CN115967295A - 适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源。该供电电源，由无源功率因数校正部分和双极性高频高压脉冲激励电压生成部分组成。该供电电源不仅能为负载提供双极性的高上升率的激励，还能还能够使得整个供电电源工作在高功率因数和低谐波失真的状态下。

Description

适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源

技术领域

本发明特别涉及一种适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源。

背景技术

介质阻挡放电(Dielectric Barrier Discharge,DBD)是通过两个金属电极之间的空气间隙中插入绝缘介质，在空气间隙中产生低温放电等离子体的气体放电现象。当DBD负载的高、低压电极之间施加交变的高压激励且达到击穿电压后，气隙中的气体将会被击穿进而在气隙中产生大量带电粒子。近年来，介质阻挡放电技术在臭氧气体生成、等离子体显示器以及航天等工业领域受到了广泛的应用。

当介质阻挡放电负载结构及其放电气体的特性确定后，介质阻挡放电负载的放电性能就完全由供电电路的激励所决定。大量研究表明，相比于正弦激励，一个同时具有高电压上升率和间歇时间的高压脉冲激励不仅能提升负载的放电均匀性，而且能降低功耗产生更多的活性粒子从而大大提高DBD负载的工作性能。以级联式多电平电路、基于磁压缩原理的供电电源和基于Marx电路为代表的脉冲电路虽然能够实现负载激励的高上升率，但是应用到较高脉冲电压时，所需的电路级数增多，开关数量成倍增加，这将导致相应的触发电路以及隔离技术复杂化，系统可靠性大大降低。

因此，有必要设计一种适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，该供电电源不仅能为负载提供高上升率的激励，而且激励中含有间歇时间，能够充分发挥DBD负载的性能。双极性高频高压脉冲激励电压部分为电流源结构，有利于避免在DBD负载上出现不可控的电压尖峰。此外，该供电电源不仅能够在交流输入测实现功率校正，而且功率开关管Q₁和Q₂共地、驱动信号相同、相位差半个周期、均能实现软开关，因此该供电电源具有电路损耗低、结构简单、容易控制的特点。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，该供电电源结构简单，容易控制，不仅能为负载提供双极性的高上升率的激励，还能还能够使得整个供电电源工作在高功率因数和低谐波失真的状态下。

本发明的技术解决方案如下：

一种适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，包括：工频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电感、第一功率开关管、第二功率开关管和升压变压器；所述交流电源的第一端分别与所述第一二极管的阳极及所述第三二极管的阴极连接；所述交流电源的第二端分别与所述第二二极管的阳极及所述第四二极管的阴极连接；所述第一二极管的阴极分别与所述第二二极管的阴极、所述第一电感的第一端及所述第二电感的第一端连接；所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的第二端及所述升压变压器的原边线圈的第一端相连；所述第二电感的第二端分别与所述第二开关管的第二端及所述升压变压器的原边线圈的第二端相连；所述升压变压器副边线圈与介质阻挡放电负载相连；所述第三二极管的阳极、所述第四二极管的阳极、所述第一开关管的第一端及所述第二开关管的第一端相连。

可选地，所述第一电感和所述第二电感数值相等。

可选地，所述第一开关管和所述第二开关管型号相同。

可选地，所述第一功率开关管和第二功率开关管的工作频率相等且所述第一功率开关管的驱动信号和所述第二功率开关管的驱动信号存在重叠时间。

可选地，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的工作频率相等且所述第一功率开关管的驱动信号和第二功率开关管的驱动信号的占空比相等且存在重叠区间；重叠区间由所述供电电源主回路参数与介质阻挡放电负载的参数共同决定，所述第一功率开关管的驱动信号和第二功率开关管的驱动信号的占空比一般不低于51％，且不高于60％。

可选地，所述第一功率开关管及所述第二功率开关管均为NMOS；其中第一功率开关管的第一端及第二功率开关管的第一端及均为NMOS的漏极，第一功率开关管的第二端及第二功率开关管的第二端均为NMOS的源极。

有益效果：

(1).双极性高频高压脉冲激励电压生成部分能为DBD负载提供高升率和高下降率的双极性高频脉冲激励电压，且激励波形中含有间歇时间，这有利于DBD负载的性能提升。

(2).双极性高频高压脉冲激励电压生成部分为电流源结构，有利于避免在DBD负载上出现不可控的电压尖峰。

(3).开关管Q₁和Q₂均能实现软开关，而且Q₁和Q₂共地，驱动电路实现简单，且Q₁和Q₂的驱动信号相同，相位相差180°，易于实现。

(4).实现了功率因数校正电路和负载激励电压生成电路的有机结合，在交流输入测提高了功率因数，减小了电路谐波。

(5).负载电压上升率不会被工作频率所影响，负载的电压波形也不会因为电路参数的变化而变化，该电路具有稳定性好、可靠性高的优点。

(6).该供电电源仅由一组整流桥、两个电感、两个开关管和一个升压变压器组成，结构简单。

附图说明

图1为本发明公开的供电电源结构图。

图2为介质阻挡放电负载等效模型图。

图3为双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的等效电路图。

图4为双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的工作波形图。

图5为前半周期内各模态等效电路图。

图6为交流输入测的无源功率因数校正部分等效电路图。

图7为交流输入测的无源功率因数校正部分工作波形图。

图8为给定参数下的一组负载电压电流波形图。

其中：其中，AC为工频交流电源，二极管D₁-D₄所组成的不可控整流桥与两个电感L₁和L₂构成无源功率因数校正部分，功率开关管Q₁和Q₂与两个电感L₁和L₂以及升压变压器T构成双极性高频高压脉冲激励电压生成部分。i_DBD流经负载的电流，u_DBD为DBD负载上的电压。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下文将结合说明书附图和较佳的实施例对本发明做更全面、细致地描述，但发明的保护范围并不限于以下具体实施例。

除非另有定义，下文中所使用的所有专业术语与本领域技术人员通常理解含义相同。本文中所使用的专业术语只是为了描述具体实施例的目的，并不是旨在限制本发明的保护范围。

实施例1：

图1为本发明提出的适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源拓扑结构图，包括：工频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电感、第一功率开关管、第二功率开关管和升压变压器。所述交流电源的第一端分别与所述第一二极管的阳极及所述第三二极管的阴极连接；所述交流电源的第二端分别与所述第二二极管的阳极及所述第四二极管的阴极连接；所述第一二极管的阴极分别与所述第二二极管的阴极、所述第一电感的第一端及所述第二电感的第一端连接；所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的第二端及所述升压变压器的原边线圈的第一端相连；所述第二电感的第二端分别与所述第二开关管的第二端及所述升压变压器的原边线圈的第二端相连；所述升压变压器副边线圈与介质阻挡放电负载相连；所述第三二极管的阳极、所述第四二极管的阳极、所述第一开关管的第一端及所述第二开关管的第一端相连。

图3为双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的等效电路图。其中，I_CD1和I_CD2分别是流经大电感L₁和L₂的电流等效而成的电流源，L_S1和L_S2分别为变压器的原边漏抗和副边漏抗,L_m为变压器励磁电感，变压器副边与原边的变比为N，C_e和R_e分别为DBD负载等效电容和等效电阻，i_DBD流经负载的电流，u_DBD为DBD负载上的电压。

该部分的工作过程可分为前半周期和后半周期两部分，简述如下：前半周期中，开关管Q₁和Q₂同时导通，变压器处于短路状态，变压器的电感与负载形成谐振电路，变压器中储存的能量向DBD负载释放。在这一阶段中，由于变压器的漏抗和DBD负载的等效电容数值均很小，DBD负载电压急剧上升。此后，开关管Q₁关断，直流电流源I_CD1经变压器向负载提供能量，直流电流源I_CD2仍为短路状态，由于变压器励磁电感很大，负载电压变化缓慢。后半周期的工作过程与前半周期的工作过程一样，但是在负载中生成的激励电压极性相反。图4为本发明提供的双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的工作波形。

具体的，本发明提供的双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的半个工作周期可分为两个模态，即模态1(t₀-t₁)、模态2(t₁-t₂)。图5为本发明提供的双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的半个工作周期中的两个工作模态的等效电路图。

这里设定功率开关管Q₁和Q₂的开关周期为T，占空比为D。两电感L₁和L₂值极大，开关管Q₁和Q₂以及二极管D₁-D₄均为理想开关器件。

由图5可得，模态1和模态2的约束方程分别为：

将两个模态下初始值代入可得各模态下的电气量表达式分别为：

当开关管Q₂上的电流减小为0时，模态1结束，由此可得各模态持续时间及结束时刻的表达式：

式中，L_S＝L_S2+L_S1*N²，U_L、U_C和U_R分别是等效电路中L_S、C_e和R_e上的电压，模态1负载电流初始值i₀及U_C初始值U_C(t₀)＝u₀，模态2初始值U_C(t₁)＝u₁，i_DBD(t₁)＝i₁＝I，i_DBD是流经负载的电流，

电压峰值：

由模态2可知，当DBD负载的谐振电流过零点时，DBD负载的电压达到其峰值U_m，即：

当电路参数，变压器和负载的参数确定后，模态1和模态2的谐振频率也就确定了，并不会因为开关周期的改变而改变，也和电感L₁和L₂的取值大小无关，与此同时也限制了开关频率和占空比的设定。考虑到DBD负载放电结束后所需的恢复时间T_D，由此可以确定开关频率的范围：

功率开关器件的驱动信号占空比的取值范围：

图6为本发明提供的功率因数校正部分的等效电路图，需要指出的是这里电阻R为双极性高频高压脉冲激励电压生成部分及DBD负载的等效电阻，L＝L₁||L₂，u_in是交流输入电压，i_in输入电流，i_L是流经电感L₁和L₂的电流。图7为本发明提供的功率因数校正部分的工作波形图。可以求得：

流经L的电流有效值：

交流输入测的功率因数：

等效电阻上消耗的功率：

电路元件参数确定及电路拓扑控制的具体实现步骤如下，其中电路元件标号参见图1：

1、离线测量出介质阻挡放电负载的等效电容C_e、等效电阻R_e，以及介质阻挡放电负载的击穿电压电压V_th；

2、根据负载回路的谐振频率和介质阻挡放电负载所能承受的最高电压峰值U_m确定升压变压器的参数和变比N。

3、离线获得DBD负载放电时消耗的功率，推导出双极性高频高压脉冲激励电压生成部分的等效电阻。

4、根据等效电路的参数和无源功率因数矫正部分的要求确定第一电感L₁和第二电感L₂的数值。

5、根据负载参数和变压器参数确定的谐振频率来设定驱动脉冲的占空比，通常设置为53％，第一功率开关管的驱动脉冲比第二功率开关管的驱动脉冲滞后或超前半个周期。

6、驱动脉冲的频率范围要根据负载电容和变压器电感所确定的谐振频率来设定，在频率和电路参数合适的情况下，第一功率开关管Q₁和第二功率开关管Q₂均能实现软开关。

根据上述的设计原则，下面给出了一组电路典型参数：

交流电压AC：0-250V(可调)；

电感L₁：10mH；

电感L₂：10mH；

变压器T：额定频率125kHz，原边漏感L_S11.4μH，副边漏感L_S24.75mH，励磁电感L_m312μH、变压器原边与副边的匝数比N＝9:450；

驱动脉冲Pulse1：频率125kHz，占空比53％；

驱动脉冲Pulse2：频率125kHz，占空比53％，滞后Pulse1半周期；

这组参数下负载电压电流波形图如附图8所示。

Claims (6)

1.一种适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，包括：工频交流电源、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第四二极管、第一电感、第二电感、第一功率开关管、第二功率开关管和升压变压器；所述交流电源的第一端分别与所述第一二极管的阳极及所述第三二极管的阴极相连；所述交流电源的第二端分别与所述第二二极管的阳极及所述第四二极管的阴极相连；所述第一二极管的阴极分别与所述第二二极管的阴极、所述第一电感的第一端及所述第二电感的第一端相连；所述第一电感的第二端分别与所述第一开关管的第二端及所述升压变压器的原边线圈的第一端相连；所述第二电感的第二端分别与所述第二开关管的第二端及所述升压变压器的原边线圈的第二端相连；所述升压变压器副边线圈与介质阻挡放电负载相连；所述第三二极管的阳极、所述第四二极管的阳极、与所述第一开关管的第一端及所述第二开关管的第一端相连。

2.根据权利要求1所述的适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，所述第一电感和所述第二电感数值相等。

3.根据权利要求2所述的适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，所述第一开关管和所述第二开关管型号相同。

4.根据权利要求3所述的适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的工作频率相等且所述第一功率开关管的驱动信号和所述第二功率开关管的驱动信号存在重叠时间。

5.根据权利要求4所述的适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，所述第一功率开关管和所述第二功率开关管的工作频率相等且所述第一功率开关管的驱动信号和第二功率开关管的驱动信号的占空比相等且存在重叠区间；重叠区间由所述供电电源主回路参数与介质阻挡放电负载的参数共同决定，所述第一功率开关管的驱动信号和所述第二功率开关管的驱动信号的占空比一般不低于51％，且不高于60％。

6.根据权利要求4所述的适用介质阻挡放电的高功率因数双极性脉冲式供电电源，其特征在于，所述第一功率开关管及所述第二功率开关管均为NMOS，其中所述第一功率开关管的第一端及所述第二功率开关管的第一端均为NMOS的漏极，所述第一功率开关管的第二端及所述第二功率开关管的第二端均为NMOS的源极。

Images