CN116056201A - 一种基于同步信号的频偏估计方法 - Google Patents

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CN116056201A CN202211648675.8A CN202211648675A CN116056201A CN 116056201 A CN116056201 A CN 116056201A CN 202211648675 A CN202211648675 A CN 202211648675A CN 116056201 A CN116056201 A CN 116056201A
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朱帅
李民
石晶林
周一青
董孟雪
石瑾凌
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Abstract

本发明提供了一种基于同步信号的频偏估计算法，通过将同步信号时域切分为多段，将各个连续时域采样点和本地序列的共轭相乘，消除信号本身所携带的相位影响；用多段切分法来均化奇异点带来的误差，增强频偏估计的鲁棒性。

Description

一种基于同步信号的频偏估计方法
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种基于同步信号的频偏估计方法。
背景技术
在现今的无线通信协议(LTE、NR)体系下，均采用了正交频分复用(OFDM)技术，OFDM技术是无线通信历史上的一次重大技术突破，大大提高了无线通信中的频谱效率。因OFDM系统采用了多载波并行传输技术，在总体传输速率不变的情况下，使得时域上每个码元的持续时间相比单载波系统长了N(子载波个数)倍，提高了对于多径衰落带来的符号间干扰(ISI)的鲁棒性，加上通信协议上对循环前缀(CP)的引入，大大提高了无线通信链路对信道多径衰落的抗干扰能力。信道对无线通信链路的影响主要分为“动”和“静”，“静”即为在基站终端相对位置不变，周围环境不变情况下，主要是有障碍物引起的信号折射反射，使得基站信号从不同路径到达终端，发生了时延扩展，即多径效应；“动”是指基站终端相对位置发生变化，所引起的基站信号到达终端侧频率发生改变，即频率偏移。因为OFDM系统在频率上子载波的正交性，对信道的频率偏移较为敏感，使得频率偏移为影响移动通信信号质量的主要指标。因此终端侧准确的计算频率偏移并加以补偿显得尤为重要。现在主要的频偏估计算法主要有基于主同步信号(PSS)的频偏估计、基于解调参考信号(DMRS)的频偏估计、基于循环前缀(CP)的频偏估计。相对来说，PSS算法相对前两者有着更好的性能，主要原因是CP和DMRS时域间隔较大，因频偏引起累计的相位差之和大几率超过了2π回到起点，使得相位差的计算不准确，进而很难准确的估计出准确的频率偏移。
在基站和终端的初始同步中，基于PSS的频偏估计算法相对于CP有着更好的性能，基于DMRS的频偏估计目前主要应用随机接入后的业务信道传输来进行频偏补偿。CP的频偏估计利用时隙(slot)内的前后部分采样点的复制关系进行频偏估计，但是虽然CP为复制关系，因为多径效应的影响，使得终端侧接收到的CP为多径下混叠的信号，信号相对会发生不同程度的畸变，影响频偏估计的准确性；DMRS在大多数场景下为单slot单符号DMRS，在高速场景下或者信道条件不好的场景下，基站通常(取决于基站侧MAC层调度算法)会配置单slot多DMRS，分为前置DMRS和后置DMRS，且前置和后置的DMRS序列完全一致，在这种情况下利用slot内前后两DMRS的相位差可以进行频率偏移的估计，但是基于DMRS的频偏估计相对于PSS来说，DMRS间隔时间过长，容易导致相位差超过2π失真，影响频偏估计的准确性；PSS的频偏估计算法为单符号内频偏估计算法，相对前两者有个更好的性能和准确性。然而，传统的PSS信号进行频偏估计也存在不能很好的利用时域信息进行测量，在均值归一化的过程中损失了部分时域信息，造成频偏估计的结果相对真实值的偏移较大的问题。
发明内容
因此，本发明的目的在于克服上述现有技术的缺陷，提供一种更加准确和面对奇异值点有更好的鲁棒性的频偏估计方法。
根据本发明的第一方面，提供了一种基于同步信号的频偏估计方法，包括以下步骤：
步骤1，接收PSS时域采样信号；
步骤2，对本地PSS信号进行IFFT变换；
步骤3，将所述接收到的PSS信号和所述变换后的本地PSS信号进行自相关；
步骤4，将所述自相关后的信号等分为多段，并基于所述各段信号之间的相位差获得频偏估计。
在一个实施例中，所述步骤3包括：将所述接收到的PSS信号和所述变换后的本地PSS信号共轭相乘。
在一个实施例中，所述步骤4包括：将所述自相关后的信号等分为至少3段。
在一个实施例中，所述步骤4包括：将所述自相关后的信号等分为3段。
在一个实施例中，所述步骤4包括：将所述各段相位差乘以M/2π后取平均值，并将所述平均值作为归一化的频偏估计，其中，M为将所述自相关后的信号等分的段数。
在一个实施例中，所述步骤4包括：将所述各段相位差乘以3/2π后取平均值，并将所述平均值作为所述归一化的频偏估计。
根据本发明的第二个方面，提供了一种信号补偿的方法，基于前述方法获得的频偏估计对信号进行补偿。
根据本发明的第三个方面，提供了一种计算机可读存储介质，其中存储有一个或者多个计算机程序，所述计算机程序在被执行时用于实现前述的方法。
根据本发明的第四个方面，提供了一种计算系统，包括存储装置和处理器，所述存储装置用于存储一个或者多个计算机程序，所述计算机程序在被所述处理器执行时用于实现前述的方法。
与现有技术相比，本发明的优点在于：能够使得每一段时域采样点的时间距离减少，进而减少出现相位转圈的情况，对于高频偏(例如卫星通信等场景)估计具有更高的容限度；可以更好的利用每段中的相位信息，减少时域样点间的相位被平均的情况，频偏估计更准确。
附图说明
以下参照附图对本发明实施例作进一步说明，其中：
图1是根据本发明实施例的频偏估计流程示意图；
图2是根据本发明实施例的5G帧结构中PSS信号位置示意图；
图3是经仿真画出的PSS频域信号星座图；
图4是传统频偏估计方法和根据本发明的实施例的频偏估计在AWGN(加性高斯白噪声)信道下的MSE(均方误差)和SNR(信噪比)曲线关系图；
图5是传统PSS估计方法在srsLTE上的星座图；
图6是根据本发明的实施例的频偏估计方法在srsLTE上的星座图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明作详细说明。
结合当前的虚实结合仿真平台S-SET，采用低时延内核linux操作系统、高性能PC、USRP B210板卡和UHD驱动搭建真实物理样机链路，在平台物理链路的搭建和调试调优过程中，发明人发现基于srsLTE(即爱尔兰SoftwareRadioSystems公司开发的开源SDR LTE平台)的链路的通信过程中，GUI显示星座图有固定的相位偏移和旋转，判断为srsLTE频偏估计补偿模块的问题，分析源码得知采用的是基于PSS的频偏估计算法。经进一步研究，发明人发现传统的PSS信号进行频偏估计并不能很好的利用时域信息进行测量，在均值归一化的过程中损失了部分时域信息，造成频偏估计的结果相对真实值的偏移较大。为此，本发明基于传统的同步信号频偏估计方法进行改进，提出了时域多分段的估计方法，使得最终结果更加准确且面对奇异值点有更好的鲁棒性。
本发明针对无线通信PSS信号ZC序列的特点，提出了一种基于同步信号时域多分段的频偏估计方法，通过将同步信号时域切分为多段，将各个连续时域采样点和本地序列的共轭相乘，消除信号本身所携带的相位影响；用多段切分法来均化奇异点带来的误差，增强频偏估计的鲁棒性。发明人通过修改srsLTE软件中频偏估计的计算方式，重新编译，启动链路时附加命令行控制参数使得新方法在验证平台中生效，最终通过接收端的星座图验证了本发明的有效性。
根据本发明的实施例的频偏估计算法的具体步骤如图1所示，分别为：
1.接收端接收PSS时域采样信号；
2.对本地协议标准PSS信号做IFFT(快速傅里叶逆变换)变换到时域；
3.将接收到的PSS信号和变换至时域的本地PSS信号做自相关；
4.将自相关后的信号等分为三段，并分别取和；
5.计算各段信号两两之间的相位差；
6.基于所得各段相位差计算归一化的频偏估计。
下面将详细介绍各个步骤的计算和推演过程。
首先对PSS信号进行建模，已知PSS(主同步信号)为ZC序列，它在5G中帧结构的位置如图2所示，为SSB(同步信号块)的第一个符号，频域占62个子载波，其数学公式如下式所示：
Figure BDA0004006482700000071
其中，u为ZC序列的根序号。
仿真画出PSS频域信号星座图如图3所示，根据公式和图3可知PSS信号序列的性质：恒模，离散傅里叶变换后性质保持不变，自相关并且循环移位后不相关。此序列PSS在频域上每个子载波承载的复数点，需要通过将PSS做IFFT变换到时域样点，即相当于乘以一个矩阵W，如下公式所示：
su(n)＝[su(0),su(1),...,su(N-1)]T＝Wdu
其中W为N*N矩阵，N为IFFT变换点数，例如，在LTE协议体制下，20M带宽15khz子载波间隔，单符号有2048个时域采样点，即N＝2048。上式为PSS的时域发送信号，接下来需要对接收端的采样信号进行建模，如下公式所示：
Figure BDA0004006482700000072
其中ε为归一化频偏估计，令
Figure BDA0004006482700000073
即ε为1时，频率偏移为15khz；因频域频移等价于时域相移，
Figure BDA0004006482700000074
为PSS时域信号由于频偏造成的相位偏移，随着时间n的增加而增加。L为发送到接收的路径总数，且假设每条路径的时延为l，hl为每条路径的信道；v(n)为时域加性噪声。至此接收的PSS时域信号r(n)建模完成。
将接收PSS信号和本地存储的PSS信号时域共轭相乘，如下式所示：
Figure BDA0004006482700000081
n＝0,1,...,N-1
时域共轭相乘可以将每个时刻信号PSS信号本身的相位相抵消，剩下的相位旋转皆为多普勒频移造成。将多径(从发射到接受经过多条路径折射反射到达接收端)和los(Line of Sight，指发送接受之间没有遮挡的路径)信道剥离开，将上式化简得到：
Figure BDA0004006482700000082
表达式右侧第一项为los信道，第二项为多径，第三项为噪声，其中，
Figure BDA0004006482700000083
Figure BDA0004006482700000084
Figure BDA0004006482700000085
现在将y(n)序列分为三段并分别取和，得：
Figure BDA0004006482700000086
其中，
Figure BDA0004006482700000091
Figure BDA0004006482700000092
需要说明的是，发明人发现在传统的频偏估计方法中，导致估计不精确的主要原因为以下两点：1.时域采样点距离过远，在大频偏场景下容易造成相位差超过2π，使得相位旋转归零，频偏计算不准确；2.将采样点分成两段相加的方法会将大量的时域样点相加，使得对于频偏估计的有用的相位信息被中和，从而降低频偏估计的准确度。基于此，发明人经过研究后发现在前述步骤中将y(n)序列分为至少三段会使得每一段时域采样点的时间距离减少，减少了出现相位转圈的情况，对于高频偏(例如卫星通信等场景)估计具有更高的容限度；同时，如此将同步信号时域分为多段可以更好的利用每段中的相位信息，以减少时域样点间的相位被平均的情况。在综合考虑时间复杂度，将软硬件的处理能力和更高的性能间进行取舍，优选地，将同步信号时域分为三段。
为了验证频偏估计理论，先忽略掉干扰项，即多径和噪声，得到：
Figure BDA0004006482700000093
从数学上可以证明：
Figure BDA0004006482700000094
Figure BDA0004006482700000095
考察时域上一对样点的相位差：
Figure BDA0004006482700000096
其中f为真实的频偏值，单位为hz，在子载波间隔(scs)为15khz的情况下，一个符号的持续时间为
Figure BDA0004006482700000101
将一个符号三等分后每一对样点的时间差为
Figure BDA0004006482700000102
即：
Figure BDA0004006482700000103
可以看到引入归一化频偏估计ε的主要目的是为了方便计算和表达，且基于PSS的频偏估计为粗同步。时域上每一对样点的相位差均为
Figure BDA0004006482700000104
分段取和后相位差依然是
Figure BDA0004006482700000105
计算ycor,2,ycor,1,ycor,0的相位差，如下公式所示：
Figure BDA0004006482700000106
Figure BDA0004006482700000107
其中
Figure BDA0004006482700000108
分别为第一段和第二段，第二段和第三段时间序列的相位差。
整理后，得到：
Figure BDA0004006482700000109
Figure BDA00040064827000001010
因为εcor,0和εcor,1已经利用了所有的时域样点，故取εcor,0和εcor,1的平均值，即归一化频偏估计为：
Figure BDA00040064827000001011
此外，若将同步信号分为M段，则前述相应的相位差即为2πε/M，进而最后计算出各段两两之间的相位差之后乘以M/2π后再求平均即得到归一化的频偏估计。
经过仿真，如图4所示为传统频偏估计方法和根据本发明的实施例的频偏估计在AWGN信道下的MSE和SNR曲线关系的示意图，可以看到在拥有相同的信噪比下本发明提出的频偏估计方法拥有更低的归一化MSE，在拥有相同MSE的情况下，本发明提出的频偏估计方法比传统方法需要的SNR减少约2db。本发明提出的频偏估计方法，利用到的时域有用信息更多，受到错误接收的频域样点的影响更小，鲁棒性更强，可以进行更为精准的频偏补偿，在实时变化的频率选择性信道下对SNR的提升更为明显。
通过PC和USRP-B210搭建无线通信平台，在开源srsLTE软件上改进PSS频偏估计算法，采用本发明的频偏估计方法进行实现，经测试终端基站成功接通，星座图如图5和6所示：图5为传统PSS频偏估计方法的星座图，可以看到星座点有一定的旋转；图6为本发明实施例的频偏估计方法的星座图，其星座图仅轻微旋转；可见，本发明的实施例的频偏估计方法效果明显好于前者。本发明提出的频偏估计方法对比传统方法，其星座图更加清晰，估计补偿的更加准确，具有良好的工程应用价值。
需要说明的是，上述实施例中介绍的各个步骤并非都是必须的，本领域技术人员可以根据实际需要进行适当的取舍、替换、修改等。
最后所应说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制。尽管上文参照实施例对本发明进行了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，对本发明的技术方案进行修改或者等同替换，都不脱离本发明技术方案的精神和范围，其均应涵盖在本发明的权利要求范围当中。

Claims (9)

1.一种基于同步信号的频偏估计方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，接收PSS时域采样信号；
步骤2，对本地PSS信号进行IFFT变换；
步骤3，将所述接收到的PSS信号和所述变换后的本地PSS信号进行自相关；
步骤4，将所述自相关后的信号等分为多段，并基于所述各段信号之间的相位差获得频偏估计。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤3包括：将所述接收到的PSS信号和所述变换后的本地PSS信号共轭相乘。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述步骤4包括：将所述自相关后的信号等分为至少3段。
4.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤4包括：将所述自相关后的信号等分为3段。
5.根据权利要求3所述的方法，其特征在于，所述步骤4包括：将所述各段相位差乘以M/2π后取平均值，并将所述平均值作为归一化的频偏估计，其中，M为将所述自相关后的信号等分的段数。
6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述步骤4包括：将所述各段相位差乘以3/2π后取平均值，并将所述平均值作为归一化的频偏估计。
7.一种用于信号补偿的方法，其特征在于，基于权利要求1至6中任一项所述的方法获得的频偏估计对信号进行补偿。
8.一种计算机可读存储介质，其中存储有一个或者多个计算机程序，所述计算机程序在被执行时用于实现权利要求1至6中任一项所述的方法。
9.一种计算系统，包括存储装置和处理器，所述存储装置用于存储一个或者多个计算机程序，所述计算机程序在被所述处理器执行时用于实现权利要求1至6中任一项所述的方法。
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