CN115913279A - 一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法及系统 - Google Patents
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Abstract
本发明提供了一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，U路多载波扩频信号接收机采集到接收信号后，进行混频滤波处理得到U路子载波基带信号，将各路子载波基带信号转换到频域，在频域中检测出干扰频谱位置，对对应谱线进行滤除处理，再还原到时域，得到各路子载波相关结果；计算各路合并的权重系数，将各路子载波相关结果进行加权合并，得到多载波扩频信号。本发明提出的方法实现了对MC‑DSSS信号频带内的窄带干扰三重抑制，能够适应干扰分量较多、干扰功率较大的星地通信链路，无需依赖其余外置模块的支撑；进一步改善了合并过程中的信噪比提升效果。
Description
技术领域
本发明涉及低轨卫星通信领域，特别涉及一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法及系统。
背景技术
随着低轨卫星星座的建立，随着低轨卫星通信系统高速发展，利用低轨卫星进行通信正日渐成为通信领域的重要组成。在低轨卫星通信系统中，面向星地链路的多载波直扩通信具有抗干扰性强、抗截获性能强及实现代价小的优点，因而受到众多学者广泛关注。低轨卫星对地仰角时变，与终端之间的无线传输信道容易受到地形遮挡，所以要求工作频段具有一定的绕射和折射能力，L/S频段是主用频段之一；但是L/S频段是地面无线通信的黄金频段，大量移动通信、导航信号也都在这一频段。捕获模块作为扩频信号接收机中检测信号有无的关键装置，必须考虑有效的抗强干扰手段，来保证复杂干扰环境下的鲁棒检测和接收。
现有的扩频信号捕获方案中，应对强干扰的方法主要为依赖扩频信号自身码字的强相关特性来获得干扰抑制效果，具体来说，就是由于落在信号带宽内的干扰信号与扩频码字不相关，因此在捕获的伪码相关过程中，有用信号因完全匹配而累积出相关峰，干扰信号因为与码字不匹配而被抑制，从而具有一定的干扰抑制能力。
然而以上基于自相关的码域干扰抑制只适应于干扰功率不大的场景，当干扰功率与信号功率之比超出一定范围时扩频接收机将完全瘫痪，即常说的数字通信系统的门限效应。解决上述问题的常用方法是在扩频信号进入捕获模块之前放置抗干扰模块，该模块通过识别干扰信号的频域特征或统计特性来抑制同频干扰。但是该模块需要耗费额外的接收机资源，且由于多载波扩频信号在接收端的处理模式为多路并行，那么U路子载波组成的多载波信号将需要放置U个上述抗干扰模块，不适用低轨卫星资源严格受限的应用现状。
发明内容
针对现有技术中存在的问题，提供了一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法及系统，适用于多载波扩频信号的干扰抑制(即复杂干扰环境)，以频域干扰删除-码域干扰抑制-频域分集合并的抗干扰算法，无需耗费额外计算资源，可实现强干扰环境下的鲁棒捕获。
本发明采用的技术方案如下：一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，U路多载波扩频信号接收机采集到接收信号后，进行混频滤波处理得到U路子载波基带信号，将各路子载波基带信号转换到频域，在频域中检测出干扰频谱位置，对对应谱线进行滤除处理，再还原到时域，得到各路子载波相关结果；计算各路合并权重系数，将各路子载波相关结果进行加权合并，得到多载波扩频信号。
进一步的，在对干扰谱线进行滤除处理后，将处理后的U路信号与本地PN码经FFT后的复共轭模板相乘，再将U路相乘结果还原到时域。
进一步的，U路子载波基带信号的获取方法为：以多路子载波为中心频点对接收信号进行正交混频、根升余弦匹配滤波，得到U路子载波基带信号。
进一步的，采用双门限检测干扰频谱位置，根据低门限将谱值分为两部分，高于低门限的谱值中的连续项组成簇，再把每个簇中的最大谱值与高门限进行比较，若高于高门限，则该簇包含的谱值对应的数据就是干扰信号，否则为有用信号。
进一步的，对干扰信号的谱线进行置零或进行大谱线衰减处理完成滤除。
进一步的，合并权重系数计算方法为：各路合并后的信干噪比估计结果表示为：
其中，
表示干扰滤除后各个子载波的信号功率，P表示各个子载波上均等的有效信号总功率；Bn、B分别为干扰滤除时使用的陷波器的带宽和子载波带宽；
当且仅当各子带合并权重系数wn正比于
时等式成立，得到U路合并权重系数wn。
本发明还提供了一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统，包括信号接收模块、U路并行的干扰信号滤除模块、信号合并模块、频域模板模块以及权重计算模块；每路干扰信号滤除模块包括依次连接的正交下变频模块、匹配滤波器、FFT模块、门限检测模块、频域陷零模块、复数相乘模块、IFFT模块以及加权模块，频域模板模块分别为每路复数相乘模块提供本地PN码FFT后的复共轭模板，用于与频域陷零模块的输出相乘；权重计算模块用于计算每路合并权重系数并提供给对应的加权模块；信号合并模块，接收各路经加权后输出的信号，并根据权重进行合并，合并得到的信号即为滤除干扰后的多载波扩频信号。
进一步的，所述门限检测模块工作过程为：设定有高门限与低门限，根据低门限将FFT模块输出谱值分为两部分，高于低门限的谱值中的连续项组成簇，再把每个簇中的最大谱值与高门限进行比较，若高于高门限，则该簇包含的谱值对应的数据就是干扰信号，否则为有用信号。
进一步的，所述频域陷零模块工作过程为：将门限检测模块检测到的干扰信号对应谱值置零后输出。
进一步的，所述权重计算模块工作过程为：获取各路合并后的信干噪比估计结果表示为：
其中，
表示各个子载波干扰滤除后各个子载波的信号功率，P表示各个子载波上均等的有效信号总功率；Bn、B分别为干扰滤除时使用的陷波器的带宽和子载波带宽；
当且仅当各子带合并权重系数wn正比于
时等式成立，计算得到U路的合并权重系数wn。
与现有技术相比，采用上述技术方案的有益效果为：
1.从频域、码域上分别进行陷波、分集合并、伪码相关，对MC-DSSS信号频带内的窄带干扰进行三重抑制，能够适应干扰分量较多、干扰功率较大的星地通信链路；
2.在抗干扰过程中没有引入额外的资源消耗，其中频域陷波算法复用基于FFT的频域捕获的中间运算数据，捕获系统可独立完成窄带干扰抑制，而无需依赖其余外置模块的支撑；
3.在各子带的信号功率极低时无法对各个子载波的信干噪比进行有效抑制，本发明采用在干扰抑制后的最大比合并权重系数计算准则，以较低的计算代价实现最大比合并。
附图说明
图1为本发明提出的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法示意图。
图2为本发明提出的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统示意图。
具体实施方式
下面详细描述本申请的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的模块或具有相同或类似功能的模块。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本申请，而不能理解为对本申请的限制。相反，本申请的实施例包括落入所附加权利要求书的精神和内涵范围内的所有变化、修改和等同物。
实施例1
针对现有技术中复杂环境下捕获性能受到干扰信号影响以及现有捕获技术难以应对大功率干扰信号的问题，本实施例提出了一种可直接应用在现有捕获模块中的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，如图1所示，U路多载波扩频信号接收机采集到接收信号后，进行混频滤波处理得到U路子载波基带信号，将各路子载波基带信号转换到频域，在频域中检测出干扰频谱位置，对对应谱线进行滤除处理，再还原到时域，得到各路子载波相关结果；计算各路合并权重系数，将各路子载波相关结果进行加权合并，得到多载波扩频信号。
在本实施例中，U路多载波扩频信号接收机ADC采集到宽带MC-DSSS信号(多载波扩频信号)后，以多路子载波为中心频点进行正交混频、根升余弦匹配滤波，得到U路子载波基带信号。
然而在实际的低轨星地链路电磁环境，接收机采集的信号包含了各类噪声、干扰信号，以移动通信为代表的同频段电磁信号往往相比于MC-DSSS信号呈现带宽小、功率高的特点，因此，本实施例在针对MC-DSSS信号分析时，建立了考虑MC-DSSS信号、白噪声、窄带干扰等信号叠加的信号模型r(t)＝s(t)+n(t)+I(t)。
本实施例采用频域循环相关的方式完成MC-DSSS信号的延迟-多普勒联合捕获，其具体过程如下：
对U路子载波基带信号分别进行快速傅里叶变换(FFT)，将U路子载波基带信号转换到频域，表示为Su,u＝1,2,...,U。而窄带干扰信号I(t)在时域上呈现近似恒包络、平稳的特征，而在频域则会由于带宽小、功率高而在干扰频点处具有较高的功率谱密度，即在频谱上呈现为很窄的尖峰，在U路并行FFT后得到的多路子载波基带频域信号Su中的不同位置出现较高值，这里的较高值就表示干扰频点，对应的积分值即为干扰功率。
基于前述信号频域特性，本实施例采用双门法检测频谱中干扰信号谱线位置，结合分簇的思想来识别出被干扰频点，将其置零，从而达到抗干扰的目的，其关键是对门限检测后的频谱分簇，根据原则是干扰频点连续；具体过程如下：
根据低门限将谱值分为两部分，高于低门限的谱值中的连续项组成簇，再把每个簇中的最大谱值与高门限进行比较，若高于高门限，则该簇包含的谱值对应的数据就是干扰信号，否则为有用信号。
其中，双门限中的高门限根据无干扰部分频带的功率谱估计得出，低门限为仿真经验值，其作用为先直接筛掉和干扰无关的谱线，最后将高门限作为频域检测门限Vth。
此时利用频域检测门限Vth对各路多路子载波基带频域信号Su进行检测，即可确定干扰信号的谱线。而对于窄带干扰，干扰所占带宽远远小于信号带宽，去除干扰所对应的相对少数频率成分不会对带宽很宽的扩频信号造成很大失真。因此可以采用置零或大谱线衰减的方式进行处理。
在本实施例中，直接将在频域上超过门限的数值置零，之后再通过逆变换还原为时域信号，进行后续处理。经置零后得到的信号频域信号为：
在本实施例中，在还原成时域信号时，需要先将处理后的U路
与本地PN码FFT后的复共轭模板相乘，将U路复乘结果进行快速逆傅里叶变换(IFFT)还原到时域，得到子载波时ru。
经过处理后得到的子载波时域相关结果ru中，落在各子带内的已经在频域被删除，为了提高MC-DSSS信号捕获的信噪比、锐化相关峰，需要对各个子载波的相关结果进行合并，本实施例中采用最大比合并的方式进行合并，其中最大比合并依赖各个子载波上的信噪比估计结果，而在MC-DSSS接收机中，由于每个子载波上的信噪比可能低至-40dB以下，很难精确完成信噪比估计；然而，星地仰角足够高的低轨星地链路可以近似认为是存在唯一直射路径的平坦信道，地面终端为子载波分配同等功率时，到达星上接收机的MC-DSSS信号各个子载波功率近似一致，因此可以根据该先验信息计算出最大比合并的权重系数。
在频域干扰抑制后，可以认为各子载波上均不存在干扰信号，但是在干扰滤除的过程中，形成的陷波器同样会导致子带内有效信号的功率受到影响，假定陷波器的带宽、子载波带宽分别为Bn、B，其中，则干扰滤除后的后各个子载波的信号功率可以表示为
其中，陷波器指的是对各个子载波进行干扰消除的滤波器，而陷波器的带宽Bn由所滤除的干扰信号带宽决定，P表示各个子载波上均等的有效信号总功率，则合并后的信干噪比可以表示为：
当且仅当多子带合并的权重系数wn正比于
时等式成立，基于此，即可计算出各路权重系数，根据权重系数对对各个子载波的相关结果进行权重分配、依次加权，加权合并的信号取模平方判决后即可提取MC-DSSS信号或检测上行信号中是否存在MC-DSSS信号。
本发明提出的捕获方法，可以利用原有捕获模块的中间数据进行各子载波频域干扰抑制，在完成捕获相关运算时完成频域陷波，无需额外放置干扰检测器和频域陷波器；设计了适用于MC-DSSS信号在干扰抑制后的分集合并算法，按最大比准则计算和赋予各个子载波权重系数，进一步改善合并过程中的信噪比提升效果。
实施例2
如图2所示，本实施例提出了一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统，包括信号接收模块、U路并行的干扰信号滤除模块、信号合并模块、频域模板模块以及权重计算模块；每路干扰信号滤除模块包括依次连接的正交下变频模块、匹配滤波器、FFT模块、门限检测模块、频域陷零模块、复数相乘模块、IFFT模块以及加权模块，频域模板模块分别为每路复数相乘模块提供本地PN码FFT后的复共轭模板，用于与频域陷零模块的输出相乘；权重计算模块用于计算每路合并权重系数并提供给对应的加权模块；信号合并模块，接收各路经加权后输出的信号，并根据权重进行合并，合并得到的信号即为滤除干扰后的多载波扩频信号。
具体的，正交下变频模块、匹配滤波模块依次以子载波为中心频点进行正交混频、根升余弦匹配滤波，得到对应的子载波基带信号。
FFT模块应用快速傅里叶变换，将信号变换到频域；IFFT模块应用快速傅里叶逆变换，将信号从频域还原到时域。
在本实施例中，门限检测模块工作过程为：设定有高门限与低门限，根据低门限将FFT模块输出谱值分为两部分，高于低门限的谱值中的连续项组成簇，再把每个簇中的最大谱值与高门限进行比较，若高于高门限，则该簇包含的谱值对应的数据就是干扰信号，否则为有用信号。其中，双门限中的高门限根据无干扰部分频带的功率谱估计得出，低门限为仿真经验值，其作用为先直接筛掉和干扰无关的谱线，最后将高门限作为频域检测门限Vth。
在将门限检测模块检测到的干扰信号对应谱值后，频域陷零模块将干扰信号对应谱线置零后输出，即输出的信号为：
复数相乘模块则将处理后的U路
与由频域模板模块提供的本地PN码FFT后的复共轭模板相乘，将相乘结果输入到IFFT模块，还原到时域。
本实施例中，权重计算模块工作过程为：获取各路合并后的信干噪比估计结果表示为：
其中，
表示干扰滤除后各个子载波的信号功率，P表示各个子载波上均等的有效信号总功率；Bn、B分别为陷波器的带宽和子载波带宽，陷波器指的是对各个子载波进行干扰消除的滤波器，其带宽Bn由所滤除的干扰信号带宽决定。
当且仅当各子带合并权重系数wn正比于
时等式成立，计算得到U路的合并权重系数wn。
加权模块根据权重系数对对各个子载波的相关结果进行权重分配、依次加权，由信号合并模块完成各路信号的加权合并，完成分集合并；对合并结果进行取模平方判决，即可检测上行信号中是否存在MC-DSSS信号，同时完成MC-DSSS信号的捕获。
需要说明的是，在本发明实施例的描述中，还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“设置”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是直接连接，也可以通过中间媒介间接连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义；实施例中的附图用以对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中描述和示出的本发明实施例的组件可以以各种不同的配置来布置和设计。
尽管上面已经示出和描述了本申请的实施例，可以理解的是，上述实施例是示例性的，不能理解为对本申请的限制，本领域的普通技术人员在本申请的范围内可以对上述实施例进行变化、修改、替换和变型。
Claims (10)
1.一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，其特征在于，U路多载波扩频信号接收机采集到接收信号后，进行混频滤波处理得到U路子载波基带信号，将各路子载波基带信号转换到频域，在频域中检测出干扰频谱位置，对对应谱线进行滤除处理，再还原到时域，得到各路子载波相关结果；计算各路合并的权重系数，将各路子载波相关结果进行加权合并，得到多载波扩频信号。
2.根据权利要求1所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，其特征在于，在对干扰谱线进行滤除处理后，将处理后的U路信号与本地PN码经FFT后的复共轭模板相乘，再将U路相乘结果还原到时域。
3.根据权利要求1或2所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，其特征在于，U路子载波基带信号的获取方法为：以多路子载波为中心频点对接收信号进行正交混频、根升余弦匹配滤波，得到U路子载波基带信号。
4.根据权利要求1所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，其特征在于，采用双门限检测干扰频谱位置，根据低门限将谱值分为两部分，高于低门限的谱值中的连续项组成簇，再把每个簇中的最大谱值与高门限进行比较，若高于高门限，则该簇包含的谱值对应的数据就是干扰信号，否则为有用信号。
5.根据权利要求4所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，其特征在于，对检测出的干扰信号谱线进行置零或进行大谱线衰减处理完成干扰滤除。
6.根据权利要求5所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获方法，其特征在于，权重系数计算方法为：各路合并后的信干噪比估计结果表示为：
其中，
表示干扰滤除后各个子载波的信号功率，P表示各个子载波上均等的有效信号总功率；Bn、B分别为干扰滤除时使用的陷波器的带宽和子载波带宽；
当且仅当各子带合并权重系数wn正比于
时等式成立，得到U路合并权重系数wn。
7.一种复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统，其特征在于，包括信号接收模块、U路并行的干扰信号滤除模块、信号合并模块、频域模板模块以及权重计算模块；每路干扰信号滤除模块包括依次连接的正交下变频模块、匹配滤波器、FFT模块、门限检测模块、频域陷零模块、复数相乘模块、IFFT模块以及加权模块，频域模板模块分别为每路复数相乘模块提供本地PN码FFT后的复共轭模板，用于与频域陷零模块的输出相乘；权重计算模块用于计算每路合并权重系数并提供给对应的加权模块；信号合并模块，接收各路经加权后输出的信号，并根据权重进行合并，合并得到的信号即为滤除干扰后的多载波扩频信号。
8.根据权利要求7所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统，其特征在于，所述门限检测模块工作过程为：设定有高门限与低门限，根据低门限将FFT模块输出谱值分为两部分，高于低门限的谱值中的连续项组成簇，再把每个簇中的最大谱值与高门限进行比较，若高于高门限，则该簇包含的谱值对应的数据就是干扰信号，否则为有用信号。
9.根据权利要求8所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统，其特征在于，所述频域陷零模块工作过程为：将门限检测模块检测到的干扰信号对应谱值置零后输出。
10.根据权利要求9所述的复杂干扰环境的多载波扩频信号捕获系统，其特征在于，所述权重计算模块工作过程为：获取各路合并后的信干噪比估计结果表示为：
其中，
表示各个子载波干扰滤除后各个子载波的信号功率，P表示各个子载波上均等的有效信号总功率；Bn、B分别为干扰滤除时使用的陷波器的带宽和子载波带宽；
当且仅当各子带合并权重系数wn正比于
时等式成立，计算得到U路的合并权重系数wn。
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2022
- 2022-11-22 CN CN202211463442.0A patent/CN115913279A/zh active Pending
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