CN116130905A - 数字式反射型移相器 - Google Patents

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CN116130905A
CN116130905A CN202211651205.7A CN202211651205A CN116130905A CN 116130905 A CN116130905 A CN 116130905A CN 202211651205 A CN202211651205 A CN 202211651205A CN 116130905 A CN116130905 A CN 116130905A
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冯越
黄波
李家祎
范麟
徐骅
刘永光
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Abstract

本发明提供一种数字式反射型移相器，所述移相器包括兰格耦合器、第一数字可变电容阵列及第二数字可变电容阵列，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列均包括压控可变电容，压控可变电容的一端接中间偏置电压，压控可变电容的另一端接数字信号，中间偏置电压为介于数字信号的高电平与数字信号的低电平之间的电压，通过数字信号数值的切换实现压控可变电容的正偏或者反偏，使得每个压控可变电容的容值为最大值或者最小值，进而直接调节第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列各自提供电容的容值大小，在不恶化射频性能和不额外增加控制单元的情况下实现了高精度的数字控制，极大地降低了反射型移相器的应用难度，降低了使用成本。

Description

数字式反射型移相器
技术领域
本发明涉及射频微波技术领域，尤其涉及一种数字式反射型移相器。
背景技术
移相器广泛应用于相控阵雷达、通信等电子设备中，其主要功能是对射频信号的相位进行控制，从而实现波束成形的功能。现有移相器结构主要有滤波切换式数字移相器、矢量调制移相器和反射型移相器，其中反射型移相器的原理是通过兰格耦合器产生正交的I/Q信号，通过对正交信号的感抗或者容抗进行调整以实现移相功能，其特点是插入损耗小、面积小，特别适合应用于毫米波甚至太赫兹频段。
但是，现有反射型移相器多为模拟式反射型移相器，在需要实现数字控制时，需要采用高精度的数模转换器先进行数模转换，而后通过模拟信号进行相位调整控制功能，这明显增加了设计成本与功耗；为了实现数字控制，现有技术也提出了一种基于模拟式反射型移相器的改进结构，将常规模拟式反射型移相器的可变电容更改为通过开关切换的电容组，通过开关的通断实现电容组容值的变化从而实现数控移相，但是，开关在射频频段引入的损耗将导致移相器的插入损耗变大。
因此，目前亟需一种成本低、功耗损耗低的数字式反射型移相器。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种数字式反射型移相器，在不额外增加功能单元和不影响射频性能的情况下，可直接进行数字控制，以解决上述技术问题。
为实现上述目的和其它目的，本发明所提供的详细技术方案如下。
一种数字式反射型移相器，包括：
兰格耦合器，其输入端接第一信号，对所述第一信号进行耦合移相处理，得到第二信号和第三信号，其直通端输出所述第二信号，其耦合端输出所述第三信号；
第一数字可变电容阵列，接所述兰格耦合器的直通端，为所述第二信号提供第一可变电容，通过第一数字信号的控制，调节所述第一可变电容的大小，以调整所述第二信号的相位；
第二数字可变电容阵列，接所述兰格耦合器的耦合端，为所述第三信号提供第二可变电容，通过第二数字信号的控制，调节所述第二可变电容的大小，以调整所述第三信号的相位；
其中，所述第一数字可变电容阵列与所述第二数字可变电容阵列均包括压控可变电容，在所述第一数字可变电容阵列中，所述压控可变电容的一端接第一中间偏置电压，所述压控可变电容的另一端接所述第一数字信号，所述第一中间偏置电压为介于所述第一数字信号的高电平与所述第一数字信号的低电平之间的电压；在所述第二数字可变电容阵列中，所述压控可变电容的一端接第二中间偏置电压，所述压控可变电容的另一端接所述第二数字信号，所述第二中间偏置电压为介于所述第二数字信号的高电平与所述第二数字信号的低电平之间的电压。
可选地，所述第一数字可变电容阵列包括第一分压模块、第一压控可变电容阵列模块及直通隔直电容，所述第一分压模块产生所述第一中间偏置电压，所述第一压控可变电容阵列模块包括N条并联的第一压控可变电容支路，每条所述第一压控可变电容支路包括依次串联的一个所述压控可变电容及一个隔直电容，在每条所述第一压控可变电容支路中，所述压控可变电容远离所述隔直电容的一端接所述第一中间偏置电压，所述压控可变电容与所述隔直电容相连的一端还接一位所述第一数字信号，所述隔直电容远离所述压控可变电容的一端接地，所述直通隔直电容的一端接所述兰格耦合器的直通端，所述直通隔直电容的另一端接N条所述第一压控可变电容支路并联后与所述第一中间偏置电压相连的一端，其中，N为大于等于2的整数。
可选地，所述第一分压模块包括第一电阻及第二电阻，电源电压经依次串接的所述第一电阻及所述第二电阻后接地，所述第一电阻与所述第二电阻的公共端输出所述第一中间偏置电压。
可选地，所述第一数字可变电容阵列还包括第一偏置限流模块，所述第一偏置限流模块包括第三电阻，N条所述第一压控可变电容支路并联后与所述直通隔直电容相连的一端，还经串接的所述第三电阻后接所述第一中间偏置电压。
可选地，在所述第一压控可变电容阵列模块中，N条所述第一压控可变电容支路中的所述压控可变电容的容值最大值以2为公比呈等比数列分布。
可选地，所述第二数字可变电容阵列包括第二分压模块、第二压控可变电容阵列模块及耦合隔直电容，所述第二分压模块产生所述第二中间偏置电压，所述第二压控可变电容阵列模块包括M条并联的第二压控可变电容支路，每条所述第二压控可变电容支路包括依次串联的一个所述压控可变电容及一个隔直电容，在每条所述第二压控可变电容支路中，所述压控可变电容远离所述隔直电容的一端接所述第二中间偏置电压，所述压控可变电容与所述隔直电容相连的一端还接一位所述第二数字信号，所述隔直电容远离所述压控可变电容的一端接地，所述耦合隔直电容的一端接所述兰格耦合器的耦合端，所述耦合隔直电容的另一端接M条所述第二压控可变电容支路并联后与所述第二中间偏置电压相连的一端，其中，M为大于等于2的整数。
可选地，所述第二分压模块包括第四电阻及第五电阻，电源电压经依次串接的所述第四电阻及所述第五电阻后接地，所述第四电阻与所述第五电阻的公共端输出所述第二中间偏置电压。
可选地，所述第二数字可变电容阵列还包括第二偏置限流模块，所述第二偏置限流模块包括第六电阻，M条所述第二压控可变电容支路并联后与所述耦合隔直电容相连的一端，还经串接的所述第六电阻后接所述第二中间偏置电压。
可选地，在所述第二压控可变电容阵列模块中，M条所述第二压控可变电容支路中的所述压控可变电容的容值最大值以2为公比呈等比数列分布。
可选地，所述压控可变电容为变容二极管。
可选地，当所述第一数字信号为高电平时，在所述第一压控可变电容支路中，所述变容二极管正偏，所述变容二极管的容值为最大值；当所述第一数字信号为低电平时，在所述第一压控可变电容支路中，所述变容二极管反偏，所述变容二极管的容值为最小值；当所述第二数字信号为高电平时，在所述第二压控可变电容支路中，所述变容二极管正偏，所述变容二极管的容值为最大值；当所述第二数字信号为低电平时，在所述第二压控可变电容支路中，所述变容二极管反偏，所述变容二极管的容值为最小值。
可选地，所述变容二极管的容值最大值为所述变容二极管的容值最小值的2.5～3倍。
如上所述，本发明的数字式反射型移相器，至少具有以下有益效果：
结合“兰格耦合器+第一数字可变电容阵列+第二数字可变电容阵列”设计数字式反射型移相器，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列均包括压控可变电容，压控可变电容的一端接中间偏置电压，压控可变电容的另一端接数字信号，中间偏置电压为介于数字信号的高电平与数字信号的低电平之间的电压，如此一来，通过数字信号数值的切换，即可实现高低电平的切换，从而使得压控可变电容出现正偏或者反偏，进而使得每个压控可变电容的容值为最大值或者最小值，也就是说，可通过数字信号直接调节第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列各自提供电容的容值大小，在兰格耦合器的移相处理基础上，通过第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列可进一步对信号的相位进行数字微调，在不恶化射频性能和不额外增加控制单元的情况下实现了高精度的数字控制，极大地降低了反射型移相器的应用难度，降低了使用成本。
附图说明
图1显示为现有技术一中反射型移相器的电路图。
图2显示为现有技术二中反射型移相器的电路图。
图3显示为本发明中反射型移相器的电路图。
图4显示为图3中第一数字可变电容阵列的电路图。
图5显示为图3中第二数字可变电容阵列的电路图。
图6显示为压控可变电容的电压-电容变化曲线图。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图1至图6。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。本说明书所附图式所绘示的结构、比例、大小等，均仅用以配合说明书所揭示的内容，以供熟悉此技术的人士了解与阅读，并非用以限定本发明可实施的限定条件，故不具技术上的实质意义，任何结构的修饰、比例关系的改变或大小的调整，在不影响本发明所能产生的功效及所能达成的目的下，均应仍落在本发明所揭示的技术内容得能涵盖的范围内。
如前述在背景技术中所述的，发明人研究发现，由兰格耦合器、压控可变电容组成的反射型移相器插入损耗小、面积小，特别适合应用于毫米波甚至太赫兹频段，其原理是通过兰格耦合器产生正交的信号，正交信号通过电容后进行信号反射和合成，最终通过射频输出口输出。其中，通过对正交信号的感抗或者容抗进行调整以进一步实现移相功能。
而现有的反射型移相器一般采用两种结构：
1)、如图1所示，现有技术一的反射型移相器为模拟式反射型移相器，其由兰格耦合器和压控可变电容组成，其中，1为兰格耦合器的输入端，2为兰格耦合器的耦合端，3为兰格耦合器的直通端，4为兰格耦合器的隔离端，在需要实现数字控制时，需要采用高精度的数模转换器先进行数模转换，将输入的数字信号转换为模拟信号V1～V2，而后通过模拟信号V1～V2调整压控可变电容的容值大小，进行相位调整控制功能，这需要用到额外的高精度数模转换器，明显增加了设计成本与功耗。
2)、如图2所示，现有技术二的反射型移相器在现有技术的基础上进行改进，为了实现数字控制，将常规模拟式反射型移相器的压控可变电容更改为通过开关切换控制的开关电容组，输入的数字信号V11～V1n、V21～V2n控制开关的通断，通过开关的通断实现开关电容组的容值变化，从而实现数控移相，但是，开关在射频频段引入的损耗将导致整个移相器的插入损耗变大，影响移相器的射频性能，并增加了功耗，其中，n为大于等于2的整数。
因此，现有技术中实现数字移相控制的反射式移相器的结构较为复杂，需要增加额外的功能单元，这增加了设计成本，提高了系统的功耗，同时，新引入的功能单元的插入损耗还会进一步影响恶化整个系统的射频性能。
基于此，本发明的发明人提出一种数字式反射型移相技术方案：在常规的模拟式反射型移相器的基础上进行改进，对传统压控可变电容的连接方式进行设计更改，将压控可变电容一端的电压设置为中间偏置电压，将压控可变电容另一端接数字信号，中间偏置电压为介于数字信号的高电平与数字信号的低电平之间的中间电压，如此一来，通过数字信号数值的切换，即可实现高低电平的切换，进而会使得压控可变电容出现正偏或者反偏，进而使得每个压控可变电容的容值为最大值或者最小值，也就是说，可通过数字信号直接调节压控可变电容阵列提供电容的容值大小，在兰格耦合器的移相处理基础上，可进一步对信号的相位进行数字微调，以在不恶化射频性能和不额外增加控制单元的情况下实现高精度的数字移相控制。
如图3所示，本发明提供一种数字式反射型移相器，其包括：
兰格耦合器，其输入端1接第一信号V01，对第一信号V01进行耦合移相处理，得到第二信号V02和第三信号V03，其直通端3输出第二信号V02，其耦合端2输出第三信号V03；
第一数字可变电容阵列，接兰格耦合器的直通端3，为第二信号V02提供第一可变电容，通过第一数字信号的控制，调节第一可变电容的大小，以调整第二信号V02的相位；
第二数字可变电容阵列，接兰格耦合器的耦合端2，为第三信号V03提供第二可变电容，通过第二数字信号的控制，调节第二可变电容的大小，以调整第三信号V03的相位；
其中，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列均包括压控可变电容，在第一数字可变电容阵列中，压控可变电容的一端接第一中间偏置电压Vb1，压控可变电容的另一端接第一数字信号VC1，第一中间偏置电压Vb1为介于第一数字信号VC1的高电平与第一数字信号VC1的低电平之间的电压；在第二数字可变电容阵列中，压控可变电容的一端接第二中间偏置电压Vb2，压控可变电容的另一端接第二数字信号VC2，第二中间偏置电压Vb2为介于第二数字信号VC2的高电平与第二数字信号VC2的低电平之间的电压。
详细地，如图3所示，1为兰格耦合器的输入端，2为兰格耦合器的耦合端，3为兰格耦合器的直通端，4为兰格耦合器的隔离端；在兰格耦合器中，第二信号V02的相位与第一信号V01的相位相同，第三信号V03的相位与第一信号V01的相位相差90°；兰格耦合器的详情可参见现有技术，在此不再赘述。
详细地，在本发明的一可选实施例中，如图4所示，第一数字可变电容阵列包括第一分压模块、第一压控可变电容阵列模块及直通隔直电容C01，第一分压模块产生第一中间偏置电压Vb1，第一压控可变电容阵列模块包括N条并联的第一压控可变电容支路，每条第一压控可变电容支路包括依次串联的一个压控可变电容及一个隔直电容，在每条第一压控可变电容支路中，压控可变电容远离隔直电容的一端接第一中间偏置电压Vb1，压控可变电容与隔直电容相连的一端还接一位第一数字信号，隔直电容远离压控可变电容的一端接地，直通隔直电容C01的一端接兰格耦合器的直通端3，直通隔直电容C01的另一端接N条第一压控可变电容支路并联后与第一中间偏置电压Vb1相连的一端，其中，N为大于等于2的整数。
更详细地，如图4所示，第一压控可变电容阵列模块包括N条并联的第一压控可变电容支路，每条第一压控可变电容支路包括依次串联的一个压控可变电容及一个隔直电容，即，第一条第一压控可变电容支路包括依次串联的压控可变电容Cv11及隔直电容C11，第二条第一压控可变电容支路包括依次串联的压控可变电容Cv12及隔直电容C12，…，第N条第一压控可变电容支路包括依次串联的压控可变电容Cv1N及隔直电容C1N。
更详细地，如图4所示，在第一条第一压控可变电容支路中，压控可变电容Cv11远离隔直电容C11的一端接第一中间偏置电压Vb1，压控可变电容Cv11与隔直电容C11相连的一端还接第一数字信号VC11，隔直电容C11远离压控可变电容Cv11的一端接地；在第二条第一压控可变电容支路中，压控可变电容Cv12远离隔直电容C12的一端接第一中间偏置电压Vb1，压控可变电容Cv12与隔直电容C12相连的一端还接第一数字信号VC12，隔直电容C12远离压控可变电容Cv12的一端接地；…；在第N条第一压控可变电容支路中，压控可变电容Cv1N远离隔直电容C1N的一端接第一中间偏置电压Vb1，压控可变电容Cv1N与隔直电容C1N相连的一端还接第一数字信号VC1N，隔直电容C1N远离压控可变电容Cv1N的一端接地。
更详细地，如图4所示，第一分压模块包括第一电阻R1及第二电阻R2，电源电压VDD经依次串接的第一电阻R1及第二电阻R2后接地，第一电阻R1与第二电阻R2的公共端输出第一中间偏置电压Vb1。
更详细地，如图4所示，第一数字可变电容阵列还包括第一偏置限流模块，第一偏置限流模块包括第三电阻R3，N条第一压控可变电容支路并联后与直通隔直电容C01相连的一端，还经串接的第三电阻R3后接第一中间偏置电压Vb1。
同样地，在本发明的一可选实施例中，如图5所示，第二数字可变电容阵列包括第二分压模块、第二压控可变电容阵列模块及耦合隔直电容C02，第二分压模块产生第二中间偏置电压Vb2，第二压控可变电容阵列模块包括M条并联的第二压控可变电容支路，每条第二压控可变电容支路包括依次串联的一个压控可变电容及一个隔直电容，在每条第二压控可变电容支路中，压控可变电容远离隔直电容的一端接第二中间偏置电压Vb2，压控可变电容与隔直电容相连的一端还接一位第二数字信号，隔直电容远离压控可变电容的一端接地，耦合隔直电容C02的一端接兰格耦合器的耦合端2，耦合隔直电容C02的另一端接M条第二压控可变电容支路并联后与第二中间偏置电压Vb2相连的一端，其中，M为大于等于2的整数。
更详细地，如图5所示，第二压控可变电容阵列模块包括N条并联的第二压控可变电容支路，每条第二压控可变电容支路包括依次串联的一个压控可变电容及一个隔直电容，即，第一条二第压控可变电容支路包括依次串联的压控可变电容Cv21及隔直电容C21，第二条第二压控可变电容支路包括依次串联的压控可变电容Cv22及隔直电容C22，…，第M条第二压控可变电容支路包括依次串联的压控可变电容Cv2M及隔直电容C2M。
更详细地，如图5所示，在第一条第二压控可变电容支路中，压控可变电容Cv21远离隔直电容C21的一端接第二中间偏置电压Vb2，压控可变电容Cv21与隔直电容C21相连的一端还接第二数字信号VC21，隔直电容C21远离压控可变电容Cv21的一端接地；在第二条第二压控可变电容支路中，压控可变电容Cv22远离隔直电容C22的一端接第二中间偏置电压Vb2，压控可变电容Cv22与隔直电容C22相连的一端还接第二数字信号VC22，隔直电容C22远离压控可变电容Cv22的一端接地；…；在第M条第二压控可变电容支路中，压控可变电容Cv1N远离隔直电容C1N的一端接第二中间偏置电压Vb2，压控可变电容Cv2M与隔直电容C2M相连的一端还接第二数字信号VC2M，隔直电容C2M远离压控可变电容Cv2M的一端接地。
更详细地，如图5所示，第二分压模块包括第四电阻R4及第五电阻R5，电源电压VDD经依次串接的第四电阻R4及第五电阻R5后接地，第四电阻R4与第五电阻R5的公共端输出第二中间偏置电压Vb2。
更详细地，如图5所示，第二数字可变电容阵列还包括第二偏置限流模块，第二偏置限流模块包括第六电阻R6，M条第二压控可变电容支路并联后与耦合隔直电容C02相连的一端，还经串接的第六电阻R6后接第二中间偏置电压Vb2。
其中，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列的结构类似，均为压控可变电容阵列结构，其主要差异在于构成阵列的并联支路的条数可能不同，一个有N条支路，另一个有M条支路；需要说明的是，N和M可以取值一样，也可以取值不一样，在此不作限定。
详细地，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列均为压控可变电容阵列结构，这里的压控可变电容是一种可集成在片上的电容器件，压控可变电容可以是变容二极管，也就是说，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列中所有的压控可变电容均可为变容二极管，其特点是其容值随两个端口电压差变化而变化，其容值与端口电压变化关系如图6所示。
更详细地，如图6所示，除去中间渐变过程不谈，只看两端的稳定状态：在两端电压差反偏(负电压状态)时，变容二极管的容值最小；在两端电压差正偏(正电压状态)时，变容二极管的容值最大；且变容二极管的容值最大值与变容二极管的容值最小值具有一定的数值关系，如变容二极管的容值最大值为变容二极管的容值最小值的2.5～3倍。
更详细地，如图4所示，在第i条第一压控可变电容支路中，当第一数字信号VC1i为高电平时，变容二极管Cv1i正偏，变容二极管Cv1i的容值为最大值；当第一数字信号VC1i为低电平时，变容二极管Cv1i反偏，变容二极管Cv1i的容值为最小值；如此一来，可以通过第一数字信号VC11、VC12、…及VC1N的逻辑控制直接实现每条支路中变容二极管在最小电容值和最大电容值之间的切换，N条第一压控可变电容支路的电容并联得到第一可变电容。其中，i为1～N的整数。
更详细地，如图5所示，在第j条第二压控可变电容支路中，当第二数字信号VC2j为高电平时，变容二极管Cv2j正偏，变容二极管Cv2j的容值为最大值；当第一数字信号VC2j为低电平时，变容二极管Cv2j反偏，变容二极管Cv2j的容值为最小值；如此一来，可以通过第二数字信号VC21、VC22、…及VC2M的逻辑控制直接实现每条支路中变容二极管在最小电容值和最大电容值之间的切换，M条第二压控可变电容支路的电容并联得到第二可变电容。其中，j为1～M的整数。
需要强调的是，在第一压控可变电容阵列模块中，N条第一压控可变电容支路中的压控可变电容的容值最大值以2为公比呈等比数列分布，也就是说，Cv12＝2*Cv11，Cv13＝22*Cv11，…，Cv1N＝2N-1*Cv11；在第二压控可变电容阵列模块中，M条第二压控可变电容支路中的压控可变电容的容值最大值以2为公比呈等比数列分布，也就是说，Cv22＝2*Cv21，Cv23＝22*Cv21，…，Cv2M＝2M-1*Cv21。如此一来，基于N条第一压控可变电容支路中的压控可变电容的容值最大值以及M条第二压控可变电容支路中的压控可变电容的容值最大值的取值不同，可以组合实现多种取值的电容值，扩大了第一可变电容及第二可变电容的取值范围。
可以理解的是，N条第一压控可变电容支路中的压控可变电容的容值最大值以及M条第二压控可变电容支路中的压控可变电容的容值最大值还可以是其他数值分布，在此不作限定。
综上所述，本发明所提供的数字式反射型移相器，第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列均包括压控可变电容，压控可变电容的一端接中间偏置电压，压控可变电容的另一端接数字信号，中间偏置电压为介于数字信号的高电平与数字信号的低电平之间的电压，如此一来，通过数字信号数值的切换，即可实现压控可变电容的正偏或者反偏，进而使得每个压控可变电容的容值为最大值或者最小值，也就是说，可通过数字信号直接调节第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列各自提供电容的容值大小，在兰格耦合器的移相处理基础上，通过第一数字可变电容阵列与第二数字可变电容阵列可进一步对信号的相位进行数字微调，在不恶化射频性能和不额外增加控制单元的情况下实现了高精度的数字控制，极大地降低了反射型移相器的应用难度，降低了使用成本。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (12)

1.一种数字式反射型移相器，其特征在于，包括：
兰格耦合器，其输入端接第一信号，对所述第一信号进行耦合移相处理，得到第二信号和第三信号，其直通端输出所述第二信号，其耦合端输出所述第三信号；
第一数字可变电容阵列，接所述兰格耦合器的直通端，为所述第二信号提供第一可变电容，通过第一数字信号的控制，调节所述第一可变电容的大小，以调整所述第二信号的相位；
第二数字可变电容阵列，接所述兰格耦合器的耦合端，为所述第三信号提供第二可变电容，通过第二数字信号的控制，调节所述第二可变电容的大小，以调整所述第三信号的相位；
其中，所述第一数字可变电容阵列与所述第二数字可变电容阵列均包括压控可变电容，在所述第一数字可变电容阵列中，所述压控可变电容的一端接第一中间偏置电压，所述压控可变电容的另一端接所述第一数字信号，所述第一中间偏置电压为介于所述第一数字信号的高电平与所述第一数字信号的低电平之间的电压；在所述第二数字可变电容阵列中，所述压控可变电容的一端接第二中间偏置电压，所述压控可变电容的另一端接所述第二数字信号，所述第二中间偏置电压为介于所述第二数字信号的高电平与所述第二数字信号的低电平之间的电压。
2.根据权利要求1所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述第一数字可变电容阵列包括第一分压模块、第一压控可变电容阵列模块及直通隔直电容，所述第一分压模块产生所述第一中间偏置电压，所述第一压控可变电容阵列模块包括N条并联的第一压控可变电容支路，每条所述第一压控可变电容支路包括依次串联的一个所述压控可变电容及一个隔直电容，在每条所述第一压控可变电容支路中，所述压控可变电容远离所述隔直电容的一端接所述第一中间偏置电压，所述压控可变电容与所述隔直电容相连的一端还接一位所述第一数字信号，所述隔直电容远离所述压控可变电容的一端接地，所述直通隔直电容的一端接所述兰格耦合器的直通端，所述直通隔直电容的另一端接N条所述第一压控可变电容支路并联后与所述第一中间偏置电压相连的一端，其中，N为大于等于2的整数。
3.根据权利要求2所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述第一分压模块包括第一电阻及第二电阻，电源电压经依次串接的所述第一电阻及所述第二电阻后接地，所述第一电阻与所述第二电阻的公共端输出所述第一中间偏置电压。
4.根据权利要求2所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述第一数字可变电容阵列还包括第一偏置限流模块，所述第一偏置限流模块包括第三电阻，N条所述第一压控可变电容支路并联后与所述直通隔直电容相连的一端，还经串接的所述第三电阻后接所述第一中间偏置电压。
5.根据权利要求2所述的数字式反射型移相器，其特征在于，在所述第一压控可变电容阵列模块中，N条所述第一压控可变电容支路中的所述压控可变电容的容值最大值以2为公比呈等比数列分布。
6.根据权利要求1所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述第二数字可变电容阵列包括第二分压模块、第二压控可变电容阵列模块及耦合隔直电容，所述第二分压模块产生所述第二中间偏置电压，所述第二压控可变电容阵列模块包括M条并联的第二压控可变电容支路，每条所述第二压控可变电容支路包括依次串联的一个所述压控可变电容及一个隔直电容，在每条所述第二压控可变电容支路中，所述压控可变电容远离所述隔直电容的一端接所述第二中间偏置电压，所述压控可变电容与所述隔直电容相连的一端还接一位所述第二数字信号，所述隔直电容远离所述压控可变电容的一端接地，所述耦合隔直电容的一端接所述兰格耦合器的耦合端，所述耦合隔直电容的另一端接M条所述第二压控可变电容支路并联后与所述第二中间偏置电压相连的一端，其中，M为大于等于2的整数。
7.根据权利要求6所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述第二分压模块包括第四电阻及第五电阻，电源电压经依次串接的所述第四电阻及所述第五电阻后接地，所述第四电阻与所述第五电阻的公共端输出所述第二中间偏置电压。
8.根据权利要求6所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述第二数字可变电容阵列还包括第二偏置限流模块，所述第二偏置限流模块包括第六电阻，M条所述第二压控可变电容支路并联后与所述耦合隔直电容相连的一端，还经串接的所述第六电阻后接所述第二中间偏置电压。
9.根据权利要求6所述的数字式反射型移相器，其特征在于，在所述第二压控可变电容阵列模块中，M条所述第二压控可变电容支路中的所述压控可变电容的容值最大值以2为公比呈等比数列分布。
10.根据权利要求2或6所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述压控可变电容为变容二极管。
11.根据权利要求10所述的数字式反射型移相器，其特征在于，当所述第一数字信号为高电平时，在所述第一压控可变电容支路中，所述变容二极管正偏，所述变容二极管的容值为最大值；当所述第一数字信号为低电平时，在所述第一压控可变电容支路中，所述变容二极管反偏，所述变容二极管的容值为最小值；当所述第二数字信号为高电平时，在所述第二压控可变电容支路中，所述变容二极管正偏，所述变容二极管的容值为最大值；当所述第二数字信号为低电平时，在所述第二压控可变电容支路中，所述变容二极管反偏，所述变容二极管的容值为最小值。
12.根据权利要求11所述的数字式反射型移相器，其特征在于，所述变容二极管的容值最大值为所述变容二极管的容值最小值的2.5～3倍。
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