见是可能的，并且噪声稳健性算法可以做出不敏感的判定。

然而，对于SN扫描与噪声扫描孔径时间之间的某些比率，可能产生相对最佳的载波频率判定，即，关于一些噪声场景的相对最佳的采集配置的判定。当噪声扫描孔径时间是SN扫描孔径时间的整数部分时，或者相应地，当SN扫描孔径时间是噪声扫描孔径时间的整数倍时，就是这种情况。这在图7中通过示例示出了当所有“噪声扫描零点”(积分时间0.833us)落在“SN扫描零点”(积分时间2.5us)上时的分数1/3。

ENPE在解调和低通滤波之后提供接收信号的噪声功率的绝对估计。对于一些传感器系统或应用，可存在该噪声功率的上限阈值，高于该上限阈值则不期望进行操作。

产生较低噪声功率的一个示例性方法是增加所获取和处理的样本的数量L，在本文中表示为“分组长度”，因此滤波器长度等于L。需注意，滤波器长度等于滤波器阶数N加一，即L＝N+1。然而，单独和自行增加分组长度通常不能改善噪声抑制。噪声抑制主要取决于所选低通滤波，其中分组和滤波器长度仅仅是一个方面。图17示出了在对于boxcar窗和Hanning窗分组大小从5个样本增加到7个样本的情况下的频谱噪声抑制的示例。例如，在具有boxcar窗的上图中，对于归一化频率

弧度/样本，噪声敏感度增加，而不降低。

图9示出了对于boxcar或矩形窗低通滤波器(上图)和“hanning”窗低通滤波器(下图)，对于图9中的所有噪声频率f＝f_n或所有归一化频率

需要如何增加分组长度以使得噪声抑制得到改善。具体地，较短分组长度的频谱零点应当落在较长分组长度的零点上。在图9中，示出了当对于boxcar窗LPF，较长的分组长度是较短分组长度的倍数，并且对于Hanning窗LPF，较长的分组长度是较短分组长度的倍数加一时，实现了这一点。对于boxcar、Hann窗和Matlab的Hanning窗(在本文中Hanning窗对应于去除第一个样本和最后一个样本的Hann窗)低通滤波器，如何将分组长度L增加到L’以保证针对所有噪声频率改善噪声抑制的规则是：

对于传感器系统的另一个要求可以是最小报告速率，即，电容式触摸或无触摸感测系统21可被要求以等于或高于最小报告速率的报告速率输出估计数据。例如，该估计数据可以是如图5(上图)所示的“到触摸检测器11”的经低通滤波和抽取的数据，或由其计算的数据。这样的最小报告速率通常与所报告的数据如何被获取和处理无关，也就是说，它与例如载波频率无关。但是最小报告速率将测量时间的上限设置为最小报告速率的倒数。对于电容式触摸感测系统21的另一个要求可以是最小SNR，或者换句话讲，输出值的预期噪声功率低于限值。在一些实施方案中，这甚至可以是主要要求，并且当它不能以期望的报告速率来满足时，则在保持并试图满足噪声功率限制的同时降低报告速率(即，扫描时间增加)，如下文参考图8A和图8B所讨论。

图8A和图8B示出了另一个示例性实施方案中的传感器电路1的操作的流程图。该操作对应于前面的讨论，特别是参考图6。因此，除步骤82a和86a-86g之外，步骤80-87中的操作对应于步骤60-67中的相应操作，如下所述。

在步骤82中，从电容式触摸感测系统21获得的传感器接收信号被A/D转换以获得数字接收信号，该数字接收信号对应于前文参考步骤32和62所讨论的处理。在本实施方案中，在步骤81期间获得的传感器接收信号具有最大预定义扫描时间，即预定义最大持续时间。例如，预定义最大持续时间可为200微秒。

在步骤82a中，将具有最大扫描时间的数字接收信号的副本存储在存储器10中。然后，选择数字接收信号的一部分，即具有预定义最小扫描时间。步骤83-85的进一步处理基于数字接收信号的该部分。

在步骤86中，从候选采集配置中选择采集配置。为清楚起见，步骤86中的处理在图8B中分解为步骤86a-86g示出。

在步骤86a中，配置电路9通过评估相关联的ENPE来选择产生最低噪声的候选采集配置，如步骤85中所确定。在步骤86b中，配置电路9确定所选ENPE是否满足或低于预定义噪声阈值，该预定义噪声阈值可被定义为噪声功率或SNR。例如，相对于SNR的预定义噪声阈值可为20dB。如果所选ENPE满足或低于预定义噪声阈值，则在步骤87中将所选候选采集配置设置为SN扫描的采集配置，对应于前面的说明。在步骤86c中设置SN扫描的孔径时间，如参考图6所讨论。

在所选候选采集配置的噪声量度超过预定义噪声阈值的情况下，处理继续到步骤86d。假设在步骤86d中，尚未达到最大预定义扫描时间，配置电路9将扫描时间增加约整数倍，并评估该增加的扫描时间。为此，配置电路9在步骤86e中从存储器10获得具有最大扫描时间的初始数字接收信号的副本，其在步骤82a中被存储。然后，在步骤86f中选择初始数字接收信号的较大部分，其扫描时间是先前扫描时间的整数倍，例如是被评估的先前部分的扫描时间的两倍。然后在步骤83中继续该处理，并且根据步骤83-86评估增加的扫描时间，如前所述。

在数学上，噪声稳健性水平(NRL)在本文中被用作预定义最大扫描或测量时间的指标。例如，使NRLρ＝0表示最低NRL对应于最短最大扫描时间T₀。对于每个候选采集配置，其分组长度被设置为采样频率f_s＝2·f_c期间可以获取的样本的最大数目

其中f_c为AC的载波频率。例如，当T₀＝125μs且f_c＝100kHz时，则所得分组长度为

个ADC样本。

对于下一个较高的NRL ρ＝1，对于每个AC，根据公式(1)确定分组长度，具体取决于低通滤波器设计，例如参数k＝2，即扫描时间近似加倍。

以迭代方式重复所讨论的步骤，直到找到满足噪声阈值的采集配置或者达到最大预定义扫描时间并且没有采集配置满足噪声阈值。在后一种情况下，步骤86d的询问导致在步骤86g中在输出端12处生成警告信号，警告未找到合适的采集配置。然后，操作继续进行到步骤86c，使用AC产生用于在SN扫描中操作的最佳噪声量度。

如从前述内容将显而易见的那样，扫描周期可包括噪声扫描，随后是使用AC的SN扫描，这会产生最佳噪声量度。然后在下一个扫描周期之后进行下一次噪声扫描和SN扫描。然后重复扫描周期，直到设备关闭。

如前所述，目标是找到最低NRL，即，最短的所需扫描时间以及因此最高的报告速率，对于该最低NRL，存在产生至多为噪声阈值的ENPE的候选采集配置。当存在具有相同扫描时间的多于一个采集配置产生低于极限的ENPE时，图8A和图8B的过程选择产生最低ENPE的AC。

当存在采样频率不共享公倍数的候选AC时，可以采用使用多个预定义噪声扫描频率的略有修改的过程。对应的示例性实施方案在图10的流程图中示出。

给定以预定义噪声扫描频率f_b采样的噪声扫描信号，可以为整数抽取速率R选择多个不同的值。

然而，可以在给定以噪声扫描频率f_b采样的信号的情况下计算ENPE的载波频率

的数量实际上是有限的。

为了增加候选载波频率集合，在根据实施方案中可以评估附加噪声扫描频率。为了区分这些噪声扫描频率，我们为第i个候选基频f⁽ⁱ⁾分配带有索引i＝0，1,2，...的上标。第i个候选基频的第j个抽取速率表示为R^(i，j)，并且其对应的候选载波频率和系数向量分别表示为f^(i，j)和w^(i，j)。

我们将

表示为具有基本频率索引i、亚频索引j和NRL ρ的AC的分组长度。

该过程从初始化传感器电路1的步骤100开始。对于每个预定义噪声扫描频率，在步骤101、102和103中进行单独的噪声扫描。需注意，本实施方案不限于三个相继的噪声扫描的进行。每次噪声扫描期间的操作对应于前文参考图1至图9讨论的实施方案中的一个实施方案。在每个步骤101、102和103中，获得至少一个候选AC的噪声量度。在一些实施方案中，可以在多个步骤101、102和103中获得相同候选AC的噪声量度。

在步骤104中，从在步骤101、102和103中评估的候选采集配置中确定总体采集配置。通过选择步骤101、102和103的候选采集配置来确定总体采集配置，对于所述步骤总体产生最低ENPE。换句话讲，总体采集配置对应于噪声扫描101、102、103的最佳可能候选采集配置。NRL的理念也可以应用于多噪声扫描频率的这种情况。在步骤105中，在SN扫描中使用总体采集配置操作传感器系统。然后，操作返回到步骤100，直到传感器电路1的处理停止。

与其他已知方法不同，根据各种实施方案描述的方法不仅提供了用于识别相对最佳载波频率的解决方案，而且提供了用于噪声稳健性的完整解决方案。它甚至对例如AM噪声和平方噪声产生稳健性。这是可能的，因为可以由相同的测量数据但对于不同的AC计算出高度准确的、定量的SNR或噪声功率估计。这进一步允许找到触摸报告速率与输出SNR之间的折衷。

此外，对于所选低通滤波器设计方法，例如boxcar窗滤波器函数，并且在要求当增加扫描时间同时保持其他AC参数不变时确保改进的噪声稳健性的情况下，许多候选AC的参数(诸如滤波器长度和滤波器系数值)可从很少的高级需求(诸如，200us扫描时间)中得到，从而允许简单的噪声稳健性配置而不需要强化训练。

本发明的另一示例性方面涉及获得电流的解耦副本以及用于具有重叠孔径窗口的信号采集的数字处理。

当捕获模拟数据以创建时间离散或数字输出样本时，模拟信号被输入到测量系统的持续时间(即，测量系统暴露于外界并因此其内部模拟状态被模拟输入信号改变的时间)可影响输出样本的值。

对于模数转换器(ADC)，该持续时间被称为孔径时间，如前所述。回想一下，图7示出了对于孔径时间0.833us和2.5us理想ADC的传递函数的量值，也称为对频率为f_n的单音信号的敏感度。我们在反向孔径时间的倍数处观察到频谱零点，例如分别为1/0.833us＝1.2MHz和1/2.5us＝400kHz。

对于一些可用的触摸屏控制器，在感测到电极时，流入或流出传感器电极的电流被积分达确定的时间量，以测量在该时间期间移动的电荷量。该积分时间是孔径时间。使用电流积分的电荷测量的基本示例图示于图11中。它示出了产生电流i_in的未知电流源，其中当图的右手侧所示的由信号s_ap(t)控制的孔径开关接通并且由信号s_res(t)控制的复位开关断开时，该电流在电容器C_int上积分。当孔径开关接通时，电流源的电阻器R可以忽略。

利用模拟信号的标准串行处理，孔径时间通常不能长于两个连续样本之间的时间，即样本间隔，因为两个连续样本的孔径时间窗口不能重叠。采样频率越高，采样间隔越短，并且因此最大孔径时间越短。

存在这样的应用，其中对于连续样本具有相邻或重叠的孔径时间窗口可能是有益的。例如，在前文中，描述了两种不同类型的测量，其中第一类型的采样频率是第二类型的采样频率的倍数，即“噪声扫描”和“SN扫描”，然而对于这两者期望相同的孔径时间。虽然为SN扫描选择了孔径时间，但噪声扫描的采样频率可能过高而不适合两个连续样本之间所选时间的孔径窗口，该孔径窗口会重叠。

为了产生重叠的孔径时间窗口，一些并行处理的装置可能是有益的。例如，对于类似上述触摸屏控制器的系统，两个或更多个积分器将是有益的。一个问题可能是这两个或更多个积分器在分接同一焊盘或测量节点时可能潜在地相互干扰它们的测量的风险。这在图12中示出，其中在右手侧，孔径开关的状态

和

随时间绘制。在两个孔径开关

接通的时间期间，未知输入电流在两个积分器之间不受控制地分流。因此，具有重叠孔径时间窗口的确定性测量可能是不可能的。以这种方式不能多次测量相同的模拟输入电流而不使测量相互干扰。

在电容式感测中，期望的孔径时间可以例如取决于手头的传感器类型。例如，ITO传感器的信号稳定时间通常比PCB传感器的信号稳定时间高，因为ITO的传导性比铜低。因此，与类似形状的PCB传感器相比，ITO传感器可能需要更长的孔径时间。

基于前述内容，一种解决方案可以是采用具有一个输入端和多个输出端的电流放大器以产生输入电流的多个解耦副本。然后可以用一个积分器分接每个副本，并且将积分器输入电流解耦，即相互独立。在数字后处理步骤中，从多个模拟副本获得的数据可以例如被重新排列以产生单个数字输出信号。

本讨论的原理方法是创建模拟输入信号的多个解耦副本。然后，可以对每个信号副本单独执行模拟处理和A/D转换。最后的步骤是将来自不同处理分支的数字样本交织或复用为单个输出信号。

输入电流独立于输出电流的标准电子部分是晶体管。对于更复杂的部件如可包括此类晶体管的放大器，这种独立性也成立。当输入电流控制两个输出电流，并且输入电流独立于任一输出电流时，这意味着输出电流也相互独立。

对于一些触摸屏控制器设备和经典的触摸屏控制器测量，模拟输入信号是电流。一些现有的触摸屏控制器的模拟前端(AFE)为模拟处理提供多个基本上相同的并行单元，称为切片。每个片包括积分器。

虽然期望对于不同的积分器具有完全独立的时序，但一些触摸屏控制器设备可以被限制为用于所有切片的公共采样间隔或采样频率。然而，除了所需的小数字修改之外，现有设备将允许输入电流的两个副本的独立测量，其中两个测量的孔径时间窗口会重叠。图13示意性地示出了触摸屏控制器的示例性AFE的两个所谓的切片。图13的左上角的主切片的焊盘连接到电流放大器的输入端X。该电流放大器的同相输出端Z0连接到积分器，该积分器的输出端连接到ADC。主切片的电流放大器的反相输出端Z1连接到次切片上的积分器的输入端，再后接ADC。次切片的电流放大器被断开，使得仅主切片的放大器反向电流被输入到积分器。尽管孔径开关INTMOE可以针对主切片和次切片独立地控制，但积分器复位开关RST1和RST2可能不能独立地控制。

在前文中，已针对噪声扫描讨论了对重叠孔径时间窗口或电流积分窗口的需要。对于这样的噪声扫描，人们可能主要对来自单个切片的测量数据感兴趣，例如连接到传感器电极的切片，其中可以预期最高噪声水平。假设主切片已连接到该噪声最大的电极，例如该噪声最大的电极连接到图13中的主切片的焊盘，则理论上，获得主切片的输入电流的两个解耦副本，并且在主切片和次切片上，可以打开或关闭孔径或复位开关，而不影响相应的其他切片上的电流。

图14示出了当假设孔径和复位开关的切片无关控制时用于电流积分和积分器复位的示例性时序图。每个积分窗口之前是积分电容器的复位。主切片和次切片的积分窗口是交错的并且在时间上重叠。在模数转换(A/D)之后，来自两个切片的样本被交织以产生单个数字信号。例如，通过连接来自主切片的第一输出样本、来自次切片的第一输出样本、来自主切片的第二样本、来自次切片的第二样本等等来创建新的单个数字信号。需注意，在噪声扫描的上下文中，在进一步处理之前抽取所获得的信号，并且在抽取之后，对应于这些抽取信号中的连续样本的当前积分窗口不再重叠。

然而，虽然可以分别针对主切片和次切片控制积分，但由于主切片和次切片通用的积分器复位控制，因此图14的时序可能无法用一些触摸屏控制器设备实现。

可以用一些触摸屏控制器完成的是类似于图14中的时序，但是具有非重叠的积分窗口，如图15所示。实际上，A/D转换也在主切片和次切片上同步地进行，如垂直虚线所示，使得来自每个切片的每隔一个的数字样本是不期望的，因为它不是在当前积分器的积分阶段结束时获取的，而是在可能的随机积分器状态期间获取的，并且因此可被丢弃。

使用图15的时序配置的测试具体实施所获得的数据示于图16中。具有20kHz的单音信号被耦合到连接到切片Y34的传感器电极中，并且采样频率为200kHz。以交错方式示出来自主切片Y34和次切片Y35的样本，而实线和虚线分别连接来自每个切片的样本。可以观察到，切片Y35(虚线)的信号仍然需要重新反转和移位，因为Y35的信号大致是在ADC值-15的水平处镜像的Y34的信号的镜像。在实际信号采集之前需要确定所需的偏移(例如，焊盘/电极断开，即没有输入信号)，然而，数字域中的信号重构是可行的。

当在本文中提及模拟信号的“副本”时，不一定需要精确的一对一副本。对于一些应用，严格单调的复制功能可能是足够的，并且可以在数字域中补偿任何失真。

然而，对于具有如在A/D转换之前将电流积分的触摸屏控制器设备中的处理的系统，在一些实施方案中仅输入信号(即，输入电流)的线性失真是可接受的，以允许数字均衡(即，失真补偿)。另外，一般来讲，例如当考虑信号均衡连同ADC量化噪声时，或多或少的线性复制功能可能是有益的。

当主切片和次切片上的采集频率相同但只有采集相位不同时，前述触摸屏控制器特定解决方案允许重叠的孔径时间窗口。然而，在给定相同模拟信号的多个副本的情况下，当硬件控制将允许针对不同切片的完全独立时序时，将有可能产生针对具有不同AFE配置(包括任意不同的采样频率和孔径时间窗口)的噪声水平评估的信号采集问题的一般解决方案。

具有模拟输入信号x(t)的传感器系统的一些实施方案提供了，传感器系统产生x(t)的两个或更多个模拟副本y_i(t),i＝0,1,…。

在一些实施方案中，副本y_i(t)是x(t)的严格单调函数。

在一些实施方案中，副本y_i(t)是x(t)的线性函数y_i(t)＝b_i*x(t)+a_i。

在一些实施方案中，传感器系统是电容式感测系统。

在一些实施方案中，信号x(t)是电流。

在一些实施方案中，信号y(t)是电流。

在一些实施方案中，两个或更多个模拟信号副本y_i(t)被输入到模拟电路H_i以生成数字样本，并且至少两个电路H_i的孔径窗口在时间上重叠。

在一些实施方案中，模拟电路H_i包括积分器。

在一些实施方案中，两个或更多个电路H_i上的采样频率是相同的。

在一些实施方案中，传感器系统包括电流放大器，该电流放大器的输入被馈送x(t)，并且其中电流放大器具有共享一个输入级的两个或更多个输出级。

在一些实施方案中，来自不同分支上的信号的样本被复用，产生单个输出信号。

在本文中实现的用于复制模拟输入信号以产生解耦信号进行独立处理的通用解决方案解决了相互比较任何AFE配置的问题，并且有益于找到合适的采集配置。

在一些实施方案中，孔径时间增加超过采样周期，从而允许高度准确的噪声功率估计。

与评估来自不同传感器电极的信号的另选方法相比，对于所讨论的方法，不存在噪声以不同的耦合强度耦合到不同传感器电极中的风险，这可能对估计造成错误的偏差，仅仅是因为在所讨论的方法中所评估的所有数据源自单个传感器电极。

尽管已相对于本发明的特定实施方案描述了本发明，但这些实施方案仅仅是例示性的，而不是对本发明的限制。本文中对本发明的例示性实施方案的描述(包括摘要和发明内容中的描述)并不旨在穷举本发明或将本发明限制为在本文中公开的确切形式(并且具体地，在摘要或发明内容中包括任何特定实施方案、特征或功能并不旨在将本发明的范围限制为此类实施方案、特征或功能)。相反，本说明书旨在描述例示性实施方案、特征和功能，以便向本领域普通技术人员提供理解本发明的上下文，而不将本发明限制为任何具体描述的实施方案、特征或功能，包括在摘要或发明内容中描述的任何此类实施方案、特征或功能。虽然在本文中仅为了说明的目的描述了本发明的特定实施方案和示例，但在本发明的实质和范围内各种等效修改是可能的，如相关领域的技术人员将认识和了解的那样。如所指出的那样，这些修改可根据本发明例示的实施方案的以上描述对本发明做出，并且将被包括在本发明的实质和范围内。因此，虽然在本文中已参考本发明的特定实施方案描述了本发明，但修改、各种改变和替换的范围在前述公开内容中示出，并且应当理解，在一些情况下，在不脱离所阐述的本发明的范围和实质的情况下，将采用本发明的实施方案的一些特征而不相应地使用其他特征。因此，可以进行许多修改以使特定情况或材料适应本发明的基本范围和实质。

在整个说明书中提及“一个实施方案”、“实施方案”或“具体实施方案”或类似术语意味着结合该实施方案描述的特定特征、结构或特性被包括在至少一个实施方案中，并且可以不必存在于所有实施方案中。因此，短语“在一个实施方案中”、“在实施方案中”或“在具体实施方案中”或类似术语在整个说明书中不同地方的各自出现不一定是指同一实施方案。此外，任何特定实施方案的特定特征、结构或特性可以任何合适的方式与一个或多个其他实施方案组合。应当理解，根据本文的教导内容，在本文中描述和示出的实施方案的其他变化和修改是可能的，并且被认为是本发明的实质和范围的一部分。

在本文的描述中，提供了许多具体细节，诸如部件和/或方法的示例，以提供对本发明的实施方案的透彻理解。然而，相关领域的技术人员将认识到，可以在没有一个或多个具体细节的情况下，或者利用其他装置、系统、组件、方法、部件、材料、零件等来实践实施方案。在其他情况下，未具体示出或详细描述众所周知的结构、部件、系统、材料或操作，以避免模糊本发明的实施方案的各方面。虽然可通过使用特定实施方案来说明本发明，但这不是本发明并且不将本发明限制于任何特定实施方案，并且本领域普通技术人员将认识到，另外的实施方案是容易理解的并且是本发明的一部分。

可使用任何合适的编程语言来实现本文所述的本发明的实施方案的例程、方法或程序，包括但不限于C、C++、Java、汇编语言。可采用不同的编程技术，诸如面向过程的或面向对象的编程技术。任何特定例程可以在单个计算机处理设备或多个计算机处理设备、单个计算机处理器或多个计算机处理器上执行。数据可存储在单个存储介质中或通过多个存储介质分布，并且可以驻留在单个数据库或多个数据库(或其他数据存储技术)中。尽管步骤、操作或计算可以特定顺序呈现，但在不同实施方案中可以改变该顺序。在一些实施方案中，就本说明书中将多个步骤示出为顺序的而言，可同时执行另选实施方案中的此类步骤的一些组合。本文所述的操作序列可以被中断、挂起或以其他方式由另一进程诸如操作系统、内核等控制。例程可以在操作系统环境中或作为独立例程来操作。本文所述的功能、例程、方法、步骤和操作可以在硬件、软件、固件或它们的任何组合中执行。

本文所述的实施方案可以软件或硬件或两者的组合中的控制逻辑的形式来实现。控制逻辑可以存储在信息存储介质诸如计算机可读介质中，作为适于指示信息处理设备执行各种实施方案中公开的一组步骤的多个指令。基于本文提供的公开内容和教导内容，本领域普通技术人员将会知道实现本发明的其他方式和/或方法。

在软件编程或代码中实现本文所述的任何步骤、操作、方法、例程或其部分也在本发明的实质和范围内，其中此类软件编程或代码可以存储在计算机可读介质中，并且可以由处理器操作以允许计算机执行本文所述的任何步骤、操作、方法、例程或其部分。本发明可通过使用一个或多个通用数字计算机中的软件编程或代码，通过使用专用集成电路、可编程逻辑器件、现场可编程门阵列等来实现。可使用光学、化学、生物、量子或纳米工程的系统、部件和机构。一般来讲，本发明的功能可通过本领域已知的任何装置来实现。例如，可使用分布式或联网的系统、部件和电路。又如，数据的通信或传送(或以其他方式从一个地方移动到另一个地方)可以是有线的、无线的或通过任何其他装置进行。

“计算机可读介质”可以是可包含、存储、通信、传播或传输由指令执行系统、装置、系统或设备使用或结合指令执行系统、装置、系统或设备使用的程序的任何介质。仅作为示例而非限制，计算机可读介质可以是电、磁、光、电磁、红外或半导体系统、装置、系统、设备、传播介质或计算机存储器。此类计算机可读介质通常是机器可读的，并且包括可以是人类可读的(例如，源代码)或机器可读的(例如，目标代码)的软件编程或代码。非暂态计算机可读介质的示例可包括随机存取存储器、只读存储器、硬盘驱动器、数据盒式磁带、磁带、软盘、闪存存储器驱动器、光学数据存储设备、光盘只读存储器以及其他适当的计算机存储器和数据存储设备。在例示性实施方案中，软件组件中的一些或全部可驻留在单个服务器计算机上或单独服务器计算机的任何组合上。如本领域技术人员可理解的那样，实现本文所公开的实施方案的计算机程序产品可包括存储可由计算环境中的一个或多个处理器翻译的计算机指令的一个或多个非暂态计算机可读介质。

“处理器”包括处理数据、信号或其他信息的任何硬件系统、机构或部件。处理器可包括具有通用中央处理单元、多个处理单元、用于实现功能的专用电路或其他系统的系统。处理不必限于地理位置，或者具有时间限制。例如，处理器可以“实时”、“离线”、以“批处理模式”等执行其功能。处理的各部分可以在不同时间和不同位置由不同(或相同)处理系统执行。

诸如“部件”、“模块”、“电路系统”、“电路”、“设备”、“单元”和“系统”等术语旨在涵盖硬件、软件、固件或它们的任何组合。例如，系统或部件可以是进程、在处理器上执行的进程或处理器。此外，功能、部件或系统可位于单个设备上或分布在若干设备上。所述的主题可被实现为使用标准编程或工程技术来产生软件、固件、硬件或它们的任何组合以控制一个或多个计算设备的装置、方法或制品。

如本文所用，术语“包含”、“包括”、“含有”、“具有”或它们的任何其他变型旨在涵盖非排他性的包括。例如，包括一系列要素的过程、产品、制品或装置不必仅限于那些要素，而是可包括此类过程、制品或装置未明确列出的或固有的其他要素。在整个说明书中使用的术语“示例性”意味着“用作示例、实例或范例”，并且不意味着“优选的”或“具有优于其他实施方案的优点”。

此外，除非另外指明，否则如本文所用的术语“或”通常旨在表示“和/或”。例如，条件A或B通过下列中的任一项满足：A为真(或存在)且B为假(或不存在)，A为假(或不存在)且B为真(或存在)，以及A和B均为真(或存在)。除非在权利要求中另外明确指明(即，标引“一个”或“一种”明确表示仅单数或仅复数)，否则如本文(包括所附权利要求书)所用，在“一个”或“一种”(以及在前置基础为“一个”或“一种”时的“该”)之后的术语包括该术语的单数和复数两者。另外，除非上下文另外明确指明，否则如在本文的说明书中和在整个所附权利要求书中所用，“在…中”的含义包括“在…中”和“在…上”。

应当理解，附图中描绘的一个或多个要素也可以更分离或集成的方式实现，或者甚至在某些情况下被移除或呈现为不可操作的，如根据特定应用是有用的。另外，除非另外特别指明，否则附图/图中的任何信号箭头应被认为仅是示例性的，而非限制性的。

因此，本发明的范围旨在仅根据以下可修改的权利要求来限定，其中每个权利要求明确地并入本说明书中作为本发明的实施方案。

在实践受权利要求书保护的本发明时，本领域的技术人员能够通过研究附图、本公开和所附权利要求书理解和实现所公开实施方案的其他变型。在权利要求书中，词语“包括”不排除其他元件或步骤，并且不定冠词“一个”或“一种”不排除多个。单个处理器、模块或其他单元可履行权利要求书中引用的若干项的功能。

在互不相同的从属权利要求书中引用了某些测量值的不争事实并不表示这些测量值的组合不能带来益处。计算机程序可在合适介质上存储/分发，诸如连同其他硬件或作为其他硬件的部分提供的光存储介质或固态介质，但是可也以其他形式分发，诸如经由互联网或其他有线或无线电信系统。权利要求书中的任何附图标记不应被视为限制范围。

Claims (25)

1.一种确定用于系统的操作的噪声稳健性采集配置的方法，所述方法在噪声扫描中包括以下步骤：

从所述系统获得系统接收信号；

通过以预定义噪声扫描频率对所述系统接收信号进行A/D转换来从所述系统接收信号中确定数字接收信号；

通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对所述数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中所述两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

使用所述多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个所述候选采集配置的一个或多个噪声量度；以及

使用所述一个或多个噪声量度，从所述候选采集配置中确定用于所述系统的操作的所述采集配置。

2.根据权利要求1所述的方法，其中所述确定所述采集配置的步骤包括从所述一个或多个噪声量度中选择优选噪声量度，其中所述采集配置被设置为对应于所述优选噪声量度的所述候选采集配置。

3.根据权利要求2所述的方法，其中所述优选噪声量度产生所述一个或多个噪声量度中的最低噪声水平。

4.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中对于所述两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率，确定抽取数字接收信号的对应组，其中在每个组中，所述抽取数字接收信号在不同的起始相位上彼此不同。

5.根据权利要求4所述的方法，其中所述噪声量度中的一个或多个噪声量度是通过有效噪声功率估计确定的，所述有效噪声功率估计包括对所述抽取数字接收信号组中的一组抽取数字接收信号中的每个所述抽取数字接收信号上的相位瞬时噪声量度之和的确定。

6.根据权利要求5所述的方法，其中所述相位瞬时噪声量度中的每个相位瞬时噪声量度是用来自系数向量的系数加权的相应抽取数字接收信号的样本之和。

7.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中所述采集配置包括以下项中的至少一者或多者：用于A/D转换的采样频率、用于所述系统的操作的激励信号的操作频率、扫描持续时间、待获取的样本数量和低通滤波器系数。

8.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中在所述系统的操作期间，所述预定义噪声扫描频率显著高于激励信号的操作频率。

9.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中所述两个或更多个抽取速率是2的倍数。

10.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中所述系统接收信号是在所述噪声扫描期间获取的，而不向所述系统施加激励信号。

11.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中从所述候选采集配置中确定用于所述系统的操作的所述采集配置的所述步骤包括将所述一个或多个噪声量度与噪声阈值进行比较，并且如果所述噪声阈值未被所述噪声量度中的任一个噪声量度满足，则：

增加所述候选采集配置中的至少一个候选采集配置的扫描时间以获得至少一个更新的候选采集配置；

确定用于所述至少一个更新的候选采集配置的一个或多个更新的噪声量度；以及

将所述一个或多个更新的噪声量度与所述噪声阈值进行比较。

12.根据权利要求11所述的方法，其中所述扫描时间增加了先前噪声扫描的扫描时间的整数倍。

13.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，所述方法包括在所述噪声扫描之后，使用在所述噪声扫描期间确定的所述采集配置在SN扫描期间操作所述系统。

14.根据权利要求13所述的方法，所述方法包括随后在两次SN扫描之间进行多次噪声扫描，其中所述多次噪声扫描使用预定义噪声扫描频率，其中所述多次噪声扫描中的至少一些噪声扫描的所述预定义噪声扫描频率彼此不同。

15.根据权利要求14所述的方法，所述方法还包括从在所述随后进行的多次噪声扫描期间获得的采集配置中确定用于SN扫描期间所述系统的操作的总体采集配置。

16.根据权利要求13至15中的一项或多项所述的方法，其中所述噪声扫描期间的A/D转换的孔径时间与针对所述SN扫描设置的孔径时间相同或基本上为针对所述SN扫描设置的孔径时间的整数部分。

17.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中所述系统是电容式传感器系统和触摸屏传感器系统中的一者或多者。

18.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中所述系统是传感器系统，并且所述系统接收信号是传感器接收信号。

19.根据前述权利要求中的一项或多项所述的方法，其中所述系统是通信系统，并且所述系统接收信号是通信接收信号。

20.一种传感器系统的噪声稳健性采集操作的方法，所述方法包括：

在所述传感器系统上进行至少一次噪声扫描；以及

在所述传感器系统上进行至少一次SN扫描；其中

所述至少一次噪声扫描期间的A/D转换的孔径时间与所述至少一次SN扫描的A/D转换的孔径时间相同或基本上为所述至少一次SN扫描的A/D转换的孔径时间的整数部分。

21.一种计算机可读介质，所述计算机可读介质包括被配置为使得传感器电路进行根据前述权利要求中任一项所述的方法的内容。

22.一种确定用于系统的操作的采集配置的电路，所述电路包括：

接口，所述接口用于从所述系统获得系统接收信号；

A/D转换器，所述A/D转换器用于通过以预定义噪声扫描频率对所述系统接收信号进行A/D转换来从所述系统接收信号中确定数字接收信号；

抽取电路，所述抽取电路被配置为通过使用彼此不同的两个或更多个抽取速率对所述数字接收信号进行整数抽取来确定多个抽取数字接收信号，其中所述两个或更多个抽取速率中的每个抽取速率与相应的候选采集配置相关联；

噪声评估电路，所述噪声评估电路被配置为使用所述多个抽取数字接收信号中的一个或多个抽取数字接收信号确定用于多个所述候选采集配置的一个或多个噪声量度；和

配置电路，所述配置电路被配置为使用所述一个或多个噪声量度从所述候选采集配置中确定用于所述系统的操作的所述采集配置。

23.根据权利要求22所述的电路，其中：

所述系统是传感器系统；

所述电路是确定用于所述传感器系统的操作的采集配置的传感器电路；

所述接口是传感器接口；并且

所述系统接收信号是传感器接收信号。

24.一种电容式触摸感测系统，所述电容式触摸感测系统包括：

一个或多个电极，所述一个或多个电极被配置用于电容式感测；和

根据权利要求23所述的传感器电路，其中所述传感器电路连接到所述一个或多个电极中的至少一个电极。

25.根据权利要求22所述的电路，其中：

所述系统是通信系统；

所述电路是确定用于所述通信系统的操作的采集配置的通信电路；

所述接口是通信系统接口；并且

所述系统接收信号是传感器接收信号。

Images