CN116132233A - 一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，包括编码模块、调制模块、噪声模块、第一加法器和解调模块；所述编码模块输出端连接调制模块，所述调制模块输出端、噪声模块的输出端与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与所述解调模块的输入端连接；所述调制模块采用QPSK调制器；所述解调模块采用QPSK解调器，QPSK调制器的抗干扰能力强，且稳定性高，本发明基于QPSK调制器和解调器搭建了智能通信传输模型，使得因传感器本身会发热导致表面及其周边环境温度升高对稳定性的影响降低，解决了背景技术中提出的问题。
Description
技术领域
本发明涉及通信传输技术领域，尤其涉及一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型。
背景技术
变压器的稳定运行对保障电力系统正常、高效具有重要意义。电力企业人员经常通过传感器来监测变压器绕组的性能，以便及时处理变压器运行过程中有可能会产生的放电和过热故障，因此稳定传输变压器传感器的性能数据就显得尤为重要。在变电站中常用的数据传输方法是有线传输，但目前的有线传输模型随着测试时间的变长，传感器本身会发热导致表面及其周边环境温度升高而影响稳定性，所以，目前的有线传输模型的抗干扰能力弱且稳定性不高。
发明内容
本发明所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，解决上述背景技术中提出的有线传输模型的抗干扰能力弱且稳定性不高的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，包括编码模块、调制模块、噪声模块、第一加法器和解调模块；所述编码模块输出端连接调制模块，所述调制模块输出端、噪声模块的输出端与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与所述解调模块的输入端连接；所述调制模块采用QPSK调制器；所述解调模块采用QPSK解调器。
优选的，所述QPSK调制器包括串并交换器、载波发生器、90°相移模块、第一乘法器、第二乘法器和第二加法器，所述串并变换器的输出端分别与第一乘法器的输入端和第二乘法器的输入端连接；所述载波发生器的输出端与第一乘法器的输入端连接；所述90°相移模块的输入端与所述载波发生器的输出端连接，所述90°相移模块的输出端与第二乘法器的输入端连接；所述第一乘法器的输出端、第二乘法器的输出端与第二加法器的输入端连接。
优选的，所述QPSK解调器包括A/D转换模块、载波恢复模块、低通滤波器1、低通滤波器2、抽样判决1、抽样判决2、串并变换模块、第三乘法器和第四乘法器；所述A/D转换模块的输出端与所述第三乘法器的输入端连接，所述A/D转换模块的输出端与所述第四乘法器的输入端连接；所述载波恢复模块的两个输出端分别于第三乘法器的输入端和第四乘法器的输入端连接；所述第三乘法器的输出端与低通滤波器1的输入端连接，所述低通滤波器1的输出端与抽样判决1的输入端连接，所述抽样判决1的输出端与串并变换模块的输入端连接；所述第四乘法器的输出端与低通滤波器2的输入端连接，所述低通滤波器2的输出端与抽样判决2的输入端连接，所述抽样判决2的输出端与所述串并变换模块的输入端连接。
优选的，所述噪声模块加入的噪声为高斯白噪声，表达式如下：
式中，α为噪声均值，x为传感器距离变压器器身的距离，σ2为噪声方差，通常信道当中的α＝0时，噪声的平均功率等于噪声的方差。
优选的，所述QPSK调制器的输入信号为一串二进制表示的比特序列。
优选的，所述QPSK解调器的输出信号为一串二进制表示的比特序列。
优选的，所述QPSK的信号功率的数学表达式为：
该式展开为：
其中信号幅值为A，载波信号频率为ωc，变化的时间为t，相位角为ψk，
优选的，经过所述QPSK解调器之后的同相支路Ii(t)的表达式为：
其中，载波信号频率为ωc，变化的时间为t。
优选的，经过所述QPSK解调器之后的正交支路Qq(t)的表达式为：
其中，载波信号频率为ωc，变化的时间为t。
优选的，经过低通滤波之后得到如下表达式：
本发明的有益效果为：
QPSK调制器的抗干扰能力强，且稳定性高，本发明基于QPSK调制器和解调器搭建了智能通信传输模型，使得因传感器本身会发热导致表面及其周边环境温度升高对稳定性的影响降低，解决了背景技术中提出的问题。
附图说明
图1为本发明所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型示意图；
图2为本发明所述的QPSK调制器框图；
图3为本发明所述的QPSK解调器框图；
图4为QAM的调制结构框图；
图5为QAM解调原理框图；
图6为光链路噪声模型；
图7为光链路简化模型；
图8为BER-SNR关系曲线。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提供的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，结合图1-8说明，具体如下：
由图1可以看出，本发明一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，包括编码模块、调制模块、噪声模块、第一加法器和解调模块；所述编码模块输出端连接调制模块，所述调制模块输出端、噪声模块的输出端与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与所述解调模块的输入端连接；所述调制模块采用QPSK调制器；所述解调模块采用QPSK解调器。
图2示出QPSK调制器框图，从图中可以看出，所述QPSK调制器包括串并交换器、载波发生器、90°相移模块、第一乘法器、第二乘法器和第二加法器，所述串并变换器的输出端分别与第一乘法器的输入端和第二乘法器的输入端连接；所述载波发生器的输出端与第一乘法器的输入端连接；所述90°相移模块的输入端与所述载波发生器的输出端连接，所述90°相移模块的输出端与第二乘法器的输入端连接；所述第一乘法器的输出端、第二乘法器的输出端与第二加法器的输入端连接。
图3示出QPSK解调器框图，从图中可以看出，所述QPSK解调器包括A/D转换模块、载波恢复模块、低通滤波器1、低通滤波器2、抽样判决1、抽样判决2、串并变换模块、第三乘法器和第四乘法器；所述A/D转换模块的输出端与所述第三乘法器的输入端连接，所述A/D转换模块的输出端与所述第四乘法器的输入端连接；所述载波恢复模块的两个输出端分别于第三乘法器的输入端和第四乘法器的输入端连接；所述第三乘法器的输出端与低通滤波器1的输入端连接，所述低通滤波器1的输出端与抽样判决1的输入端连接，所述抽样判决1的输出端与串并变换模块的输入端连接；所述第四乘法器的输出端与低通滤波器2的输入端连接，所述低通滤波器2的输出端与抽样判决2的输入端连接，所述抽样判决2的输出端与所述串并变换模块的输入端连接。
下面介绍本发明的工作原理及应用考虑：
首先介绍传统的正交幅度调制(QAM)通信模型。
图4示出QAM的调制结构框图，QAM作为一种高效调制方式，可以极大提高信道当中的频谱利用率，与QPSK类似，QAM也是将两组相互独立、速率相同的数字信号分别调制于同相与正交相路上，然后将两组信号叠加即可得到数字QAM的调制信号。
调制信号的信号功率s(t)表达式为：
s(t)＝Am cosωct+Bm sinωct,0＜t＜T
载波信号频率为ωc，两组信号的振幅分别为Am和Bm，周期为T，电平数目均为N，Am和Bm可表示成：
式中，(c,d)即为QAM的调制信号在星座图上的坐标，信号幅值为A。
从图4中可以看出，首先串并转换将信号分成I和Q两路，然后分别对两路信号进行星座映射，接着经过成形滤波器将信号的宽度限定在适合信道传输的大小，所得信号再经由内插滤波来做数字中频调制，最后将两路信号叠加、D/A转换后输出最终的模拟信号。
QAM调制进制数M通常取8、16、32、64、128和256，随着M的增大，固定带宽下频谱利用率会得到提高，但同时误码率也会增高。
图5示出QAM的解调原理框图，QAM采用的是正交解调方法，输入含有噪声的已调信号，首先从已调信号中恢复出来同相与正交的载波信号，然后再将数字化了的已调信号与这两组信号相乘进行数字中频解调，然后通过低通滤波器去除掉高频干扰得到高采样率的基带信号，接着进行抽取滤波和匹配滤波，最后进行采样判决、解星座映射和并串转换即可解调出原始的基带信号。
8QAM的通信模型表达式为
16QAM的通信模型表达式为
然后介绍本发明一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型。
现代互联网的核心支撑系统之一便是光纤通信系统，光纤通信的单通道速率从1985年的2.5Gbit/s迅猛提高到了2015年的4000Gbit/s,是原来的160倍。所涵盖的主要技术有硬判决前向纠错(HD-FEC)、差分二相位及四相位调制(DPSK/DQPSK)、相干检测(coherent detection)、光数字处理(ODSP)和高阶正交幅度调制(QAM)，并且随着超通道技术的引入，通道速率已超过了1Tbit/s。目前光数字处理(ODSP)和高阶正交幅度调制(QAM)因抗干扰能力强成为了主流的方法，作为信息传输通道的光传送网，具有容量大、可靠性高和能量损耗小等明显优势，为此，探索改进光纤通信传输模型成为了整个行业努力的方向。
如图1所示，现代的光纤数字传输系统将声音、图像等信号数字化为一串“1010…”二进制表示的比特序列，1位二进制即为1个比特(bit)，序列经过编码、调制之后成为“载体信号”，信号再通过信号传输通道传送至目标地。信号传输通道中产生的噪声如果过大会导致目标地接收到的二进制序列码出现乱码。
信号传输时将N个比特的序列捆绑成1个“字”，每一个“字”有2N个不同的状态。光波信号传输时利用的是光的复振幅性质，因而可用复平面上点的分布一一映射字的不同状态。此时将字的状态称为“星座点”，多点成面，所形成的图形则称为“星座图”。本发明方法充分考虑到各种因素如符合正态分布的高斯白噪声等影响，从而建立从底层物理出发的抗干扰能力强的通信模型。
QPSK的信号功率SQPSK(t)数学表达式表示为：
其中信号幅值为A，载波信号频率为ωc，变化的时间为t，相位角为ψk。将SQPSK展开可得：
其中
结合图2，进入调制器的二进制序列通过一个串并变换器，分成奇数位序列I(t)和偶数位序列Q(t)，所包含的比特都为原序列的二分之一。I(t)和Q(t)分别乘以cos(ωct)和sin(ωct)，即I(t)相对于输入序列相位变成了0°或180°，而Q(t)相对于输入序列相位则变成了90°或270°，然后两个序列再相加则形成了四相信号。
结合图3，输入信号即为已调信号为SQPSK(t)＝I(t)cosωct+Q(t)sinωct，经过相干解调之后，同相支路Ii(t)表达式为：
同理可以得到正交支路Qq(t)表达式为：
经过低通滤波之后得到：
下表为同相、正交路的判决表：
QPSK调制器通过上述原理工作。
解调时所用到的已调信号含有噪声，该噪声会影响到解调的效果，故本发明方法假设信道中引入的是高斯白噪声，因为高斯白噪声的确可以模拟实际信道当中的加性噪声，较为真实的代表了信道噪声的特点，同时高斯白噪声可以用明确的数学表达式表示出来。高斯白噪声的一维概率密度函数表达式如下：
式中，α为噪声均值，x为传感器距离变压器器身的距离，σ2为噪声方差，通常信道当中的α＝0时，噪声的平均功率等于噪声的方差。
从而也可以得到排除高斯白噪声的QPSK通信模型
S'QPSK(t)＝SQPSK(t)-p(x)
最后通过测试说明本发明一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型相较于传统的正交幅度调制(QAM)通信模型是的优点。
模型的对比主要是判断抗干扰能力的强弱，通过BER-SNR图像来判断，BER为误码率，SNR为信噪比，在同一BER下，SNR越小，抗干扰能力越强。误码率是由传输系统的噪声所引起的，对于光纤通信系统而言光纤抗外部干扰的能力较强，系统噪声主要是系统内部的噪声，它由构成系统的各部分电路的内部噪声和传输信道的噪声所组成。SNR信噪比定义为信号功率Ps与噪声功率Pn的比值，
工程上通常用dB作为SNR的单位，定义为：
SNR(dB)＝10log10(Ps/Pn)
信号在光通信当中传递时，在光节点处，首先会对光信号进行调制，调制后的光信号经过光纤传播后到达光信号接收机。在这个过程当中信号传输会受到若干个噪声信号的干扰，包括光信号发射机，光纤内部损耗以及光信号接收机(放大器与光电检测器)的噪声，这些噪声统称为光纤链路噪声。
结合图6，其中杂散辐射噪声、干涉强度噪声以及模式分割噪声均为光纤噪声，而光信号接收机中的检波器噪声影响较放大器噪声小可以忽略，激光器的相对相对强度噪声是量子噪声，本发明方法不予以考虑。
由以上分析可得，放大器的自辐射噪声与光纤内部的非线性噪声对信号传输过程中的信噪比影响最大，故可以画出图7所示的简化光链路计算模型。
光链路看成每一跨级联形成，即前一跨的输出将会作为下一跨的输入。每一跨中包含Skm长度的光纤以及一个放大器，每经过15km，信号功率衰减一半，即噪声与光功率均会衰减，尾部的放大器则将信号与噪声同时放大，将其补偿至原大小。放大器在起到放大作用的同时还会引入自发辐射噪声，计算公式如下：
Pn＝2πhfB(NF-1/Gain)
式中：h＝6.62606896×10-34J·S，f＝193.1THz为光波频率，B＝50GHz为带宽，NF＝4为噪声指数，Gain为补偿功率衰减所对应的增益。
对于排除高斯白噪声的QPSK通信信噪比模型：
对于8QAM的通信信噪比模型：
对于16QAM的通信信噪比模型：
最后，利用matlab进行调制和解调系统的建模，可以得到如图8所示的分别用QPSK、8QAM和16QAM的通信信噪比模型SNR和BER的关系曲线。
由图8可以得出在这三种调制方式下，当BER＝0.02时，QPSK、8QAM和16QAM所对应的SNR容限值分别为6.2dB、10.8dB和13dB。在这三种调制方式里QPSK调制方式的抗干扰能力强，性能最优，QAM调制方式中，随着调制相数M的增加，虽然对于固定信号带宽下频谱利用率得到了提高，但是系统的抗干扰能力下降。
由此可得，本发明方法抗干扰能力强，能够通过传感器来稳定监测变压器绕组的性能，以便及时处理变压器运行过程中有可能会产生的放电和过热故障。
综上所述，本发明一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型解决了背景技术中提出的问题，达到了抗干扰能力强，且稳定性高的有益效果。
以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围，其均应涵盖在本发明的权利要求和说明书的范围当中。
Claims (10)
1.一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，包括编码模块、调制模块、噪声模块、第一加法器和解调模块；所述编码模块输出端连接调制模块，所述调制模块输出端、噪声模块的输出端与第一加法器的输入端连接，所述第一加法器的输出端与所述解调模块的输入端连接；所述调制模块采用QPSK调制器；所述解调模块采用QPSK解调器。
2.根据权利要求1所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，所述QPSK调制器包括串并交换器、载波发生器、90°相移模块、第一乘法器、第二乘法器和第二加法器，所述串并变换器的输出端分别与第一乘法器的输入端和第二乘法器的输入端连接；所述载波发生器的输出端与第一乘法器的输入端连接；所述90°相移模块的输入端与所述载波发生器的输出端连接，所述90°相移模块的输出端与第二乘法器的输入端连接；所述第一乘法器的输出端、第二乘法器的输出端与第二加法器的输入端连接。
3.根据权利要求1所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，所述QPSK解调器包括A/D转换模块、载波恢复模块、低通滤波器1、低通滤波器2、抽样判决1、抽样判决2、串并变换模块、第三乘法器和第四乘法器；所述A/D转换模块的输出端与所述第三乘法器的输入端连接，所述A/D转换模块的输出端与所述第四乘法器的输入端连接；所述载波恢复模块的两个输出端分别于第三乘法器的输入端和第四乘法器的输入端连接；所述第三乘法器的输出端与低通滤波器1的输入端连接，所述低通滤波器1的输出端与抽样判决1的输入端连接，所述抽样判决1的输出端与串并变换模块的输入端连接；所述第四乘法器的输出端与低通滤波器2的输入端连接，所述低通滤波器2的输出端与抽样判决2的输入端连接，所述抽样判决2的输出端与所述串并变换模块的输入端连接。
4.根据权利要求1所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，所述噪声模块加入的噪声为高斯白噪声，表达式如下：
式中，α为噪声均值，x为传感器距离变压器器身的距离，σ2为噪声方差，通常信道当中的α＝0时，噪声的平均功率等于噪声的方差。
5.根据权利要求2所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，所述QPSK调制器的输入信号为一串二进制表示的比特序列。
6.根据权利要求3所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，所述QPSK解调器的输出信号为一串二进制表示的比特序列。
7.根据权利要求4所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，所述QPSK的信号功率的数学表达式为：
该式展开为：
其中信号幅值为A，载波信号频率为ωc，变化的时间为t，相位角为ψk，
8.根据权利要求7所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，经过所述QPSK解调器之后的同相支路Ii(t)的表达式为：
其中，载波信号频率为ωc，变化的时间为t。
9.根据权利要求8所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，经过所述QPSK解调器之后的正交支路Qq(t)的表达式为：
其中，其中，载波信号频率为ωc，变化的时间为t。
10.根据权利要求9所述的一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型，其特征在于，经过低通滤波之后得到如下表达式：
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202211571794.8A CN116132233A (zh) | 2022-12-08 | 2022-12-08 | 一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型 |
Applications Claiming Priority (1)
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| CN202211571794.8A CN116132233A (zh) | 2022-12-08 | 2022-12-08 | 一种基于变压器绕组传感器的智能通信传输模型 |
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| CN116132233A true CN116132233A (zh) | 2023-05-16 |
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2022
- 2022-12-08 CN CN202211571794.8A patent/CN116132233A/zh active Pending
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