CN116029250B - 一种振荡器电路的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种振荡器电路的设计方法，包括以下步骤：S1.构建振荡器电路的电路模型；S2.在给定工作频率和直流偏置的前提下，确定有源放大器的工作状态；S3.计算反馈网络的输入阻抗与外部负载阻抗；S4.对反馈网络进行设计，所述反馈网络包括二端口子匹配网络SubMN₁、传输线TL和二端口子匹配网络SubMN₂。本发明具有明确的单一正反馈环路，解耦了反馈幅度和反馈相位的调控，可独立精确地实现振荡器所需的反馈幅度和相位。

Description

一种振荡器电路的设计方法

技术领域

本发明涉及振荡器，特别是涉及一种振荡器电路的设计方法。

背景技术

随着各领域对振荡器性能要求的提高，振荡器设计难度也在增加，尤其是目前用于100GHz以上的太赫兹振荡器电路都需要特殊设计对应的无源网络，以发挥相应工艺下三极管、MOS管等有源器件的极限性能。

现在的一种设计方法是：对于指定的工作频率，测出有源器件（管子）的工作状态，即直流偏置、有源器件的输入和输出两个端口的交流复电压和复电流。选择一种外围集总电路拓扑，由有限Q值的电感、电容和负载阻抗互连组成，并根据实际工艺估计集总电容和电感的Q值，将最佳复电流电压和估测的Q值作为已知条件，列出电路方程求解所需的电感电容元件值和负载阻抗，然后使用真实器件来实现所需的电容电感值。这种方法虽然可以得出满足有源器件工作状态的元件值，但是实现的电路具有多条反馈路径，每个元件都会影响反馈幅度和相位，难以根据指标直观地调整电路，给设计过程带来不便。

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种振荡器电路的设计方法，具有明确的单一正反馈环路，解耦了反馈幅度和反馈相位的调控，可独立精确地实现有源条件对应的反馈幅度和相位。

本发明的目的是通过以下技术方案来实现的：一种振荡器电路的设计方法，包括以下步骤：

步骤S1.构建振荡器电路的电路模型：

所述电路模型包括反馈网络和提供环路增益的有源放大器，所述放大器的输出功率记为P_out，输出功率中的一部分通过所述反馈网络后，作为输入功率P_in反馈回有源放大器的输入端，另一部分作为净剩功率P _add ，用于输出给外部负载；其中，

；

步骤S2.在给定工作频率和直流偏置的前提下，确定有源放大器的工作状态；

步骤S3.计算反馈网络的输入阻抗与外部负载阻抗；

步骤S4.对反馈网络进行设计，所述反馈网络包括二端口子匹配网络SubMN₁、传输线TL和二端口子匹配网络SubMN₂。

本发明的有益效果是：（1）全过程基于严格的阻抗匹配原理和传输线理论，理论原理严谨；（2）电路拓扑直观易理解，反馈网络只需要两个子匹配网络SubMN₁和SubMN₂负责阻抗变换以实现复电压比的模值|A_opt|，传输线TL负责提供和调节反馈相位以满足∠|A_opt|即可完成设计，无需反复试错选择；（3）具有明确的单一正反馈环路，并且本设计方法解耦了反馈幅度和反馈相位的调控，可独立精确地实现最佳有源条件对应的反馈幅度和相位，设计步骤简便严谨；（4）巧妙的拓扑设计使得在实现交流特性的同时，只需添加有一个隔直电容，无需额外的射频扼流电路即可实现直流偏置，提高了集成度的同时进一步降低了设计复杂性。

附图说明

图1为本发明的方法流程图；

图2为振荡器整体电路原理示意图；

图3为有源器件工作状态扫描电路示意图；

图4为反馈网络的输入阻抗和外部负载阻抗与有源放大器的连接示意图；

图5为解耦幅度和相位调节的反馈网络原理示意图；

图6为实施例中设计子匹配网络SubMN1的手段1示意图；

图7为实施例中设计子匹配网络SubMN1的手段2示意图；

图8为实施例中设计子匹配网络SubMN2的手段1示意图；

图9为实施例中设计子匹配网络SubMN2的手段2示意图；

图10为实施例中用于解耦幅度和相位调节的反馈网络示意图；

图11为实施例中用于解耦幅度和相位调节的反馈网络Smith圆图匹配示意图；

图12为实施例中120GHz振荡器电路示意图。

具体实施方式

下面结合附图进一步详细描述本发明的技术方案，但本发明的保护范围不局限于以下所述。

如图1所示，一种振荡器电路的设计方法，包括以下步骤：

步骤S1.构建振荡器电路的电路模型：

如图2所示，采用有源器件（具体采用有源放大器）提供环路增益，其输出功率记为P_out，其中一部分P_in通过反馈网络反馈回输入端形成正反馈，另一部分功率为净剩功率，记为P_add，用于输出给外部负载，所以有如下关系成立，

当反馈网络提供的相移与有源器件自身相移之和为360度的整数倍、并且有源器件输出功率P_out大于输入功率P_in（即P_add>0）时即可起振。

步骤S2.在给定工作频率和直流偏置的前提下，确定有源放大器的工作状态；

S201.搭建如图3所示的交流通路，有源器件输入端接一个理想电压源，电压值为V₁，输出端接一个复阻抗Z_L作为负载；

S202.以合适的范围和步长扫描V₁，同时在V₁的每一步都进行负载牵引扫描，即对Z_L的实部和虚部进行扫描，记录扫描过程中每个扫描点的净剩功率P_add；

S203.选取P_add大于0的任一个点即可满足振荡器设计的要求，一般情况选取P_add最大的点以使得输出功率最大化；

S204.测量并记下所选扫描点的有源器件工作状态，包括有源放大器的输入阻抗Z_in,opt、输入功率P_in,opt、负载阻抗Z_L,opt、输出功率P_out,opt，净剩功率P_add,opt，以及输出电压V₂与输入电压V₁的复比值A_opt，用模值加辐角的形式表示为A_opt=|A_opt|∠A_opt。

步骤S3.计算反馈网络的输入阻抗与外部负载阻抗；

S301.原理如图4所示，使用阻抗Z_f,opt来表示反馈网络的输入阻抗，Z_L,ext表示外部负载阻抗，两个阻抗并联值应等于选定的有源器件工作状态对应的负载阻抗Z_L,opt，其吸收的功率比值为反馈功率P_in,opt与输出功率P_add,opt之比。

S302.通过求解以下方程组，即可得到Z_f,opt和Z_L,ext的值:

步骤S4.对反馈网络进行设计，所述反馈网络包括二端口子匹配网络SubMN₁、传输线TL和二端口子匹配网络SubMN₂。

反馈网络需要满足两个功能：

功能1：实现从Z_in,opt到Z_f,opt的阻抗变换，这一步完成后可自动满足复电压比的模值|A_opt|；

功能2：提供合适的反馈相移，以满足复电压比的相移∠A_opt。

使用如下步骤，解耦反馈网络所需的幅度和相位调节，如图5所示，使用阻抗Z_in,opt来表示有源器件的输入阻抗，具体步骤如下：

步骤1：设计一个二端口子匹配网络SubMN₁，网络端口号P₁和P₂的位置如图5所示，将Z_in,opt变换为一个纯实阻抗Z₀，Z₀值可为一个任意正实数，子匹配网络SubMN₁确定以后，Z₀也随之确定。设计二端口子匹配网络SubMN₁可使用的手段包括但不限于以下几种，其共同特征是：当Z_in,opt接于SubMN₁的P₁端口时，SubMN₁的P₂端口输入阻抗Z₀的虚部为0、实部为正实数。

具体设计包括但不限于如下手段：

手段1：如图6所示，在二端口子匹配网络SubMN₁的网络端口号P₁和P₂之间串联一个阻抗值为-j*imag(Z_in,opt)的元件，-j*imag(Z_in,opt)表示Z_in,opt的虚部的相反数,这能使得Z_in,opt经SubMN₁变换后，SubMN₁的P₁端口输入阻抗Z₀的实部为Z_in,opt的实部，虚部为0；

手段2：如图7所示，使得二端口子匹配网络SubMN₁的网络端口号P₁和P₂直连，并在网络端口号P₁、P₂的公共端与地之间连接一个导纳值为-j*imag(Y_in,opt)的元件，-j*imag(Y_in,opt)表示Y_in,opt的虚部的相反数，其中Y_in,opt为Z_in,opt的倒数，即

Z_in,opt经SubMN₁变换后，SubMN₁的P₁端口输入阻抗Z₀的实部为

，虚部为0。

步骤2：如图5所示，串联一段特性阻抗为Z₀的传输线TL，传输线长度将影响匹配网络的相移，但是对阻抗没有变换作用，即不影响反馈功率幅度，这一段线可以对反馈相位进行独立调节；

步骤3：设计一个二端口子匹配网络SubMN₂，网络端口号P₃和P₄的位置如图5所示，将Z₀变换为Z_f,opt。设计二端口子匹配网络SubMN₂可使用的手段包括但不限于以下几种，其共同特征是：当阻抗Z₀接于SubMN₂的P₃端口时，SubMN₂的P₄端口输入阻抗为Z_f,opt。

具体设计包括但不限于如下手段：

手段1：原理如图8所示，在端口P₃和P₄之间串联一个值为jX₁的电抗元件，串联后的导纳为Y₁，调节jX₁的值，使得以下关系成立

然后在jX₁与端口P₄的公共端与地之间连接一个值为jB₂的电纳元件，B₂的值为

从而完成从Z₀到Z_f,opt的阻抗变换；

手段2：原理如图9所示，

在端口P₃与地之间连接一个值为jB₁的电纳元件，连接后阻抗为Z₁，调节jB₁的值，使得以下关系成立

然后在端口P₃、电纳元件jB₁的公共端与端口P₄之间串联一个值为jX₂的电抗元件，X₂的值为：

从而完成从Z₀到Z_f,opt的阻抗变换。

步骤4：调节TL的电长度

，使得整个反馈网络的复电压比的幅角等于∠A_opt，

两个子匹配网络SubMN₁和SubMN₂负责阻抗变换以实现复电压比的模值|A_opt|，传输线TL负责提供合适的反馈相位以满足∠A_opt。至此即完成了振荡器电路的设计。

上述设计步骤均使用理想无耗元件进行设计，实际操作中使用有耗器件进行设计时的元件值会与上述计算值有偏差，但误差在允许范围内。

在本申请的实施例中，基于本申请的设计方法，使用65nm CMOS工艺，设计了一个工作于120GHz的振荡器。首先经过参数扫描得到MOS管的最佳工作状态为：

VD

VG

Id

Zin

ZL

Pin

Padd

Aopt

1.2 V

1.2 V

48 mA

5.1-j15.6

11.4+j9.9

9.1 mW

12.8 mW

0.971∠156.2°

使用上述方法可计算得出外部负载阻抗Z_L,ext和反馈网络的输入阻抗Z_f,opt分别为（32.7-j*7.1）Ω和（7.1+j*17.1）Ω。根据Z_in,opt和Z_f,opt在Smith圆图中的位置，上述的两个子匹配网络SubMN₁和SubMN₂路可分别使用两段终端短路的并联传输线TL₁和TL₃来实现，传输线TL2用于反馈相位调节以满足∠A_opt，如图10所示，三段传输线的特性阻抗和电长度分别为：Z₀₁=30Ω，

=29.8°，Z₀₂=40Ω，

=154°，Z₀₃=30Ω，

=33.6°，Smith圆图中的匹配过程如图11所示，

由于所采用的TL₁和TL₃两段并联传输线对于交流是终端短路的，所以可以在两段线的交流短路点直接进行栅极和漏极的直流馈电，只需要一个隔直电容隔离栅漏直流，无需额外的交流扼流电路。最终完成的振荡器电路如图12所示。

经过仿真，电路成功起振，振荡频率为120GHz，并获得了大于10mW的输出功率。通过调节栅极直流电压VG可以对振荡频率进行调节，当VG从0.7V调到1.2V时，振荡频率从123.5GHz改变到120GGHz，一共有2.9%的调谐范围。可以看出本申请提出的设计方法的简便性、有效性和准确性。

上述说明示出并描述了本发明的一个优选实施例，但如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (7)

1.一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：包括以下步骤：

步骤S1.构建振荡器电路的电路模型：

所述电路模型包括反馈网络和提供环路增益的有源放大器，所述放大器的输出功率记为P_out，输出功率中的一部分通过所述反馈网络后，作为输入功率P_in反馈回有源放大器的输入端，另一部分作为净剩功率P _add ，用于输出给外部负载；其中，

；

步骤S2.在给定工作频率和直流偏置的前提下，确定有源放大器的工作状态；

步骤S3.计算反馈网络的输入阻抗与外部负载阻抗；

步骤S4.对反馈网络进行设计，所述反馈网络包括二端口子匹配网络SubMN₁、传输线TL和二端口子匹配网络SubMN₂：

所述步骤S4包括：

S401.设计一个二端口子匹配网络SubMN₁，将Z_in,opt变换为一个纯实阻抗Z₀；

其中，Z₀值为一个任意正实数，子匹配网络SubMN₁确定以后，Z₀也随之确定,其中，Z_in,opt表示有源放大器的输入阻抗；

设二端口子匹配网络SubMN₁包括网络端口P₁和P₂，当Z_in,opt接于SubMN₁的P₁端口时，需要满足SubMN₁的P₂端口输入阻抗Z₀的虚部为0、实部为正实数；

S402.在二端口子匹配网络SubMN₁的端口P₂与二端口子匹配网络SubMN₂的端口P₃之间串联一段特性阻抗为Z₀的传输线TL，传输线长度影响匹配网络的相移，但对阻抗没有变换作用，不影响反馈功率幅度，通过传输线TL的长度调节，完成对反馈相位进行独立调节；

S403.设计一个二端口子匹配网络SubMN₂, 将Z₀变换为Z_f,opt：

其中，Z_f,opt表示反馈网络的输入阻抗，所述二端口子匹配网络SubMN₂包括网络端口P₃和P₄，当阻抗Z₀接于SubMN₂的P₃端口时，需要满足SubMN₂的P₄端口输入阻抗为Z_f,opt；

S404. 调节TL的电长度

，使得整个反馈网络的复电压比的幅角等于∠A_opt，其中∠A_opt表示输出电压与输入电压的复比值。

2.根据权利要求1所述的一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：所述振荡器电路的起振条件为：

反馈网络提供的相移与有源器件自身相移之和为360度的整数倍，并且有源器件输出功率P_out大于输入功率P_in，即P_add>0。

3.根据权利要求1所述的一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：所述步骤S2包括以下子步骤：

S201.搭建有源放大器的交流测试系统：

在有源放大器输入端连接一个交流电压源，在有源放大器的输出端连接一个复阻抗Z_L作为负载；

S202.设定电压源电压值的扫描范围和扫描步长，从而确定电压值的多个扫描点；

在电压源电压值的每一个扫描点下进行负载牵引扫描，即对Z_L的实部和虚部进行扫描，记录扫描过程中每个扫描点的净剩功率P _add ；

S203.选取P _add 大于0的任一个扫描点以满足振荡器设计的要求，将选择的扫描点电压值记为V₁；

S204.测量并记下所选扫描点的有源放大器工作状态，所述工作状态包括有源放大器的输入阻抗Z_in,opt、输入功率P_in,opt、负载阻抗Z_L,opt、输出功率P_out,opt，净剩功率P _add,opt ，以及输出电压V₂与输入电压V₁的复比值A_opt，用模值加辐角的形式表示为A_opt=|A_opt|∠A_opt。

4.根据权利要求3所述的一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：所述步骤S3包括：

设阻抗Z_f,opt表示反馈网络的输入阻抗，Z_L,ext表示外部负载阻抗，两个阻抗并联值需要等于选定的有源放大器工作状态对应的负载阻抗Z_L,opt，吸收的功率比值为反馈功率P_in,opt与输出功率P _add,opt 之比，通过求解以下方程组，得到Z_f,opt和Z_L,ext的值：

。

5.根据权利要求4所述的一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：所述步骤S4中，设计的反馈网络需要满足：

第一、实现从Z_in,opt到Z_f,opt的阻抗变换，完成后就能够自动满足复电压比的模值|A_opt|；

第二、提供反馈相移，以满足复电压比的相移∠A_opt；

其中，两个子匹配网络SubMN₁和SubMN₂负责阻抗变换以实现复电压比的模值|A_opt|，传输线TL负责提供和调节反馈相位以满足∠A_opt。

6.根据权利要求1所述的一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：所述二端口子匹配网络SubMN₁的设计方法包括如下任意一种：

（1）在二端口子匹配网络SubMN₁的网络端口号P₁和P₂之间串联一个阻抗值为-j*imag(Z_in,opt)的元件，-j*imag(Z_in,opt)表示Z_in,opt的虚部的相反数，Z_in,opt经SubMN₁变换后，SubMN₁的P₂端口输入阻抗Z₀的实部为Z_in,opt的实部，虚部为0；

（2）使得二端口子匹配网络SubMN₁的网络端口号P₁和P₂直连，并在网络端口号P₁、P₂的公共端与地之间连接一个导纳值为-j*imag(Y_in,opt)的元件，-j*imag(Y_in,opt)表示Y_in,opt的虚部的相反数，其中Y_in,opt为Z_in,opt的倒数，即

Z_in,opt经SubMN₁变换后，SubMN₁的P₂端口输入阻抗Z₀的实部为

，虚部为0。

7.根据权利要求1所述的一种振荡器电路的设计方法，其特征在于：所述二端口子匹配网络SubMN₂的设计方法包括如下任意一种：

（1）在端口P₃和P₄之间串联一个值为jX₁的电抗元件，串联后的导纳为Y₁，调节jX₁的值，使得以下关系成立

然后在jX₁与端口P₄的公共端与地之间连接一个值为jB₂的电纳元件，B₂的值为

从而完成从Z₀到Z_f,opt的阻抗变换；

（2）在端口P₃与地之间连接一个值为jB₁的电纳元件，连接后阻抗为Z₁，调节jB₁的值，使得以下关系成立

然后在端口P₃、电纳元件jB₁的公共端与端口P₄之间串联一个值为jX₂的电抗元件，X₂的值为：

从而完成从Z₀到Z_f,opt的阻抗变换。

Images