CN115913869B - 一种面向6g的高通量卫星通信信号调制解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，包括：对基带信号采用高阶MAPSK软调制/解调，即将信源通过星座图进行成形滤波；将滤波后的信号异或后进行信道编码，信道编译码器采用基于6G的LDPC/Polar编码技术；采用面向6G的多频MF‑OFDM进行多址寻址，滤波后经功率放大后发射无线信号。本发明充分利用了星座图中的空间，使高阶APSK的星点合理、均匀分布，增加了相邻星点之间的距离，提高了接收端星座的分辨率，降低了接收端符号判决的技术要求。

Description

一种面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法

技术领域

本发明属于卫星通信技术领域，尤其涉及一种面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法。

背景技术

随着航空航天活动的日益增多和空间探测不断向深空发展，加快了空间信息高速传输系统发展的新要求，建设一个空天地一体化的空间信息高速传输系统已迫在眉睫，实现全网络可靠信息传输，研究适合高性能的高通量卫星调制方式非常必要。

5G系统融合物联网、工业互联网和城市功能服务网等网络，支持的基带调制解调方式仍是传统的记π/2-BPSK、QPSK、16QAM、64QAM和256QAM等成熟技术，5G系统覆盖区域仍然只能是面向人类活动密集的陆地区域，虽然有专家开始探索将卫星通信融入5G,初步思路已经包括体系架构、空中接口和协议优化等,但在3GPP协议的5G规划中并没有明确表述。在6G移动通信的初步规划中，开始考虑将卫星通信网络融合问题，实现天空地一体化的通信网络的大融合，使移动通信真正成为陆地、海上、太空的“全球通信系统”。

卫星通信系统中的轨道卫星与地面终端的距离一般在上千到上万公里,大部分是真空环境，距离地面约50km厚的是大气层，大气层以上厚约1000km的是电离层。不仅外太空与电离层、电离层与大气层之间是一层突变介质层。虽然它们都为同种介质，但介质分布的密度随着高度的不同而不同，介质分布并非线性。另外，电离层和大气层是一种易受到扰动的介质层，加之卫星远在太空，极大地限制了卫星的收发功率。所以，在卫星与地面终端相互通信时，承载信息的传输信道实际上是一种典型的且十分复杂的非线性介质，收发设备功率受到极大限制，采用只应用于陆地表层空域线性传输介质的基带调制方式已经不适应非线性信道。

发明内容

将卫星通信系统与6G移动通信系统结合，形成泛在的、真正的全球通系统，从传统应用领域延伸到更为广泛的应用场景，卫星的通信容量和数据吞吐量将会快速增加，传统的基带调制方式QPSK失去了应用价值。传统的卫星通信的业务量不够大，需要更高阶的APSK调制解调，且传输信息的可靠性要求高，又因为卫星通信信道的复杂性使更高阶APSK的调制解调技术成本更高。当未来移动通信系统融合了卫星通信系统后，与传统的卫星通信标准相比较，相关的信息业务量和数据传输可靠性的技术标准都会发生较大的改变，甚至是完全相反的变化。可以肯定，在融入6G的卫星通信系统中的基带调制解调技术，必定有更高阶的APSK。

有鉴于此，本发明首先提出面向6G高通量卫星的MAPSK调制解调通信模型，以16APSK信号调制/解调为研究基础，提出16APSK、32APSK以及64APSK软解调方法，并且给出BER的上界与影响因子之间解析关系。

本发明公开的一种面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，包括以下步骤：

对基带信号采用高阶MAPSK软调制/解调，即将信源通过星座图进行成形滤波；

将滤波后的信号异或后进行信道编码，信道编译码器采用基于6G的LDPC/Polar编码技术；

采用面向6G的多频MF-OFDM进行多址寻址，滤波后经功率放大后发射无线信号。

进一步的，所述LDPC/Polar编码为QC-LDPC编码。

进一步的，QC-LDPC编码使用的校验矩阵是8×16阶正交稀疏矩阵，码长9216，校验矩阵分为8个区域，每一个区域是4×4的小矩阵。

进一步的，所述MAPSK以相位调制为主、幅度调制为辅，相位和幅度的调制阶数可同时调整；通过调整幅度和相位调制阶数的比例，获得最佳调制效果；由MAPSK调制符号组成的星座分布在以幅度为半径分层的多层圆圈上。

进一步的，当高阶MAPSK为16APSK时，16APSK调制信号表达式如下：

其中，S_k(t)表示已调信号，w_c表示载波的频率，I_k(t)、Q_k(t)分别表示已调信号的同相分量和正交分量，A_I表示已调信号同相分量I_k(t)的幅度信息，A_Q表示已调信号正交分量Q_k(t)的幅度信息，g(t)表示发射机发送信号脉冲；16APSK调制信号采用准格雷编码方式，A_I和A_Q所有可能情况，均包含在采用准格雷码编码的16APSK星座图中；

16APSK调制的过程为：

第一步，发射源输出二进制数字信息到调制系统中；

第二步，利用星座映射模块，根据星座图信息，映射出一个已经编码的星座，系统再根据映射后的星座点计算出I_k,Q_k两路数值；

第三步，发送滤波器过滤掉信号的高频分量；

第四步，将I_k,Q_k两路信息与载波相乘并进行叠加，输出16APSK调制信号。

进一步的，16APSK的软调解方法如下：

将解调器输出的软信息送入译码器，在译码器逐比特硬判决出数字符号0或1；

使用CCSDS131.2中推荐的16APSK即4+12-APSK星座结构，存在内外圆两个不同的半径，其中小圆半径为R₁，大圆半径为R₂，接收第k个复值信号的幅度和相位分别为对于每个星座点有四个二进制向量{b₃,b₂,b₁,b₀}，首先根据接收信号的振幅R_k判断信号处于内圆还是外圆，再根据接收信号的相位判断接收信号具体的星座点；确定接收信号的星座点后，即可一次性判决4bit向量值。

进一步的，所述判决4bit向量值的过程包括：

(1)对于接收16APSK信号，当对于最低位，I轴以上的点的二进制码全为0，I轴以下全是1，而相位的正弦在第一象限和第二象限的相位全为正，sinφ_k＞0>0，内圆上最低位的软输出表示为

b_k0＝sinφ_k/sin(π/4)

对于第二位的比特映射，其在第一、四象限为0，cosφ_k＞0，在第二、三象限为1,cosφ_k＜0，故软输出结果表示为b_k1＝cosφ_k/cos(π/4)；

(2)当4+12APSK外圆上有12个点的软输出计算，最低位和第二位的软输出表示为

对于第三位二进制编码，根据星座特点，第二、三、四象限与第一象限的点关于坐标轴对称，都折叠到第一象限，此时正弦值和余弦值取绝对值；令π/12处的软输出为-1，π/4处的软输出为1，通过线性变换得第三位的比特映射软输出为

同样第四位的软输出表示为

进一步的，当高阶MAPSK为32APSK时，通过以下过程获取5bit向量值：

(1)当时，

(2)当时，

(3)当时，

对于b_k4，令若/>若若/>

其中R₁为小圆半径，R₂为中间圆半径，R₃为大圆半径，满足R₁＜R₂＜R₃，接收信号第k个码元信号的幅度为R_k，相位为φ_k，对于每个星座点有五个二进制向量{b₄,b₃,b₂,b₁,b₀}，其中b₄为最高位，b₀为最低位。

进一步的，当高阶MAPSK为64APSK时，通过以下过程获取6bit向量值：

(1)当时，

(2)当时，

(3)当时，

(4)当时，

对于b_k0，令φ′＝angle(|cosφ_k|+j|sinφ_k|)，若若/>

对于b_k1，令φ′＝angle(|cosφ_k|+j|sinφ_k|)，若若/>

对于b₅,b₄,b₃,b₂比特，有

其中R₁为小圆半径，R₂为中小间圆半径，R₃为中大圆半径，R₄为大圆半径，满足R₁＜R₂＜R₃＜R₄，接收信号第k个码元信号的幅度为R_k，相位为φ_k，对于每个星座点有六个二进制向量{b₅,b₄,b₃,b₂,b₁,b₀}，其中b₅为最高位，b₀为最低位。

进一步的，在64APSK星座图上，各环半径之比率定义如下：

ρ₁＝R₂/R₁,ρ₂＝R₃/R₁,ρ₃＝R₄/R₁

则64APSK星座的平均符号能量定义为：

其中参数表示为半径比率的函数；

64APSK的SER上界表示为和星座图环数相等的概率项的累加，即：

其中N为星座图上总环数，n_i为第i个环上的符号总数，P(E|s_k)为第k个符号错误的概率，64APSK星座图上由4个同心环组成，则其最大似然检测器下的SER为：

并且s₁,s₃,s₇,s₁₃对应的错误模式可以分别表示如下：

同时，错误概率p(s_i→s_j)也表示为星座点欧氏距离d_ij和噪声功率密度谱N_o为参量的函数的形式，代入上式得

其中所采用的各个星座点之间的欧式距离定义如下:

d_3,7＝(ρ₂-ρ₁)R₁,d_7,6＝2ρ₂R₁ sinπ/20,d_7,13＝(ρ₃-ρ₂)R₁,d_13,12＝2ρ₃R₁ sinπ/28

由上式得出64APSK的SER上界如下：

本发明的有益效果如下：

本发明充分利用了星座图中的空间，使高阶APSK的星点合理、均匀分布，增加了相邻星点之间的距离，提高了接收端星座的分辨率，降低了接收端符号判决的技术要求。

附图说明

图1面向6G高通量卫星的MAPSK调制解调通信模型图；

图2 4+12APSK的b₀,b₁,b₂,b₃二进制编码；

图3 4+12+16-APSK的b₀,b₁,b₂,b₃,b₄二进制编码；

图4 4+12+20+28-APSK的b₀,b₁,b₂,b₃,b₄,b₅二进制编码；

图5 32APSK发射端与接收端星座；

图6 64APSK发射端与接收端星座；

图7 16PSK，16APSK，32APSK以及64APSK误码率性能曲线比较图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明作进一步的说明，但不以任何方式对本发明加以限制，基于本发明教导所作的任何变换或替换，均属于本发明的保护范围。

为了能够实现高通量卫星信息传输要求，本发明设计了面向6G高通量卫星的MAPSK调制解调通信过程流程模型，如图1所示。其中对基带信号采用高阶MAPSK软调制/解调，信道编译码器采用的是基于6G的LDPC/Polar编码技术,仿真实验中采用QC-LDPC编码，校验矩阵是8×16阶正交稀疏矩阵，码长9216，校验矩阵分为8个区域，每一个区域是4×4的小矩阵；多址寻址采用的是面向6G的多频MF-OFDM，滤波后经功率放大(HPA)发送出去。为了实现信息处理便捷性，MAPSK调制解调器与QC-LDPC编码的校验矩阵H、MF-OFDM多址技术的子载波映射和FFT(IFFT)等均为独立的处理系统，因此，矩阵H的维度数和基带调制的阶数与傅里叶变换中的采样数等没有交集，如图所示仿真模型中的调制解调器，可以适应任何阶数的MAPSK。

MAPSK与QAM调制方式相似，是一种幅度相位共同调制的二维调制解调技术，但QAM的相移调制仅固定在4个相角中，本质上调制符号仍然是包络线型恒定、调制功率效率较低的幅度调制信号，QAM是将两个相互正交的ASK相结合的方式。MAPSK以相位调制为主、幅度调制为辅，相位和幅度的调制阶数可以同时调整。由MAPSK调制符号组成的星座是分布在以幅度为半径分层的多层圆圈上，调制信号的幅度起伏相对较小，且仍可以获得较高的频谱效率。更重要地，由于MAPSK的幅度和相位的调制阶数可以同时改变，系统根据实际应用需要，适当调整幅度和相位调制阶数的比例，使其可以获得最佳调制效果，而不是如QAM只能选择方形星座的调制阶数才能获得，从而限制了调制阶数的任意选择。

Turbo码、LDPC码和极化Polar码被3GPP定为数据信道候选纠错编码方案。Turbo码在搞吞吐率和误码性能方面存在短板；Polar码的误比特率(BER)性能虽然非常优异，但在大码块传输时SCL译码算法的复杂度过高，目前的技术难以支持20Gbps的峰值吞吐率，而支持高吞吐率的低复杂度算法却存在着较大的性能损失；LDPC码具有较低的解码复杂度，适合并行解码、支持高吞吐量传输，可以预见，在不久的6G时代，随着科技技术的快速发展，LDPC与Polar码将有不错的应用。

DVB-S2X中将LDPC编码与MAPSK调制方式在通信系统中结合使用，LDPC编译码算法输入和输出均为软信息，通信系统需要进行软输入与软输出操作，所以MAPSK解调算法输出端不再是0,1的硬判决信息，而是输入概率似然比的软信息，即软解调输出，这大大增加了整个空天地通信系统的计算复杂度，为了降低计算复杂度，减小存储容量，实现MAPSK软解调算法研究显得尤为重要。

为叙述方便，以16APSK信号为例，为了实现数字信号的并行传输，16APSK调制是利用基带信号对两个相互正交的同频载波进行乘积，根据星座图点集对数据信号完成调制并实现两路并行传输，16APSK调制信号表达式如下：

其中，S_k(t)表示已调信号，w_c表示载波的频率，I_k(t)、Q_k(t)分别表示已调信号的同相分量和正交分量，A_I表示已调信号同相分量I_k(t)的幅度信息，A_Q表示已调信号正交分量Q_k(t)的幅度信息，g(t)表示发射机发送信号脉冲。

16APSK调制信号采用准格雷编码方式抗噪声干扰能力加强，误码率得到降低。A_I和A_Q所有的可能情况，均包含在采用准格雷码编码的16APSK星座图中。16APSK调制的数字信息是通过载波的幅度和相位二者结合表示的。16APSK调制的过程为：第一步，发射源输出二进制数字信息到调制系统中；第二步，利用星座映射模块，根据星座图信息，映射出一个已经编码的星座，系统再根据映射后的星座点计算出I_k,Q_k两路数值；第三步，发送滤波器过滤掉信号的高频分量；第四步，将I_k,Q_k两路信息与载波相乘并进行叠加，输出16APSK调制信号。

常用的信号解调方法有模拟相干解调法、数字相干解调法、全数字解调法。调制信号经过高斯白噪声信道，解调器接收到的信号可以表示为R_k＝I_k+jQ_k。16APSK硬解调算法的具体步骤为：

第一步，将天线接收到的调制信号与载波信号相乘，如下式表示：

第二步，接收滤波器过滤掉信号的高频分量，输出信号

第三步，经过定时恢复将有所损失的解调信号幅度无失真的恢复出来，完成信号的传输。

根据16APSK星座图特性，将编码得到的二进制向量映射到星座点，其中每个信号点对应一个4bit向量{b₃,b₂,b₁,b₀}，硬解调算法是根据欧式距离来判断信号所处位置，再根据查找表逐符号判决。解调方法首先根据接收信号的振幅R_k判断信号处于内圆还是外圆，再根据接收信号的相位判断接收信号具体的星座点。一旦确定接收信号的星座点，使用查找表即可一次性判决4bit符号。

16APSK软解调方法

本发明设计的联合MAPSK软解调算法是与LDPC/Polar编译码联合使用，将解调器输出的软信息送入译码器，在译码器逐比特硬判决出数字符号0或1。对于CCSDS131.2中推荐的16APSK(4+12-APSK)星座结构，如图2所示，有内外圆两个不同的半径，设小圆半径为R₁，大圆半径为R₂，这里不妨假设R₁＜R₂，接收第k个复值信号的幅度和相位分别为对于每个星座点有四个二进制向量{b₃,b₂,b₁,b₀}，算法首先根据接收信号的振幅R_k判断信号处于内圆还是外圆，再根据接收信号的相位判断接收信号具体的星座点。一旦确定接收信号的星座点，即可一次性判决4bit向量值。

(1)对于接收16APSK信号，当如图2所示，对于最低位，I轴以上的点的二进制码全为0，I轴以下全是1，而相位的正弦在第一象限和第二象限的相位全为正，sinφ_k＞0>0，取内圆信号点(45°和135°)值软输出定为1，靠近纵轴会大于1，靠近横轴越接近零，可以看出若软输出结果比零越大，可信度越高。同样对于三四象限的两个星座点的软输出定为-1，若软输出结果为负，且离零值越远，可信度越高。故内圆上最低位的软输出可表示为

b_k0＝sinφ_k/sin(π/4) (3)

对于第二位的比特映射，其在第一、四象限为0，cosφ_k＞0，在第二、三象限为1,cosφ_k＜0，故软输出结果可表示为b_k1＝cosφ_k/cos(π/4)。从映射图上可以看出，第三位和最高位的星座点比特值均为1，软输出在内圆上的点定为-1，在两圆的中间值定为0，可见软输出结果其值越小，可信度超高。

(2)当4+12APSK外圆上有12个点的软输出计算，根据前面的思路最低位和第二位的软输出可表示为

对于第三位二进制编码，根据星座特点，第二、三、四象限与第一象限的点关于坐标轴对称，都可折叠到第一象限考虑，故此时正弦值和余弦值均可取绝对值。令π/12处的软输出为-1，π/4处的软输出为1，通过线性变换可得第三位的比特映射软输出为

同样第四位的软输出可表示为

32APSK软解调方法

对于32APSK(4+12+16-APSK)星座，如图3所示，有内外圆三个不同的半径，设小圆半径为R₁，中间圆半径为R₂，大圆半径为R₃，满足R₁＜R₂＜R₃。接收信号第k个码元信号的幅度为R_k，相位为φ_k，对于每个星座点有五个二进制向量{b₄,b₃,b₂,b₁,b₀}，其中b₄为最高位，b₀为最低位。其32APSK软解调的思路与16APSK是相似的，根据幅值分三种情况(R₁＜R₂＜R₃)。

(1)当时，

(2)当时，

(3)当时，

对于b_k4，令若/>若若/>

对于64APSK(4+12+20+28-APSK)星座，如图4所示，有内外圆四个不同的半径，设小圆半径为R₁，中小间圆半径为R₂，中大圆半径为R₃，大圆半径为R₄，满足R₁＜R₂＜R₃＜R₄。接收信号第k个码元信号的幅度为R_k，相位为φ_k，对于每个星座点有六个二进制向量{b₅,b₄,b₃,b₂,b₁,b₀}，其中b₅为最高位，b₀为最低位。其软解调的思路与16APSK是相似的。

(1)当时，

(2)当时，

(3)当时，

(4)当时，

对于b_k0，令φ'＝angle(|cosφ_k|+j|sinφ_k|)，若若/>

对于b_k1，令φ'＝angle(|cosφ_k|+j|sinφ_k|)，若若/>

对于b₅,b₄,b₃,b₂比特，有

下面从MAPSK的星座结构出发，结合典型的非线性信道特性来分析MAPSK的误码性能。以64APSK的误码性能分析为例，而该方法亦是适合其他MAPSK(M＝16,32,64,128)在非线性信道下的误码性能分析。MAPSK星座图为CCSDS131.2蓝皮书中推荐的星座结构。64APSK星座图由4个同心环组成，在图4中从内到外环形半径分别为R₁,R₂,R₃,R₄。对于MAPSK的星座图，其可变参数可以归结为半径比ρ_i和各环之间的相对旋转相差。为了保留64APSK星座的规则性，一般都不考虑各环之间的相对旋转，即相差只都设置为0。在64APSK星座图上，各环半径之比率定义如下：

ρ₁＝R₂/R₁,ρ₂＝R₃/R₁,ρ₃＝R₄/R₁ (15)

则64APSK星座的平均符号能量定义为：

其中参数表示为半径比率的函数。

对于M阶调制，符号差错率(SER)的上界可以表示为

其中，P(E)表示差错事件概率，p(s_i→s_j)表示当发送的符号为s_i时错误判决为符号s_j的概率。在最大似然检测解调器的情况下，对应的每个符号的判决区域就是每个符号所在的相对单元内，因为CCSDS131.2中MAPSK的每个环上的点都是均匀分布的，所以将其误码为相邻符号的概率也是一样的。所以计算误码上界时，每个环上只需取一个符号，即可近似为该环上其他的符号的错误概率，如图4所示。基于以上假设，64APSK的SER上界可以表示为和星座图环数相等的概率项的累加，即：

其中N为星座图上总环数，n_i为第i个环上的符号总数，P(E|s_k)为第k个符号错误的概率。64APSK星座图上由4个同心环组成，则其最大似然检测器下的SER为：

并且s₁,s₃,s₇,s₁₃对应的错误模式可以分别表示如下：

同时，错误概率p(s_i→s_j)也表示为星座点欧氏距离d_ij和噪声功率密度谱N_o为参量的函数的形式，代入上式得

其中所采用的各个星座点之间的欧式距离定义如下:

d_3,7＝(ρ₂-ρ₁)R₁,d_7,6＝2ρ₂R₁ sinπ/20,d_7,13＝(ρ₃-ρ₂)R₁,d_13,12＝2ρ₃R₁ sinπ/28

由上式即可得出64APSK的SER上界如下：

由上述不等式可知，其中所有参数值均已知，可求得64APSK的SER上界。对不等式的右边各项分别乘上即可将SER的上界转化为误比特率(BER)的上界的表达式。其中h_ij为星座图上符号s_i和符号s_j之间的汉明距离。具体的说，如果64APSK采用CCSDS131.2蓝皮书中推荐的星座图，其BER上界只需对上式的右边分别乘以h_1,2＝1/6,h_1,3＝2/6,h_1,15，h_3,2＝1/6，h_3,7＝2/6，h_7,6＝1/6，h_7,13＝2/6，h_13,12＝1/6得到。

16APSK、32APSK和64APSK的发射端与接收端星座图如5,6所示，其中32APSK星座是由半径分别为1、3、5共3个同心圆组成，从外往内圆周上等格分布的星点数分别为16、12、4；64APSK星座是由半径分别为1、3、7、9共4个同心圆组成，从外往内圆周上等格分布的星点数分别为28、20、12、4。显然，32APSK和64APSK的调制过程是以相位调制为主，幅度调制为辅。从发送星座中可以看出，星点分布密度较密，且比较均匀，几乎没有空间浪费。从接收星座中可以发现，虽然都是高阶APSK调制星座，但经过20dB和25dB的高斯信道后，32APSK和64APSK星座图中所有星点之间的界线还是比较清晰的，可为后期解调技术提供较好的解调条件。

星座图示来看，PSK与APSK解调方式比较，PSK方式将所有星点分布在一个圆周上，而APSK方式将所有星点分布在不同半径的多个同心圆周上，在相同调制阶数时，前者星点间的密度明显大于后者，使两者在接收端的解调分辨判决也完全不同。虽然相同阶数的调制符号经过的信噪比相同时，前者接收星点间的分辨界限明显模糊于后者，阶数越高，模糊程度越高，从而使得系统后期的PSK解调判决技术难度也将越高。

根据建模条件，从图7(a)中可以看出，经过系统解调判决后的误码率，16PSK明显比16APSK大，特别是当信噪比为20dB时，32APSK的性能开始优于16PSK。另外，16PSK和32APSK的误码率曲线间隔，明显大于APSK，其间隔差距达两倍。APSK的误码率曲线走势的陡度也明显高于PSK，说明随着调制阶数的增加，高阶APSK还有较大的技术应用空间，这也是面向6G的卫星通信中有可能采用高阶APSK的重要原因。

采用软解调方式仿真得到的高阶32APSK和64APSK的仿真误码率曲线如图7(b)所示，可以得到较为明显的解调结果。软解调是指系统直接对信息比特解调的方法，当调制阶数较高时，由于系统需要对每个符号中的每个比特判决，算法比硬解调复杂很多，但因是对比特解调，所以解调性能也是最好的，因此软解调方式的MAPSK的性能优于采用硬解调方式，能够获得较好的解调性能，是一种很好高通量调制解调方法。

本发明的有益效果如下：

卫星通信系统与6G移动通信系统相融合，这种传统的应用领域格局会被打乱，现代科技和信息服务驱使移动信息服务全面提高通信容量和数据吞吐量、降低通信技术成本、方便客户通信，并为客户提供更多的优质服务内容。本发明充分利用了星座图中的空间，使高阶APSK的星点合理、均匀分布，增加了相邻星点之间的距离，提高了接收端星座的分辨率，降低了接收端符号判决的技术要求。可以预见，现有通信系统格局和技术将会改变，不仅打破最基本的宽带通信技术，还会在基带调制解调技术方面尽量使用本发明提出的MAPSK体制。

本文所使用的词语“优选的”意指用作实例、示例或例证。本文描述为“优选的”任意方面或设计不必被解释为比其他方面或设计更有利。相反，词语“优选的”的使用旨在以具体方式提出概念。如本申请中所使用的术语“或”旨在意指包含的“或”而非排除的“或”。即，除非另外指定或从上下文中清楚，“X使用A或B”意指自然包括排列的任意一个。即，如果X使用A；X使用B；或X使用A和B二者，则“X使用A或B”在前述任一示例中得到满足。

而且，尽管已经相对于一个或实现方式示出并描述了本公开，但是本领域技术人员基于对本说明书和附图的阅读和理解将会想到等价变型和修改。本公开包括所有这样的修改和变型，并且仅由所附权利要求的范围限制。特别地关于由上述组件(例如元件等)执行的各种功能，用于描述这样的组件的术语旨在对应于执行所述组件的指定功能(例如其在功能上是等价的)的任意组件(除非另外指示)，即使在结构上与执行本文所示的本公开的示范性实现方式中的功能的公开结构不等同。此外，尽管本公开的特定特征已经相对于若干实现方式中的仅一个被公开，但是这种特征可以与如可以对给定或特定应用而言是期望和有利的其他实现方式的一个或其他特征组合。而且，就术语“包括”、“具有”、“含有”或其变形被用在具体实施方式或权利要求中而言，这样的术语旨在以与术语“包含”相似的方式包括。

本发明实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以多个或多个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。上述的各装置或系统，可以执行相应方法实施例中的存储方法。

综上所述，上述实施例为本发明的一种实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何背离本发明的精神实质与原理下所做的改变、修饰、代替、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，包括以下步骤：

对基带信号采用高阶MAPSK软调制/解调，即将信源通过星座图进行成形滤波，当高阶MAPSK为16APSK时，16APSK调制信号表达式如下：

其中，S_k(t)表示已调信号，w_c表示载波的频率，I_k(t)、Q_k(t)分别表示已调信号的同相分量和正交分量，A_I表示已调信号同相分量I_k(t)的幅度信息，A_Q表示已调信号正交分量Q_k(t)的幅度信息，g(t)表示发射机发送信号脉冲；16APSK调制信号采用准格雷编码方式，A_I和A_Q所有可能情况，均包含在采用准格雷码编码的16APSK星座图中；

16APSK调制的过程为：

第一步，发射源输出二进制数字信息到调制系统中；

第二步，利用星座映射模块，根据星座图信息，映射出一个已经编码的星座，系统再根据映射后的星座点计算出I_k,Q_k两路数值；

第三步，发送滤波器过滤掉信号的高频分量；

第四步，将I_k,Q_k两路信息与载波相乘并进行叠加，输出16APSK调制信号；

将滤波后的信号异或后进行信道编码，信道编译码器采用基于6G的LDPC/Polar编码技术；

采用面向6G的多频MF-OFDM进行多址寻址，滤波后经功率放大后发射无线信号。

2.根据权利要求1所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，所述LDPC/Polar编码为QC-LDPC编码。

3.根据权利要求1所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，QC-LDPC编码使用的校验矩阵是8×16阶正交稀疏矩阵，码长9216，校验矩阵分为8个区域，每一个区域是4×4的小矩阵。

4.根据权利要求1所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，所述MAPSK以相位调制为主、幅度调制为辅，相位和幅度的调制阶数可同时调整；通过调整幅度和相位调制阶数的比例，获得最佳调制效果；由MAPSK调制符号组成的星座分布在以幅度为半径分层的多层圆圈上。

5.根据权利要求4所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，16APSK的软调解方法如下：

将解调器输出的软信息送入译码器，在译码器逐比特硬判决出数字符号0或1；

使用CCSDS131.2中推荐的16APSK即4+12-APSK星座结构，存在内外圆两个不同的半径，其中小圆半径为R₁，大圆半径为R₂，接收第k个复值信号的幅度和相位分别为对于每个星座点有四个二进制向量{b₃,b₂,b₁,b₀}，首先根据接收信号的振幅R_k判断信号处于内圆还是外圆，再根据接收信号的相位判断接收信号具体的星座点；确定接收信号的星座点后，即可一次性判决4bit向量值。

6.根据权利要求5所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，所述判决4bit向量值的过程包括：

(1)对于接收16APSK信号，当对于最低位，I轴以上的点的二进制码全为0，I轴以下全是1，而相位的正弦在第一象限和第二象限的相位全为正，sinφ_k＞0>0，内圆上最低位的软输出表示为

b_k0＝sinφ_k/sin(π/4)

对于第二位的比特映射，其在第一、四象限为0，cosφ_k＞0，在第二、三象限为1,cosφ_k＜0，故软输出结果表示为b_k1＝cosφ_k/cos(π/4)；

(2)当4+12APSK外圆上有12个点的软输出计算，最低位和第二位的软输出表示为

对于第三位二进制编码，根据星座特点，第二、三、四象限与第一象限的点关于坐标轴对称，都折叠到第一象限，此时正弦值和余弦值取绝对值；令π/12处的软输出为-1，π/4处的软输出为1，通过线性变换得第三位的比特映射软输出为

同样第四位的软输出表示为

7.根据权利要求1所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，当高阶MAPSK为32APSK时，通过以下过程获取5bit向量值：

(1)当时，

(2)当时，

(3)当时，

对于b_k4，令若/> 若若/>

其中R₁为小圆半径，R₂为中间圆半径，R₃为大圆半径，满足R₁＜R₂＜R₃，接收信号第k个码元信号的幅度为R_k，相位为φ_k，对于每个星座点有五个二进制向量{b₄,b₃,b₂,b₁,b₀}，其中b₄为最高位，b₀为最低位。

8.根据权利要求1所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，当高阶MAPSK为64APSK时，通过以下过程获取6bit向量值：

(1)当时，

(2)当时，

(3)当时，

(4)当时，

对于b_k0，令φ'＝angle(|cosφ_k|+j|sinφ_k|)，若若

对于b_k1，令φ'＝angle(|cosφ_k|+j|sinφ_k|)，若

若

对于b₅,b₄,b₃,b₂比特，有

其中R₁为小圆半径，R₂为中小间圆半径，R₃为中大圆半径，R₄为大圆半径，满足R₁＜R₂＜R₃＜R₄，接收信号第k个码元信号的幅度为R_k，相位为φ_k，对于每个星座点有六个二进制向量{b₅,b₄,b₃,b₂,b₁,b₀}，其中b₅为最高位，b₀为最低位。

9.根据权利要求1所述的面向6G的高通量卫星通信信号调制解调方法，其特征在于，在64APSK星座图上，各环半径之比率定义如下：

ρ₁＝R₂/R₁,ρ₂＝R₃/R₁,ρ₃＝R₄/R₁

则64APSK星座的平均符号能量定义为：

其中参数表示为半径比率的函数；

64APSK的SER上界表示为和星座图环数相等的概率项的累加，即：

其中N为星座图上总环数，n_i为第i个环上的符号总数，P(E|s_k)为第k个符号错误的概率，64APSK星座图上由4个同心环组成，则其最大似然检测器下的SER为：

并且s₁,s₃,s₇,s₁₃对应的错误模式可以分别表示如下：

同时，错误概率p(s_i→s_j)也表示为星座点欧氏距离d_ij和噪声功率密度谱N_o为参量的函数的形式，代入上式得

其中所采用的各个星座点之间的欧式距离定义如下:

由上式得出64APSK的SER上界如下：