CN116067516A - 高准确性快速电压和温度传感器电路 - Google Patents

Abstract

本公开涉及高准确性快速电压和温度传感器电路。一种温度感测电路包括：电流生成电路，其生成与绝对温度成比例的初始电流(Iptat)；以及电压生成电路，其被配置为使用可调节电流源来镜像Iptat以生成缩放电流，并且将缩放电流供应到电阻器的第一端子以在第一端子处生成参考电压。电阻器的第二端子具有与被施加到第二端子上的绝对温度(Vctat)互补的电压。模数转换器(ADC)具有接收参考电压的参考输入和接收Vctat或外部源电压的数据输入。ADC生成指示以下各项之间的比率的输出代码：a)Vctat或外部源电压，和b)参考电压。数字电路从输出代码确定温度读出，并且基于输出代码校准参考电压和温度读出确定。

Description

高准确性快速电压和温度传感器电路

相关申请的交叉引用

本申请要求于2021年10月29日提交的美国临时专利申请No.63/273,651以及于2022年10月13日提交的美国非临时专利申请No.17/965,282的优先权，其全部内容在法律允许的最大程度上通过被引用并入本文。

技术领域

本申请涉及温度和电压感测电路的领域，并且具体地，涉及在与温度无关的参考电压的生成中利用可调节电流源的温度和电压感测电路，该参考电压用于生成其中放置温度感测电路的集成电路芯片的温度值的高准确性数字表示。

背景技术

片上系统(SOC)被用于诸如智能手机和平板电脑的移动设备中，以及被用于多种嵌入式系统中。一些当前的SOC能够进行温度感知任务调度，以及关于温度的自校准以帮助降低功耗。温度和电压传感器也被使用在图像感测应用中以在使用中调节图像传感器的电压和温度偏移。为了使能此功能性，此类SOC包括与SOC的其它组件集成的片上温度传感器。

与绝对温度Vptat成比例的电压能够被产生为在不同电流密度处偏置的两个双极结晶体管的基极－发射极结电压之间的差。在数学上，这可以被表示为：Vptat＝ΔVbe＝Vbe1-Vbe2。与绝对温度Vptat成比例的该电压是相对无误差的，因为由于晶体管缺乏理想性能而引起的Vbe1和Vbe2中的误差彼此抵消。

Vptat和温度之间的关系可以数学地表示为Vptat＝kT/q ln(p)，其中T是以开尔文为单位的温度，其中k是玻尔兹曼常数，q是电子的电荷的大小，并且p是用于生成Vptat的双极结晶体管的电流密度的比率。模数转换器(ADC)将Vptat相对于参考电压Vref数字化，并且输出比率μ作为结果，该比率μ可以被计算为μ＝Vptat/Vref。该比率可以被适当地缩放以生成以期望单位的数字温度读出，例如：Temperature(C°)＝A*μ+B，其中A和B是常数。

为了实现温度无关性，参考电压Vref通常被生成为与绝对温度Vptat成比例的电压和与绝对温度Vctat互补的电压的和，如图1A中所示，其在理想条件下将产生真正地与温度无关的参考电压。与绝对温度Vctat互补的电压被产生为双极结晶体管的基极－发射极结电压Vbe。

当期望使用已知技术以高频率(例如每10μs)更新生成的数字温度读出时，出现了挑战。为了在高频下采样Vref和ΔVbe，采样电容器将被非常快速地充电和放电。然而，对于传统的温度传感器，这是不可能的，因为通常在热传感器应用中使用的普通双极结晶体管(例如，在标准的CMOS工艺中可用的寄生衬底PNP双极结晶体管)不能以更高的电流(每个双极结晶体管大于2－3μA)被偏置并且适当地用作热传感器。如果增加双极结晶体管的数目(例如，并联连接的多个双极结晶体管)以增加它们可以被偏置的电流，则晶体管的电容最终占主导地位和/或导致面积/功率损失，并且这种方法仅可以采取到目前为止，并且期望的操作速度可能仍然是不可达到的。

在通过使用以相同电流偏置的不同倍数的双极结晶体管获得ΔVbe的情况下，可以尝试增加速度。在图1B中示出了利用该技术的样品温度传感器1，其中可以观察到温度传感器1包括PNP双极结晶体管QP2，其发射极接收电流I、其集电极接地、以及其基极连接到另一PNP双极结晶体管QP1的基极。双极结晶体管QP1的发射极接收缩放电流pI(例如，由缩放因子p缩放电流I)、其集电极接地、并且其基极连接到双极结晶体管QP2的基极。电压ΔVbe是QP1和QP2的基极－发射极电压之间的差。温度传感器1中最慢的节点是QP2的发射器。如果电流I不足以满足期望的速度，并且期望将电流缩放100倍，这导致将温度传感器1缩放100倍(为了相同的准确性)，则期望将双极结晶体管QP1和QP2缩放100倍(例如，通过使用并联连接的100个双极结晶体管QP1、QP2)，使得合成电流将从pI增加到(p+1)*100。然而正如所解释的，使用这种设计，晶体管的电容最终占主导地位和/或导致功耗和面积消耗方面的损失。因此，这种方法仅可以采取到目前为止，并且期望的操作速度可能仍然是不可达到的。

可以进行增加速度的另一尝试，其中通过使用以相同电流偏置的不同倍数的双极结晶体管来获得ΔVbe。在图1C中示出了温度传感器1’的这种示例，其中可以观察到温度传感器1’包括PNP双极结晶体管QP1，其发射极连接到节点N1、其集电极接地、并且其基极连接到其集电极以从而产生与其发射极－基极结两端子的绝对温度Vctat互补的电压。温度传感器1’进一步包括连接在节点N1和p沟道晶体管MP1的漏极之间的第一可调节电阻器Rptat1。p沟道晶体管MP1的源极被连接到电源电压VDD，并且p沟道晶体管MP1的栅极被连接到p沟道晶体管MP2的栅极。p沟道晶体管MP2的源极也连接到电源电压VDD，并且其漏极连接到第二可调节电阻器Rptat2。第二可调节电阻器Rptat2被连接在MP2的漏极和节点N2之间，并且电阻器R1被连接在节点N2和PNP双极结晶体管QP2的发射极之间。PNP晶体管QP2的集电极连接到接地、以及其基极连接到PNP晶体管QP1的基极以及接地。因此注意，PNP晶体管QP1和QP2都是二极管耦合的。放大器2具有连接到节点N2的非反相端子和连接到节点N1的反相端子，以及连接到p沟道晶体管MP1和MP2的栅极的输出端子。

在操作中，放大器2通过改变晶体管MP1和MP2的栅极电压和最终电流来驱动晶体管MP1和MP2的栅极以迫使放大器2的反相输入端子处的电压等于放大器2的非反相输入端子处的电压。这导致PNP晶体管QP1的基极-发射极电压Vbe1(其是与绝对温度Vctat互补的电压)出现在节点N2处。由于电阻器R1是在电压Vbe1和Vbe2(晶体管QP2的基极-发射极电压)之间，电阻器R1两端子的电压是Vbe1－Vbe2，这可以被称为ΔVbe。流经电阻器R1的所得电流Iptat为：

电流Iptat与绝对温度成比例(忽略R1的电阻率的温度变化)，并且也流入PNP晶体管QP1和QP2。

由于节点N1处的电压是Vctat(晶体管QP1的基极-发射极电压Vbe)，通过在节点N1处的Vctat电压之上加上适当的PTAT电压，适当地缩放电阻器R1和Rptat1、Rptat2，可以在晶体管MP1的漏极处获得参考电压Vref。参考电压Vref因此可以被表示为：

请注意ΔVbe是与绝对温度Vptat成比例的电压(R1和Rptat1/Rptat2的温度系数从Vref表达式中抵消)：

Vref＝Vctat+Vptat

该温度读出的准确性主要取决于参考电压Vref的温度独立性。然而，由于晶体管缺乏理想性能，误差被引入。在数学上，产生的真实世界Vbe可以被表示为：Vbe＝Vbe0-λT+C(T)，其中Vbe0是Vbe在0°K处的值，λ是Vbe0随温度的衰减斜率，以及C(T)是非线性量。

斜率λ是过程相关的，因此在Vbe中引入了不准确性，并且因此在生成的参考电压Vref中引入了不准确性。在图1D中可以看到由斜率λ的不同值生成的Vbe值的样本范围(spread)，其中可以注意到由斜率λ引入Vbe的不准确度是线性的。

使用图1C的设计，Iptat可以被调节以便尝试针对图1D中所示的Vbe范围的类型来补偿Vref以尝试将Vref保持为尽可能与温度无关，使得上述μ以及因此的温度读出尽可能准确。Iptat的这种调节可以通过调节可调节电阻Rptat1/Rptat2和R1的电阻值来被执行。然而，这种调节的准确性受到可调节电阻Rptat1/Rptat2和R1中最小电阻的阻值限制。高速率转换(例如，每10us一次转换)要求这两个支路中的电流非常高，导致非常小的电阻值。例如，为了充分调节Iptat，使温度计算准确到1℃以内，可调节电阻Rptat1/Rptat2和R1中最小电阻的阻值可以低至5Ω；因此，相关联的开关需要具有小于该值的电阻，这导致高面积消耗。此外，挑战在于该设计具有两个变量——R1的电阻和Rptat1/Rptat2的电阻(其彼此匹配)，并且这些电阻不能有效地被独立改变，因为一个电阻将影响另一个电阻。

为了克服这些准确性限制，以及为了易于校准，需要进一步开发。

发明内容

本文公开了一种温度感测电路，包括：电流生成电路，其被配置为生成与绝对温度成比例的初始电流；以及电压生成电路，其被配置为使用可调节电流源来镜像与绝对温度成比例的初始电流以产生缩放电流，并且将缩放电流供应到电阻器的第一端子以在第一端子处产生内部参考电压，其中电阻器的第二端子具有与施加于第二端子的绝对温度互补的电压。模数转换器具有被配置为接收内部参考电压的参考输入，以及被配置为选择性地接收与绝对温度互补的电压或外部源电压中的一项电压的数据输入。模数转换器被配置为生成指示以下各项之间的比率的输出代码：a)与绝对温度互补的电压或外部源电压，和b)内部参考电压。数字电路被配置为从输出代码确定温度读出，并且基于输出代码校准内部参考电压和温度读出。

数字电路通过将已知参考电压作为外部源电压传递到模数转换器来校准内部参考电压，并且调节可调节电流源以从而修改缩放电流的大小，进而根据输出代码修改内部参考电压，直到内部参考电压等于已知参考电压或等于已知参考电压的已知百分比。

在内部参考电压的校准之后，数字电路通过将根据输出代码的温度读出与已知温度进行比较来校准温度读出确定，并且调节用于确定温度读出的常数直到温度读出与已知温度相匹配。

输出代码被计算为μ＝Vctat/Vref，其中Vctat是与绝对温度互补的电压，并且Vref是内部参考电压。

温度读出被确定为T＝A×(1-μ)-B，其中T是温度，A和B是常数，其中A是经调节的常数，以及μ是输出代码。

数字电路进一步被配置为通过如下来确定外部或内部电源电压或任何其它电压的电压值：将外部或内部电源电压或任何其它电压作为外部源电压传递到模数转换器，并且根据内部参考电压和输出代码来确定电压值。

电流生成电路可以包括：第一PNP晶体管，其具有耦合到第一节点的发射极、耦合到接地的集电极、以及耦合到第一PNP晶体管的集电极的基极；第二PNP晶体管，其具有通过第一电阻器耦合到第二节点的发射极、耦合到接地的集电极、以及耦合到第一PNP晶体管的基极的基极；第一p沟道晶体管，其具有耦合到电源电压的源极、耦合到第一节点的漏极、以及栅极；以及第二p沟道晶体管，其具有耦合到电源电压的源极、耦合到第二节点的漏极、以及耦合到第一p沟道晶体管的栅极的栅极。相等性可以在第一p沟道晶体管和第二p沟道晶体管的漏极电流之间被实施。第一电阻器可以被耦合在第二节点和第二PNP晶体管的发射极之间。

相等性可以通过运算放大器在第一p沟道晶体管和第二p沟道晶体管的漏极电流之间被实施，运算放大器具有耦合到第二节点的非反向端子、耦合到第一节点的反相端子、以及耦合到第一p沟道晶体管和第二p沟道晶体管的栅极的输出。

电压生成电路可以包括：耦合在电源电压与第三节点之间的可调节电流源；耦合在第三节点与第四节点之间的电阻器；以及耦合到PNP晶体管的二极管，其生成与第四节点处的绝对温度互补的电压。

可调节电流源可以是可调节晶体管装置，可调节晶体管装置具有耦合到电源电压的源极、耦合到第三节点的漏极、以及耦合到第一p沟道晶体管和第二p沟道晶体管的栅极的栅极。

第一开关可以被耦合以选择性地将与绝对温度互补的电压或外部源电压施加于模数转换器的数据输入。输入电路可以包括：滤波器；第二开关，其选择性地将外部电源电压施加于滤波器；第三开关，其选择性地向滤波器提供已知参考电压；以及第四开关，其选择性地向模数转换器的数据输入提供来自滤波器的输出。

附图说明

图1A是示出通过对与绝对温度成比例的电压(Vptat)和与绝对温度互补的电压(Vctat)求和以在温度传感器中生成与温度无关的参考电压(Vref)的曲线图。

图1B是第一现有技术带隙电压生成器的示意图。

图1C是第二现有技术带隙电压生成器的示意图。

图1D是示出用于生成Vctat(也被称为Vbe)的双极结晶体管的基极－发射极结的电压跨温度的斜率如何依赖于工艺的(由于工艺变化而在晶体管之间变化)的曲线图。

图2是本文所述的电压和温度传感器的示意图。

图3A示出了当执行电压(Vref)校准时图2的电压和温度传感器。

图3B示出了当执行温度测量校准时图2的电压和温度传感器。

图3C示出了当执行温度感测时图2的电压和温度传感器。

图3D示出了当执行电源电压感测时图2的电压和温度传感器

具体实施方式

以下公开使能本领域技术人员制造和使用本文公开的主题。在不脱离本公开的精神和范围的情况下，本文描述的一般原理可以被应用于除以上详述的那些之外的实施例和应用。本公开不旨在限于所示的实施例，而是与符合本文公开或建议的原理和特征的最宽范围一致。请注意在以下描述中，任何描述的电阻器或电阻是分立的或集成的器件，除非有相反的说明，并且不简单地是两点之间的电引线。因此，被耦合或被连接在两个点之间的任何描述的电阻器或电阻具有比这两个点之间的引线或迹线更大的电阻，并且这种电阻器或电阻不能被解释为引线或迹线。换言之，本文描述的电阻器不是引线或迹线。

现在参照图2描述温度传感器5。该温度传感器5被设置为被结合和集成在单个集成电路芯片内，并且操作以报告该单个集成电路芯片的区域的温度。

温度传感器5包括以下构成电路：生成与绝对温度Iptat成比例的电流的电流生成电路10、从Iptat生成参考电压Vref并且输出与绝对温度互补的电压Vbe的参考电压生成电路15、从电压生成电路15接收参考电压Vref和Vbe或从输入电路16接收输入电压的模数转换器(ADC)20、以及读取ADC 20的输出并且控制输入电路16和电压生成电路15以实现校准和感测的数字电路25。

首先，每个电路的结构将被描述，并且然后将描述温度传感器5的结构。

更详细地，电流生成电路10包括第一PNP晶体管QP1，其发射极连接到节点N1、其集电极接地、并且其基极连接到第二PNP晶体管QP2的基极。电阻器R1被连接在节点N2和晶体管QP2的发射极之间，并且晶体管QP2的集电极接地。第一p沟道晶体管MP1的源极连接到电源电压VDD、其漏极连接到节点N1、其栅极连接到第二p沟道晶体管MP2的栅极。晶体管MP2的源极连接到VDD、其漏极连接到节点N2。运算放大器11的非反向端子连接到节点N2、其反相端子连接到节点N1、以及其输出连接到晶体管MP1和MP2的栅极。

注意，与现有技术相比，电流生成电路10可以不具有被连接在节点N1与晶体管MP1的漏极之间的电阻器，并且可以不具有被连接在节点N2与晶体管MP2的漏极之间的电阻器——在电路15中执行Iptat的缩放以产生Vptat并且因此生成Vref(其被用于电压和温度感测以及校准中)。

电压生成电路15包括连接在电源电压VDD和节点N3之间的可调节电流源(示出为可调节第三p沟道晶体管MP3，其表示并联连接的多个这种晶体管)，其中其栅极连接到晶体管MP1和MP2的栅极。晶体管MP1、MP2和MP3被匹配以改善Iptat电流镜像。在可调节电流源(也可以被称为电流DAC)是多个并联连接的第三p沟道晶体管MP3的情况下，晶体管MP3的源极连接到VDD、其漏极连接到节点N3、并且其栅极连接到晶体管MP1和MP2的栅极以及运算放大器11的输出。电阻器R2被连接在节点N3和N4之间。第三PNP晶体管QP3的发射极连接到节点N4、其集电极连接到接地、并且是二极管耦合的，因此其基极连接到其集电极。

模数转换器(ADC)20从节点N3(具有或不具有电压缓冲)得出其参考电压，其输入连接到节点N5，并且其输出位ADCOUT连接到数字电路25。开关S1选择性地将节点N4连接到节点N5。通过开关S1到S4，Vbe、Vsupply和Vref_Ext(在滤波之后)可以通过ADC的不同通道被提供，并且作为不同的输入(不失一般性)，或在ADC外部利用复用(多路复用技术)通过单个通道被提供。

输入电路16包括滤波电路17，滤波电路17具有由开关S2选择性地连接以接收电源电压以测试Vsupply的第一输入、由开关S3选择性地连接以接收外部参考电压Vref_ext的第二输入、以及由开关S4选择性地连接到节点N5的输出。滤波器电路17可以被用于从电压信号Vsupply和Vref_ext中移除噪声，并且还适当地缩放这些电压以使其适当地处于ADC20的操作范围内。

数字电路25包括定序器和热传感器控制器26，其主要接收由数字电路25使用的时钟信号Fclk并且从数据格式器27接收数据。数据格式器27具有接收ADC 20的输出ADCOUT、第一值A和第二值B的输入，并且具有提供DATAREADY和DATAOUT信号的输出。DATA_READY指示数据格式器27准备好输出另一个数据字，并且DATA_OUT是正被输出的数据字(例如，电压或温度感测/校准数据的数字表示)。

在操作中，运算放大器11驱动晶体管MP1和MP2的栅极以迫使放大器11的反相输入处的电压等于放大器11的非反向输入处的电压，并且因此迫使晶体管MP1和MP2的栅极到漏极电压相等。这导致PNP晶体管QP1的基极-发射极电压Vbe1(其是与绝对温度Vctat互补的电压)出现在晶体管MP2的漏极。本领域技术人员将理解，该运算放大器11可以具有有限的偏移电压，其可以表现为在其输入端子之间的误差。因此，可能需要对该运算放大器11进行斩波，以平均由这些偏移电压生成的不准确性。由于电阻器R1在电压Vbe1和Vbe2(晶体管QP2的基极-发射极电压)之间，所以电阻器R1两端的电压是Vbe1－Vbe2，这可以被称为ΔVbe。通过电阻器R1被应用的所得电流Iptat0与绝对温度成比例并且流入PNP晶体管QP2和QP1。

电流Iptat0可以被表示为：

节点N1处的电压是Vctat(晶体管QP1的基极-发射极电压Vbe)。由于可调节电流源MP3以电流镜像装置与晶体管MP1和MP2被连接，PTAT电流Iptat(其是Iptat0的倍数，上述倍数取决于多少并联连接的晶体管MP3被激活)源自可调节电流源MP3的漏极并且流过电阻器R2以从而在节点N3处生成参考电压Vref。参考电压Vref可以被表示为：

如图3A所示，温度传感器5首先在电压校准阶段中操作。在校准阶段，开关S3和S4被闭合而开关S1和S2被断开，使得ADC 20在其输入处接收来自10的Vref作为其参考电压和Vref_ext。Vref_EXT的值被选择在ADC的预期输入范围内。目标是导通晶体管MP3的缩放倍数的数目使得来自块15的所得的参考电压Vref等于带隙参考电压。由ADC 20输出的数字字ADCOUT表示在Vref_ext和Vref之间的比率。基于该数字字ADCOUT，数字电路25调节可调节电流源MP3(即，激活更多的并联连接的晶体管MP3以从而增大Iptat的幅度，或者激活更少的并联连接的晶体管MP3以从而减小Iptat的幅度，并且因此引起Vref中的相应变化)。具体而言，当ADCOUT以数字方式表示大于预期比率Vref_ext/Vref(例如，0.5)的值时，可调节电流源MP3被调节使得Iptat的大小增加，从而增加Vref并且减小Vref_Ext/Vref比率。当ADCOUT以数字方式表示小于预期比率Vref_ext/Vref的值时，可调节电流源MP3被调节使得Iptat的大小减小，从而减小Vref并且增加Vref_Ext/Vref比率。温度传感器5在该电压校准期间继续操作，这意味着ADC 20再次周期性地采样其输入以周期性地产生新的ADCOUT值，并且可调节电流源MP3的一次调节被数字电路25针对每个新的ADCOUT值执行。

执行此调节直到ADCOUT以数字方式表示比率Vref_ext/Vref达到其最大可能准确性为止。这完成了参考电压Vref的校准(校正Vbe范围；校正电流生成电路10和电压生成电路15之间的Vbe斜率和缩放误差或缩放比率误差)，以及内部参考Vref的经校准版本可以被称为Vref_Cal。因此获得的MP3(或电压校准代码VCALCODE)的分支的数目可以被存储在一次性可编程(OTP)存储器或任何其它存储存储器中，使得每当温度传感器5被并入其中的硅裸片需要时，其可以被用于再产生Vref_Cal。

温度传感器5接下来在温度校准阶段中操作，如图3B所示。在温度校准阶段，开关S1闭合而其它开关断开。因此，ADC 20在其输入处接收经校准的参考电压Vref_Cal和Vbe，并且由ADC 20输出的数字字ADCOUT表示在Vbe与Vref_Cal之间的比率。记住Vbe＝Vctat并且在此计算μ＝Vctat/Vref_Cal，在此的温度可以由数字电路25计算为：

T＝A×(1-μ)-B

在该实现中，A和B是常数，并且最初标准的预先已知值被使用于A和B两者。为了执行温度校准，数字电路25将经计算的温度T与指定实际已知温度的输入进行比较，并且基于经计算的温度T与经历温度校准的已知裸片温度(与周围区域处于热平衡)之间的数学比较来调节常数A。特别地，A被调节使得经计算的温度T与从外部准确测量的裸片的温度相匹配。B根据用于报告温度的单位(例如，摄氏温度、开尔文温度)来被设置，并且还校正任何偏移误差。

该温度校准可以在具有已知温度的室中执行。例如，可以将集成有温度传感器5的芯片放置在保持在27℃的腔室中(并且放置足够的时间以实现与其周围环境的热平衡)，其是已知温度并且温度校准被执行。

根据非限制性示例，如果经计算的温度T小于已知温度，则增加A并且经计算的温度T被重新计算。如果经计算的温度T大于已知温度，则A减小并且经计算的温度T被重新计算。在每次重新计算之后，再次执行在经计算的温度T与已知温度之间的比较，并且再次执行常数A的调节，并且这一直持续到经计算的温度T与已知温度匹配到足够的A的准确性。这完成了温度计算和感测的校准，并且A的校准版本可以被称为A_Calcode，并且可以被存储在永久存储器中以用于其中结合有温度传感器5的硅裸片的准确温度读出。

现在可以在Vref校准和温度校准之后执行正常操作模式中的温度感测以找到芯片的当前温度。现在参照图3C描述温度感测，在该模式中，开关S1闭合而其它开关断开。

ADC 20在其输入处接收Vref_Cal作为其参考电压和Vbe，并且由ADC 20输出的数字字ADCOUT表示在Vbe与Vref_Cal之间的比率。记住Vbe＝Vctat并且μ＝Vctat/Vref_Cal，该温度可以由数字电路25计算为：

T＝A_calcode×(1-μ)-B

因此，温度传感器5在此正常工作，并且温度感测可以持续期望的时间。

在一些应用中，可能期望温度传感器5具有测试电压的附加功能以便可以知道该电压的当前绝对值。在所示的示例中，电源电压Vsupply是所感测的电压。

在该电压感测模式中，开关S2和S4闭合，而开关S1和S3断开。结果，Vsupply被提供给ADC 20的输入，并且同样地，ADCOUT表示Vsupply和Vref_cal之间的比率。由于vref_cal是来自ADCOUT的已知值，所以Vsupply的值可以被计算。

温度传感器5的设计提供了许多优点。例如，电压生成电路15的输出阻抗可以根据需要缩放以适合ADC 20和期望的采样速度，而不影响准确性。与现有技术设计相反，该电路的缩放不伴随由双极结晶体管消耗的并联电流或面积的相应的8倍缩放。此外，由于校准是在电流域中被实现的，所以不存在处理小校准电阻器大小的问题。如所理解的，除了按比例缩放由可调节电流源MP3产生的Iptat电流之外，还按比例缩放电阻器R2和晶体管QP3的大小以产生正确的参考电压Vref和CTAT电压Vbe。因此，总体上，温度传感器5允许比现有技术设计高得多的温度转换率。

作为另一优点，由于该电路的可缩放性，可以取消在ADC中用于使用的参考电压Vref的缓冲，并且实际上，在温度传感器5中不执行Vref的缓冲，导致面积和功率节省，而不损失准确性。

最后，很明显，在不脱离如所附权利要求所限定的本公开的范围的情况下，可以对本文所描述和示出的内容进行修改和变化。

虽然已经相对于有限数目的实施例描述了本发明，但受益于本发明的所属领域的技术人员将了解，可以设想不脱离本文所公开的本发明的范围的其它实施例。因此，本公开的范围将仅由所附权利要求限制。

Claims (23)

1.一种温度感测电路，包括：

电流生成电路，所述电流生成电路被配置为生成与绝对温度成比例的初始电流；

电压生成电路，所述电压生成电路被配置为使用可调节电流源来镜像与绝对温度成比例的所述初始电流以产生缩放电流，并且将所述缩放电流供应到电阻器的第一端子以在所述第一端子处产生内部参考电压，其中所述电阻器的第二端子具有与被施加到所述第二端子的绝对温度互补的电压；

模数转换器，所述模数转换器具有被配置为接收所述内部参考电压的参考输入、以及被配置为选择性地接收与绝对温度互补的所述电压或外部源电压中的一项电压的数据输入，其中所述模数转换器被配置为生成指示以下各项之间的比率的输出代码：a)与绝对温度互补的所述电压或所述外部源电压，和b)所述内部参考电压；以及

数字电路，所述数字电路被配置为从所述输出代码确定温度读出，并且基于所述输出代码校准所述内部参考电压和所述温度读出。

2.根据权利要求1所述的温度感测电路，其中所述数字电路通过以下项来校准所述内部参考电压：

将已知参考电压作为所述外部源电压传递到所述模数转换器；以及

调节所述可调节电流源以从而修改所述缩放电流的大小，进而根据所述输出代码修改所述内部参考电压，直到所述内部参考电压等于所述已知参考电压或等于所述已知参考电压的已知百分比。

3.根据权利要求2所述的温度感测电路，其中所述数字电路在所述内部参考电压的校准之后通过以下项来校准所述温度读出确定：

将根据所述输出代码的所述温度读出与已知温度进行比较；以及

调节用于确定所述温度读出的常数直到所述温度读出与所述已知温度相匹配。

4.根据权利要求3所述的温度感测电路，其中所述输出代码被计算为：

μ＝Vctat/Vref

其中Vctat是与绝对温度互补的所述电压，并且Vref是所述内部参考电压。

5.根据权利要求4所述的温度感测电路，其中所述温度读出被确定为：

T＝A×(1-μ)-B

其中T是所述温度，A和B是常数，其中A是经调节的所述常数，并且μ是所述输出代码。

6.根据权利要求3所述的温度感测电路，其中所述数字电路进一步被配置为通过将外部电源电压或内部电源电压或任何其它电压作为所述外部源电压传递到所述模数转换器来确定该电压的电压值，其中所述电压值根据所述内部参考电压和所述输出代码而被确定。

7.根据权利要求3所述的温度感测电路，其中所述电流生成电路包括：

第一PNP晶体管，所述第一PNP晶体管具有耦合到第一节点的发射极、耦合到接地的集电极、以及耦合到所述第一PNP晶体管的集电极的基极；

第二PNP晶体管，所述第二PNP晶体管具有通过第一电阻器耦合到第二节点的发射极、耦合到接地的集电极，以及耦合到所述第一PNP晶体管的基极的基极；

第一p沟道晶体管，所述第一p沟道晶体管具有耦合到电源电压的源极、耦合到所述第一节点的漏极、以及栅极；以及

第二p沟道晶体管，所述第二p沟道晶体管具有耦合到所述电源电压的源极、耦合到所述第二节点的漏极、以及耦合到所述第一p沟道晶体管的栅极的栅极；

其中相等性在所述第一p沟道晶体管和所述第二p沟道晶体管的漏极电流之间被实施；以及

其中所述第一电阻器被耦合在所述第二节点与所述第二PNP晶体管的发射极之间。

8.根据权利要求7所述的温度感测电路，其中所述相等性通过运算放大器在所述第一p沟道晶体管和所述第二p沟道晶体管的所述漏极电流之间被实施，所述运算放大器具有耦合到所述第二节点的非反向端子、耦合到所述第一节点的反相端子、以及耦合到所述第一p沟道晶体管和所述第二p沟道晶体管的栅极的输出。

9.根据权利要求7所述的温度感测电路，其中所述电压生成电路包括：

被耦合在所述电源电压与第三节点之间的所述可调节电流源；

被耦合在所述第三节点与第四节点之间的所述电阻器；以及

二极管耦合PNP晶体管，生成与所述第四节点处的绝对温度互补的所述电压。

10.根据权利要求9所述的温度感测电路，其中所述可调节电流源包括可调节晶体管装置，所述可调节晶体管装置具有耦合到所述电源电压的源极、耦合到所述第三节点的漏极，以及耦合到所述第一p沟道晶体管和所述第二p沟道晶体管的栅极的栅极。

11.根据权利要求7所述的温度感测电路，进一步包括第一开关，所述第一开关被耦合以将与绝对温度互补的所述电压或所述外部源电压选择性地施加于所述模数转换器的所述数据输入；进一步包括输入电路，所述输入电路包括：

滤波器；

第二开关，所述第二开关选择性地将外部电源电压施加于所述滤波器；

第三开关，所述第三开关选择性地向所述滤波器提供所述已知参考电压；以及

第四开关，所述第四开关选择性地向所述模数转换器的所述数据输入提供来自所述滤波器的输出。

12.一种温度感测方法，包括：

使用可调节电流源以产生缩放电流；

从所述缩放电流生成内部参考电压，所述缩放电流与绝对温度成比例；

将所述内部参考电压和与绝对温度互补的电压或外部源电压数字化以从而生成表示以下各项之间的比率的输出代码：a)与绝对温度互补的所述电压或所述外部源电压，和b)所述内部参考电压；

从所述输出代码确定温度读出；以及

基于所述输出代码校准所述内部参考电压和所述温度读出确定。

13.根据权利要求12所述的方法，其中所述内部参考电压通过使用已知参考电压作为所述外部源电压而被校准，并且所述方法进一步包括调节所述可调节电流源以从而修改所述缩放电流的大小，进而根据所述输出代码修改所述内部参考电压，直到所述内部参考电压等于所述已知参考电压。

14.根据权利要求13所述的方法，其中在所述内部参考电压的校准之后，所述温度读出确定通过以下项被校准：

将来自所述输出代码的所述温度读出与已知温度进行比较；以及

调节用于确定所述温度读出的常数直到所述温度读出与所述已知温度相匹配。

15.根据权利要求14所述的方法，进一步包括：

通过使用外部电源电压作为所述外部源电压来确定所述外部电源电压的电压值；以及

根据所述内部参考电压和所述输出代码确定所述电压值。

16.根据权利要求15所述的方法，其中所述输出代码被计算为：

μ＝Vctat/Vref

其中Vctat是与绝对温度互补的所述电压，并且Vref是所述内部参考电压。

17.根据权利要求16所述的方法，其中所述温度读出被确定为：

T＝A×(1-μ)-B

其中T是所述温度，A和B是常数，其中A是经调节的所述常数，并且μ是所述输出代码。

18.一种温度感测电路，包括：

电压生成电路，所述电压生成电路被配置为：

生成与绝对温度互补的电压；以及

可调节地将与绝对温度成比例的电流提供给电阻器的第一端子，以在所述第一端子处产生内部参考电压，其中所述电阻器的第二端子接收与绝对温度互补的所述电压；

模数转换器，所述模数转换器具有被配置为接收所述内部参考电压的参考输入、以及被配置为选择性地接收与绝对温度互补的所述电压或外部源电压中的一项的数据输入，其中所述模数转换器被配置为生成指示以下各项之间的比率的输出代码：a)与绝对温度互补的所述电压或所述外部源电压，和b)所述内部参考电压；以及

数字电路，所述数字电路被配置为从所述输出代码确定温度读出，并且基于所述输出代码校准所述内部参考电压和所述温度读出。

19.根据权利要求18所述的温度感测电路，其中所述数字电路通过以下校准所述内部参考电压：

将已知参考电压作为所述外部源电压传递到所述模数转换器；以及

修改与绝对温度成比例的所述电流的大小，进而根据所述输出代码修改所述内部参考电压，直到所述内部参考电压等于所述已知参考电压。

20.根据权利要求19所述的温度感测电路，其中所述数字电路在所述内部参考电压的校准之后通过以下校准所述温度读出确定：

将来自所述输出代码的所述温度读出与已知温度进行比较；以及

调节用于确定所述温度读出的常数直到所述温度读出与所述已知温度相匹配。

21.根据权利要求20所述的温度感测电路，其中所述输出代码被计算为：

μ＝Vctat/Vref

其中Vctat是与绝对温度互补的所述电压，并且Vref是所述内部参考电压。

22.根据权利要求21所述的温度感测电路，其中所述温度读出被确定为：

T＝A×(1-μ)-B

其中T是所述温度，A和B是常数，其中A是经调节的所述常数，并且μ是所述输出代码。

23.根据权利要求20所述的温度感测电路，其中所述数字电路进一步被配置为通过以下确定外部电源电压的电压值：将所述外部电源电压作为所述外部源电压传递到所述模数转换器，并且根据所述内部参考电压和所述输出代码来确定所述电压值。

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