CN115912675A - 无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车 - Google Patents

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CN115912675A CN202211716060.4A CN202211716060A CN115912675A CN 115912675 A CN115912675 A CN 115912675A CN 202211716060 A CN202211716060 A CN 202211716060A CN 115912675 A CN115912675 A CN 115912675A
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Abstract

本申请公开一种无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车，涉及无线充电技术领域。接收端控制电路可以获取负载信息，并根据负载信息确认负载功率是否发生大范围变化，接收端控制电路在负载功率大范围变化时，改变整流电路的占空比，使发射端的逆变电流快速变化。发射端控制电路可以获取逆变电路的电流，并在逆变电流的变化达到阈值时关断逆变电流的输出。本申请对负载大范围功率切换时的输出过压与整流电流峰值有较好的抑制效果，且不需要无线通讯，可以优化系统动态性能，提升系统的安全性与稳定性。

Description

无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车
技术领域
本申请涉及无线充电技术领域，尤其涉及一种无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车。
背景技术
随着现代社会能源短缺和环境污染问题的加剧，电动汽车作为新能源汽车受到了各界的广泛关注。电动汽车以车载动力电池组为能源来驱动车辆行驶。电动汽车的充电方式包括接触式充电和非接触式充电即无线充电，无线充电方式使用方便，无火花及触点危险，因此无线充电可能成为未来电动汽车的发展方向。
在温度较低的场景下，电动汽车上的部件需要先进行预加热后再开始充电。其中预加热的加热器由正温度系数(Pos itive Temperature Coefficient，PTC)热敏电阻构成。对于补偿网络是双边LCC或者LCL的无线充电系统，正常工作时是电流源输出，但是在带PTC负载时，需要工作在电压源模式，因此，需要进行电压源模式的控制，当无线充电系统控制PCT负载进行大范围的功率切换时，会造成无线充电系统的输出电压过冲与整流电路峰值过高的问题，影响系统的安全稳定。
发明内容
本申请提供一种无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车。本申请在负载进行大范围的功率切换时，可以有效抑制系统的输出电压过冲与整流电流峰值，优化动态性能，提升系统的安全稳定性。
第一方面，本申请提供一种无线充电系统，本申请的无线充电系统可以包括发射端和接收端。其中，发射端可以包括逆变电路、发射端补偿网络、发射线圈和发射端控制电路。发射端可以包括逆变电路、发射端补偿网络、发射线圈和发射端控制电路。逆变电路可以将输入电源的直流电转换为交流电，并传输给发射端补偿网络，发射端补偿网络可以将交流电进行补偿后输送给发射线圈，发射线圈可以将接收到的交流电以交变磁场的形式发射出去以使接收端接收。接收端可以包括接收线圈、接收端补偿网络、整流电路和接收端控制电路。接收端补偿网络可以对交流电进行补偿后输送给整流电路，整流电路可以将补偿后的交流电整流为直流电提供给负载。本申请的接收端控制电路可以获取负载电流，并在负载电流小于第一电流阈值时，调节整流电路的占空比，以使整流电路的输入电压降低到第一电压阈值。本申请的发射端控制电路可以获取逆变电路的输出电流，并可以在逆变电路的输出电流小于第二电流阈值时，通过对逆变电路中开关管的控制，以使得逆变电路的输出电压降低到第二电压阈值。
采用本申请的无线充电系统，不需要发射端与接收端之间的无线通信，可靠性高，本申请的无线充电系统可以通过实时监控负载信息，并可以在负载功率进行大范围切换时，可以有效抑制系统的输出电压过冲与整流电流峰值，优化动态性能，进而可以提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，逆变电路可以为全桥逆变电路，逆变电路可以包括两个桥臂，两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂的开关管均为可控开关管。因此，发射端控制电路可以在逆变电路的输出电流小于第二电流阈值时，控制上半桥臂的开关管关断，并控制下半桥臂的开关管导通。这样可以在负载功率发生大范围切换时，关断发射端的输入，进而可以抑制系统的输出电压过冲与整流电流峰值。
作为一种可选地实现方式，调节整流电路的占空比，可以包括：在多个连续时间段，将整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比。其中，初始占空比可以为控制整流电路处于恒压模式时的占空比，扰动占空比为控制整流电路的输入电压降低到第二电压阈值时的占空比。这样即可使得整流电路的输入电压降低到阈值，同时不会让整流电流的峰值过高，提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，多个连续时间段，将整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比，可以包括：在第一时间段，调节整流电路的占空比为第一占空比d1；在第二时间段，调节整流电路的占空比为第二占空比d2。其中，第一占空比d1小于第二占空比d2，第二占空比d2为扰动占空比。这样可以使得整流电路的输入电压降低到阈值，同时不会让整流电流的峰值过高，提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，第一时间段可以为第一个谐振周期，第二时间段可以为第二个谐振周期；或者在另一些实现方式中，第一时间段可以为第一个谐振半周期，第二时间段可以为第二个谐振半周期。
作为一种可选地实现方式，第一占空比d1可以满足以下公式：
其中，dPI为初始占空比，dm为扰动占空比；
第二占空比d2可以满足以下公式：
d2＝dm。
第二方面，本申请提供一种无线充电的发射端，包括逆变电路、发射端补偿网络、发射线圈和发射端控制电路。逆变电路可以将输入电源的直流电转换为交流电，并传输给发射端补偿网络。因此发射端补偿网络可以将交流电进行补偿后输送给发射线圈。发射线圈可以将接收到的交流电以交变磁场的形式发射出去以使接收端接收。本申请的发射端控制电路可以获取所述逆变电路的输出电流，并在所述逆变电路的输出电流小于第二电流阈值时，通过对逆变电路中开关管的控制，以使得逆变电路的输出电压可以降低到第二电压阈值。采用本申请的无线充电的发射端，不需要发射端与接收端之间的无线通信，发射端可以快速的获取到接收端的负载信息，可靠性高，并且还可以在负载功率发生大范围切换时，进一步抑制系统的输出电压过冲与整流电流峰值。
作为一种可选地实现方式，逆变电路可以为全桥逆变电路，逆变电路可以包括两个桥臂，这两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂的开关管均可以为可控开关管。基于这样的设计，本申请可以实现直流电能转换为交流电能，并进行电能的控制。
作为一种可选地实现方式，发射端控制电路对逆变电路中开关管的控制，可以包括：在逆变电路的输出电流小于第二电流阈值时，可以控制两个桥臂的上半桥臂的开关管关断，并控制两个桥臂的下半桥臂的开关管导通。基于这样的设计，本申请可以在负载功率发生大范围切换时，关断发射端的输入，进而可以抑制系统的输出电压过冲与整流电流峰值。
第三方面，本申请提供一种无线充电的接收端，接收端可以包括接收线圈、接收端补偿网络、整流电路和接收端控制电路。接收线圈可以将发射端发射的交变磁场转换为交流电输送给接收端补偿网络。接收端补偿网络可以对所述交流电进行补偿后输送给整流电路。整流电路可以将补偿后的交流电整流为直流电提供给负载。本申请的接收端控制电路可以获取负载电流，并可以在负载电流小于第一电流阈值时，调节输出至整流电路的占空比，以使整流电路的输入电压降低到第一电压阈值。采用本申请的无线充电的接收端，不需要发射端与接收端之间的无线通信，可以通过接收端的扰动控制，向发射端传递负载信息，可以让发射端快速动作，这样在负载功率大范围切换的情况下，可以有效抑制输出电压过冲，优化动态性能。
作为一种可选地实现方式，调节整流电路的占空比，可以包括：在多个连续时间段，将整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比。其中，初始占空比可以为控制整流电路处于恒压模式时的占空比，扰动占空比为控制整流电路的输入电压降低到第二电压阈值时的占空比。这样即可使得整流电路的输入电压降低到阈值，同时不会让整流电流的峰值过高，提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，在多个连续时间段，将整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比，可以包括：在第一时间段，调节整流电路的占空比为第一占空比d1；在第二时间段，调节整流电路的占空比为第二占空比d2。其中，第一占空比d1小于第二占空比d2，第二占空比d2为扰动占空比。基于这样的设计，本申请可以使得整流电路的输入电压降低到阈值，同时不会让整流电流的峰值过高，提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，第一时间段可以为第一个谐振周期，并且第二时间段可以为第二个谐振周期。或者在另一些实现方式中，第一时间段也可以为第一个谐振半周期，第二时间段可一为第二个谐振半周期。这样可以使得整流电路的输入电压降低到阈值，同时不会让整流电流的峰值过高，提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，第一占空比d1可以满足以下公式：
其中，dPI为初始占空比，dm为扰动占空比；
第二占空比d2可以满足以下公式：
d2＝dm。
基于这样的设计，本申请可以使得整流电路的输入电压降低到阈值，同时不会让整流电流的峰值过高，提升系统的安全稳定性。
作为一种可选地实现方式，整流电路可以包括两个桥臂，两个桥臂的上半桥臂的开关管均为二极管，两个桥臂的下半桥臂的开关管均为可控开关管。或者在另一些实现方式中，整流电路可以包括两个桥臂，两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂的开关管均为可控开关管。基于这样的设计，可以使得交流电能转换为直流电能，并为负载供电。
第四方面，本申请还提供一种电动汽车，电动汽车包括如上述所述的无线充电的接收端，还包括动力电池组。动力电池组用于与接收端电连接，以使用来自接收端的电能进行充电，同时用于为电动汽车提供电能。
本申请实施例提供的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车，在负载进行大范围的功率切换时，可以有效抑制系统的输出电压过冲，优化动态性能，提升系统的安全稳定性。
附图说明
图1为本申请实施例的无线充电系统的示意图。
图2为本申请实施例的无线充电系统的应用环境图。
图3为图2提供的无线充电系统的结构示意图。
图4为本申请实施例的无线充电系统的电路示意图。
图5A至图5D为图4中的无线充电的接收端的工作示意图。
图6为本申请实施例的接收端的控制方法的流程示意图。
图7为本申请实施例的发射端的控制方法的流程示意图。
图8为采用本申请的无线充电系统的仿真波形图。
图9为采用副边控制的仿真波形图。
图10为采用本申请的无线充电系统的另一仿真波形图。
图11为采用副边控制的另一仿真波形图。
图12为采用本申请的双边控制与副边控制的输出过压对比图。
图13为采用本申请的双边控制与副边控制的整流峰值电流对比图。
图14为本申请实施例的无线充电系统的另一电路示意图。
图15为采用本申请的无线充电系统的另一仿真波形图。
具体实施方式
为使本申请实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
需要说明的是，当一个元件被认为是“连接”另一个元件，它可以是直接连接到另一个元件或者可能同时存在居中设置的元件。当一个元件被认为是“设置在”另一个元件，它可以是直接设置在另一个元件上或者可能同时存在居中设置的元件。
除非另有定义，本文所使用的所有的技术和科学术语与属于本申请的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。本文中在本申请的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是旨在于限制本申请。本文所使用的术语“及/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。
本申请提供的无线充电的接收端，通过接收线圈无线感应发射端发送的交变磁场并将交变磁场转换为直流电给负载充电。当无线充电的接收端和无线充电的发射端应用于电动汽车领域时，发射端可以位于地面，接收端可以位于车上。接收端可以为电动汽车的车载动力电池组进行充电。可以理解，无线充电不仅可以应用于电动汽车，也可以应用于其他无线充电场景，例如为无人机进行无线充电。下面将以应用于电动汽车为例进行说明。
动力电池是电动汽车的重要组成部分，影响电动汽车的行驶里程、加速度等关键性能。动力电池的性能受温度影响，例如过低的温度将会影响电池的充放电性能，降低电池的使用寿命与安全性能，因此需要电动汽车中的电池加热系统控制电池的温度处于最适宜的工作温度。
目前电池加热系统可以采用PTC热敏电阻作为加热元件，PTC热敏电阻是一种具有正温度系数的热敏电阻材料，在温度超过某个点后进入正温度特性区，PTC热敏电阻的阻值会随着温度升高而增大，具有升温迅速、热转换效率高、自动恒温和安全可靠等优点。因此，PCT热敏电阻可以作为电动汽车中调节电池温度的一种负载。在一种场景下，例如，在无线充电系统的恒压模式下，若PTC负载进行较大范围的功率切换，无线充电系统的输出电压会产生电压过冲等动态性能问题，影响系统的安全运行。
针对上述问题，本申请提供了一种无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车，可以在负载进行大范围的功率切换时，有效抑制系统的输出电压过冲，优化动态性能，提升无线充电系统的安全稳定性。
请参阅图1，图1所示为本申请的一个实施例提供的无线充电系统300的示意图。
本实施例中，无线充电系统300可以包括无线充电的发射端201和无线充电的接收端101。无线充电的发射端201用于为无线充电的接收端101提供电能，以为动力电池组进行充电。
请参阅图2，图2所示为本申请提供的电动汽车无线充电系统的示意图。
本申请的无线充电系统300可以包括电动汽车100和无线充电站200。
无线充电的接收端101可以位于电动汽车100上，无线充电的发射端201可以位于地面的无线充电站200。
无线充电系统300的充电过程是无线充电的接收端101和无线充电的发射端201通过非接触式充电的形式来完成电能的传递，给动力电池组充电。
无线充电站200具体可以为固定无线充电站、固定无线充电停车位或无线充电道路等。无线充电的发射端201可以设置在地面上或者埋于地面下(图中所示为无线充电的发射端201埋于地面下的情况)。
无线充电的接收端101可以集成在电动汽车100的底部，当电动汽车100进入无线充电的发射端201的无线充电范围时，即可通过无线充电方式进行充电。可以理解，无线充电的接收端101的功率接收模块和整流电路可以集成在一起，也可以分离，本申请对此不作具体限定。当功率接收模块和整流电路分离时，整流电路的整流器可以放在车内。
无线充电的发射端201的功率发射模块和逆变器可以集成在一起，也可以分离。此外，非接触式充电可以是无线充电的接收端101和无线充电的发射端201通过电场或磁场耦合方式进行能量传输，具体可为电场感应、磁感应、磁共振或无线辐射等方式，本申请实施例对此不做具体限制。电动汽车100和无线充电站200之间还可以双向充电，即无线充电站200可以通过供电电源向电动汽车100充电，也可以由电动汽车100向供电电源放电。
请参阅图3，图3所示为图2提供的电动汽车无线充电系统的结构示意图。
图3示出的无线充电的发射端201可以包括发射变换模块202、功率发射模块203、发射控制模块204、发射通讯模块205、认证管理模块206和存储模块207。
无线充电的接收端101可以包括功率接收模块102、接收控制模块103、接收变换模块104、接收通讯模块105、储能管理模块106和储能模块107。
此外，接收变换模块104可以通过储能管理模块106和储能模块107连接，接收到的能量用于对储能模块107充电，进一步用于电动汽车的驱动。
储能管理模块106和储能模块107可以位于无线充电的接收端101的内部，也可以位于无线充电接收端101外部，本申请实施例对此不作具体限制。
功率接收模块102可以包括接收线圈。发射变换模块202可以与外部电源连接，将从外部电源中获取的交流电或直流电转换为高频交流电。当外部电源的输入为交流电时，发射变换模块202至少包括功率因数校正单元和逆变器。当外部电源的输入为直流电时，发射变换模块202至少包括逆变器。其中，功率因数校正单元用于使无线充电系统的输入电流相位与电网电压相位一致，减小无线充电系统的谐波含量，提高功率因数值，以减少无线充电系统对电网的污染，提高可靠性。
功率因数校正单元还可根据后级需求，升高或者降低功率因数校正单元的输出电压。逆变器将功率因数校正单元输出的电压转换成高频交流电压后作用在所述功率发射模块203上，高频交流电压可以提高发射效率及传输距离。
外部电源可以位于无线充电的发射端201内部或外部。功率发射模块203用于将发射变换模块202输出的交流电以交变磁场的形式进行发射。功率发射模块203可以包括发射线圈。
发射控制模块204可以根据实际无线充电的发射功率需求，控制发射变换模块203的电压、电流和频率变换参数调节，以控制功率发射模块203中高频交流电的电压和电流输出调节。
发射通讯模块205和接收通讯模块105可以实现无线充电的发射端201和无线充电的接收端101之间的无线通讯，包括功率控制信息、故障保护信息、开关机信息、交互认证信息等。一方面，无线充电的发射端201可以接收无线充电的接收端101发送的电动汽车的属性信息、充电请求和交互认证信息等信息。另一方面，无线充电的发射端201还可向无线充电的接收端101发送无线充电发射控制信息、交互认证信息、无线充电历史数据信息等。
具体地，上述无线通讯的方式可以包括但不仅限于蓝牙(Bluetooth)、无线宽带(WIreless-Fidelity，WiFi)、紫蜂协议(Zigbee)、射频识别技术(Radio FrequencyIdentification，RFID)、远程(Long Range，Lora)无线技术、近距离无线通信技术(NearField Communication，NFC)中的任意一种或多种的组合。进一步地，发射通讯模块205还可以与电动汽车的所属用户的智能终端进行通讯，所属用户通过通讯功能实现远程认证和用户信息传输。其中认证管理模块206用于无线充电系统中无线充电的发射端201与电动汽车的交互认证和权限管理。
存储模块207用于存储无线充电的发射端201的充电过程数据、交互认证数据(例如交互认证信息)和权限管理数据(例如权限管理信息)等，其中，交互认证数据和权限管理数据可为出厂设置也可为用户自行设置的，本申请实施例对此不作具体限制。功率接收模块102以交变磁场的形式接收功率发射模块203发射的电磁能量。
可以理解，无线充电系统中的功率发射模块203和功率接收模块102的补偿电路的结构组合形式有S-S型、P-P型、S-P型、P-S型、LCL-LCL型、LCL-P型和LCC-LCC型等，本申请实施例对此不作具体限制。
无线充电的发射端201和无线充电的接收端101可以功能互换，即无线充电的接收端101也可以反过来给无线充电的发射端201充电。
接收变换模块104可以将功率接收模块102接收的电磁能量转换成为储能模块107充电所需要的直流电。接收变换模块104至少可以包括补偿电路和整流器，其中整流器将功率接收模块接收的高频谐振电流和电压转换成直流电。
接收控制模块103可以根据实际无线充电的接收功率需求，调节接收变换模块104的电压、电流和频率等参数。无线充电系统的输出特性可以呈电流源特性或电压源特性，主要由发射端和接收端的补偿网络共同决定。
请参阅图4，图4所示为本申请的一个实施例提供的无线充电系统300的电路示意图。
无线充电系统300可以包括无线充电的发射端201和无线充电的接收端101。无线充电的发射端201位于地面，无线充电的接收端101位于车辆上。
本申请实施例中的无线充电系统采用双边LCC补偿网络结构。具体地，无线充电的发射端201可以包括逆变电路208、发射端补偿网络209、发射端控制电路210和发射线圈L1。无线充电的接收端101可以包括接收端补偿网络109、接收端控制电路110、接收线圈L2和整流电路111。以下将以无线充电的发射端201采用双边LCC补偿网络的原边以及无线充电的接收端101采用双边LCC补偿网络的副边为例进行说明。可以理解，在其他的实现方式中，发射端补偿网络209和所述接收端补偿网络109也可以是LCL。
可以理解，本实施例中将以逆变电路208为全桥逆变电路为例进行说明，逆变电路208可以包括两个桥臂，且两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂均为可控开关管。在具体的实现方式中，逆变电路208可以包括四个可控开关管，四个可控开关管分别为开关管Q1-Q4，逆变电路208可以将直流电源400输出的直流电逆变为交流电。发射端补偿网络209可以将逆变电路208输出的交流电进行补偿后输送给所述发射线圈L1。的发射线圈L1用于所述发射端补偿网络209补偿后的交流电以交变磁场的形式发射出去。
发射端补偿网络209可以包括电感Lf1、电容C1和电容Cf1。
开关管Q1的第一端可以信号连接于发射端控制电路210，或者开关管Q1的第一端可以电连接于发射端控制电路210。开关管Q1的第二端电连接于直流电源400的第一端和开关管Q2的第二端，开关管Q1的第三端电连接于开关管Q3的第二端。发射端控制电路210可以控制开关管Q1的状态。例如，发射端控制电路210可以控制开关管Q1导通或者关断。
开关管Q2的第一端可以信号连接于发射端控制电路210，或者开关管Q2的第一端可以电连接于发射端控制电路210。开关管Q2的第二端电连接于直流电源400的第一端和开关管Q1的第二端，开关管Q2的第三端电连接于开关管Q4的第二端。发射端控制电路210可以控制开关管Q2的状态。例如，发射端控制电路210可以控制开关管Q2导通或者关断。
开关管Q3的第一端可以信号连接于发射端控制电路210，或者开关管Q3的第一端可以电连接于发射端控制电路210。开关管Q3的第二端电连接于开关管Q1的第三端，开关管Q3的第三端电连接于直流电源400的第二端。发射端控制电路210可以控制开关管Q3的状态。例如，发射端控制电路210可以控制开关管Q3导通或者关断。
开关管Q4的第一端可以信号连接于发射端控制电路210，或者开关管Q4的第一端可以电连接于发射端控制电路210。开关管Q4的第二端电连接于开关管Q2的第三端，开关管Q4的第三端电连接于直流电源400的第二端。发射端控制电路210可以控制开关管Q4的状态。例如，发射端控制电路210可以控制开关管Q4导通或者关断。
电感Lf1的第一端电连接于开关管Q1的第三端与开关管Q3的第二端之间的节点A，电感Lf1的第二端电连接于电容C1的第一端和电容Cf1的第一端，电容Cf1的第二端电连接于开关管Q2的第三端与开关管Q4的第二端之间的节点B。电容C1的第二端电连接于发射线圈L1第一端，发射线圈L1的第二端电连接于电容Cf1的第二端和节点B。
本实施例中，电感Lf1与电容Cf1的参数可以按照以下公式(1)进行配置。
其中，ω是系统角频率，ω＝2πf，f为系统工作频率。
本实施例中，电容C1的参数可以按照以下公式(2)进行配置。
其中，L1为所述发射线圈自感。
接收线圈L2以交变磁场的形式接收发射线圈L1发射的电磁能量。接收端补偿网络109可以将接收线圈L2接收的交流电进行补偿后输送给整流电路111。整流电路111为全桥整流电路。整流电路111将接收端补偿网络109补偿后的交流电转换为直流电，以给负载R0供电。
接收端补偿网络109可以包括电感Lf2、电容C2和电容Cf2。本实施例中，整流电路111包括两个桥臂，且两个桥臂的上半桥臂均为二极管，两个桥臂的下半桥臂均为开关管。在具体地实现方式中，整流电路111可以包括开关管S1、开关管S2、二极管D1和二极管D2。
电容C2的第一端电连接于发射线圈L2的第一端，电容C2的第二端电连接于电容Cf2的第一端和电感Lf2的第一端，电容Cf2的第二端电连接于发射线圈L2的第二端，电容Cf2的第二端电连接于二极管D2的阳极与开关管S2的第二端之间的节点b，电感Lf2的第二端电连接于二极管D1的阳极与开关管S1的第二端之间的节点a。
开关管S1的第一端可以信号连接于接收端控制电路110，或者开关管S1的第一端可以电连接于接收端控制电路110。开关管S1的第二端电连接于二极管D1的阳极，开关管S1的第三端电连接于开关管S2的第三端。接收端控制电路110可以控制开关管S1的状态。例如，接收端控制电路110可以控制开关管S1导通或者关断。
二极管D1的阴极电连接于二极管D2的阴极、电容C0的第一端和负载的第一端。其中，负载为PTC负载。
开关管S2的第一端可以信号连接于接收端控制电路110，或者开关管S2的第一端可以电连接于接收端控制电路110。开关S2的第二端电连接于二极管D2的阳极，开关管S2的第三端电连接于开关管S1的第三端、电容C0的第二端和负载的第二端。接收端控制电路110可以控制开关管S2的状态。例如，接收端控制电路110可以控制开关管S2导通或者关断。
可以理解，接收端控制电路110可以控制系统的输出电压(或者输出电流、或者输出功率)，能够产生发射线圈L1的电流参考信号，进而可以控制整流电路111的可控开关管的导通和关断。发射端控制电路210通过控制逆变电路208的可控开关管的导通和关断实现对发射线圈L1电流的控制。接收端控制电路110可以根据发射线圈L1电流的大小在整流电路111输入端产生相应的电流，以便接收端控制电路110可以根据该电流进行相位锁定。
本实施例中，电感Lf2与所述电容Cf2的参数可以按照以下公式(3)进行配置。
本实施例中，电容C2的参数可以按照以下公式(4)进行配置。
其中，L2为所述接收线圈自感。
可以理解，通过上述四个公式的配置，可以使得发射端补偿网络209和接收端补偿网络109配置成双边LCC补偿网络，并且双边LCC网络可以完全匹配，以使无线充电系统处于谐振状态，进而可以减少所述无线充电系统的无功功率，提高电能传输的效率。
可以理解，作为本申请的一种示例，双边LCC网络可以按照如下表1的参数进行配置。
表1
参数值 参数值
M 18.75μH <![CDATA[C<sub>f1</sub>]]> 159.76nF
<![CDATA[L<sub>1</sub>]]> 46.35μH <![CDATA[C<sub>f2</sub>]]> 308.42nF
<![CDATA[L<sub>2</sub>]]> 111.68μH <![CDATA[C<sub>1</sub>]]> 120.87nF
<![CDATA[L<sub>f1</sub>]]> 11.12μH <![CDATA[C<sub>2</sub>]]> 36.76nF
<![CDATA[L<sub>f2</sub>]]> 9.60μH <![CDATA[C<sub>o</sub>]]> 420.00μF
接收端控制电路110用于采样负载信息，例如，接收端控制电路110可以采样负载R0的电压和电流。本实施例中的负载R0为PTC负载。接收端控制电路110可以判断负载R0功率是否发生大范围变化。
可以理解，PTC负载在空载和满载之间具有多个档位，当电动汽车需要切换加热功率时，则需要进行档位切换，例如0％负载、25％负载、50％负载、75％负载和100％负载等多个负载档位。当电动汽车的负载档位切换时，功率变化范围越大，引起的电压动态过冲越大，影响系统的安全运行。举例说明，在一种场景下，当电动汽车的控制系统监测到车内的温度过高时，电动汽车需要进行负载档位的切换，电动车中的控制系统可以控制PTC负载从满载切换至空载。在该场景下，负载功率的变化范围越大，将会引起的电压动态过冲，影响系统的安全运行。由此接收端控制电路110可以实时地监控到负载信息，从而可以确定负载功率的变化。接收端控制电路110可以在负载功率大范围变化时，对输出过压与整流电流的峰值进行抑制。在另一种可能的场景下，当电动汽车的负载功率没有发生大范围变化时，本申请可以采用稳态控制方法对无线充电的接收端进行控制。其中，稳态控制方法的具体实现过程可以参见以下图5A-图5D的相关描述。
如图5A所示，在第一时间段内，即在整流电路111的输入电流Ie的正半周期内，接收端控制电路110可以输出高电平信号给所述开关管S2，并可以输出低电平信号给开关管S1，进而可以控制开关管S2导通，并可以控制开关管S1关断，并且二极管D1可以导通。此时，整流电路111的输入电流Ie为负载R0进行供电。其中，整流电路111的输入电流Ie的电流路径如图5A中的线路S51所示。在第一时间段内，负载R0的电压U0开始上升。
如图5B所示，在第二时间段内，即在进入输入电流Ie的负半周期之后，接收端控制电路110可以输出高电平信号给开关管S1和开关管S2，进而可以控制开关管S1和开关管S2导通，此时负载R0被旁路。其中，负载R0的旁路时间为tc，tc为旁路占空比d乘以半个谐振周期的时间。整流电路111的输入电流Ie的电流路径如图5B中的线路S52所示。在此第二时间段内，负载R0的电压U0下降。
如图5C所示，在第三时间段内，即在开关管S1和开关管S2导通tc之后，接收端控制电路110可以输出高电平信号给开关管S1，并可以输出低电平信号给开关管S2，进而可以控制开关管S1导通，并控制开关管S2关断，此时输入电流Ie将通过二极管D2和开关管S1将能量输出给负载R0。整流电路111的输入电流Ie的电流路径如图5C中的线路S53所示。在此第三时间段内，负载R0的电压U0上升。
如图5D所示，在第四时间段内，接收端控制电路110可以输出高电平信号给开关管S1和开关管S2，进而可以控制开关管S1和开关管S2导通，以将负载R0旁路。其中，负载R0的旁路时间为tc，tc为旁路占空比d乘以半个谐振周期的时间。整流电路111的输入电流Ie的电流路径如图5D中的线路S54所示。在此第四时间段内，负载R0的电压U0下降。
由上图5A-5D可以看出，本申请通过对负载R0的旁路时间tc进行控制，以得到所需要的输出电压，可以实现对负载R0的恒压控制。本申请可以实现开关管S1和开关管S2的零电压导通以及二极管D1和二极管D2的零电流关断，减小开关损耗且提高效率。
请参阅图6，为图4所示的接收端控制电路110的控制流程图，包括以下步骤：
步骤S61：检测负载电流。
以图4示出的无线充电系统为例进行说明，接收端控制电路110可以检测负载R0的电流I0，并记录稳态电流I0_stable。
步骤S62：获取电流阈值Ith2。
接收端控制电路110还可以通过设定的调制阈值KTH2，并可以根据调制阈值KTH2和稳态电流I0_stable计算电流阈值Ith2。其中，副边的调制阈值KTH2可以根据不同的系统特性与过冲幅度进行调整。举例说明，假设调制阈值KTH2为0.8，且记录得到的稳态电流I0_stable为10A，接收端控制电路110可以获取到电流阈值Ith2为8A。
步骤S63：判断负载电流是否小于所述电流阈值Ith2。若负载电流小于电流阈值，进入步骤S64，否则返回步骤S61。
接收端控制电路110可以比较负载电流I0和电流阈值Ith2的大小。
接收端控制电路110可以通过判断负载电流是否小于所述电流阈值，来判断负载R0的功率变化。作为一种示例，假设电流阈值Ith2为8A，且接收端控制电路110采样到负载电流为6A，接收端控制电路110判断到负载R0的功率发生大范围变化，接收端控制电路110需要调整输出至整流电路111的调制信号的占空比。作为另外一种示例，假设电流阈值Ith2为8A，且接收端控制电路110采样到负载电流为10A，接收端控制电路110判断到负载R0的功率没有发生大范围变化，接收端控制电路110继续检测负载电流。
步骤S64：计算输出至整流电路的调制信号的占空比。
当负载电流小于所述电流阈值Ith2时，接收端控制电路110可以计算调制信号的占空比dm。接收端控制电路110通过输出具有占空比dm的调制信号给整流电路111，以使得原边的逆变电流Iinv跌落。换而言之，接收端控制电路110通过输出具有扰动占空比dm的调制信号给整流电路111，可以使得整流电路111的输入电压Ue降低到电压阈值。其中，扰动占空比dm计算方法如下：
接收端控制电路110可以获取逆变电路208输出的电流Iinv。其中，电流Iinv可以通过下公式(5)计算得到。
其中，Ue为整流电路111的输入电压。M为发射线圈L1和接收线圈L2的互感。
整流电路111的输入电压和占空比dm可以通过以下公式(6)计算得到。
可以理解，将上述公式(6)代入公式(5)中可以得到以下的公式(7)。
步骤S65：扰动控制。
接收端控制电路110输出调制信号给整流电路111中的可控开关管，进行扰动控制。换而言之，在负载电流小于电流阈值Ith2时，接收端控制电路110可以调节整流电路111的占空比.具体的实现方式如下：
接收端控制电路110可以在多个连续时间段，将整流电路111的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比。这样可以保证原边的逆变电流可以下跌到电流阈值Ith1，同时还可以避免整流电流峰值太大。
在一种可选地实现方式中，接收端控制电路110可以在多个连续时间段，将整流电路的占空比在初始占空比的基础上以预设占空比为梯度递增至扰动占空比。初始占空比可以为控制整流电路111处于恒压模式时的占空比，扰动占空比可以为控制整流电路111的输入电压降低到阈值时的占空比。其中，预设占空比可以根据扰动占空比的调整次数进行对应调整。举例说明，若接收端控制电路110分两个连续时间段调节扰动占空比时，预设占空比可以为扰动占空比减去初始占空比得到的差值的二分之一。若接收端控制电路110分三个连续时间段调节扰动占空比时，预设占空比可以为扰动占空比减去初始占空比得到的差值的三分之一，预设占空比的调整方法可以此类推。
举例说明，在第一时间段，接收端控制电路110可以调节整流电路111的占空比为第一占空比d1。换而言之，接收端控制电路110可以在第一时间段以第一占空比d1控制整流电路111中的开关管。在第二时间段，接收端控制电路110可以调节整流电路111的占空比为第二占空比d2。接收端控制电路110可以在第二时间段以第二占空比d2控制整流电路111中的开关管。其中，第一占空比d1小于第二占空比d2。，且第二占空比d2为扰动占空比。举例说明，在一种实现方式中，本申请可以采用的一种调制方式为在第一个谐振周期先给一半的扰动增量，避免整流电流峰值太大，接着在第二个谐振周期再给全部的扰动量(即占空比dm)，保证原边的逆变电流可以下跌到电流阈值Ith1。在另一种实现方式中，本申请采用的调制方式还可以在第一个谐振半周期先给一半的扰动增量，避免整流电流峰值太大，接着在第二个谐振半周期再给全部的扰动量，保证原边的逆变电流可以下跌到电流阈值Ith1。
举例说明，第一占空比d1可以满足以下公式(8)。
其中，dPI为控制整流电路111处于恒压模式时的占空比，即稳态PI占空比。可以理解，dPI为上述提及到的初始占空比。dm可以为控制整流电路111的输入电压降低到阈值时的占空比，即dm为上述提及到的扰动占空比。
第二占空比d2可以满足以下公式(9)。
d2＝dm(9)
例如，在一种可能的场景中，扰动占空比分两个时间段进行调整，假设接收端控制电路110计算得到占空比dm为0.3，并且dPI为0.1，也就是说，扰动增量为0.2，此时的预设占空比为0.1。接收端控制电路110可以在第一个谐振周期先给一半的扰动增量，在第二个谐振周期再给全部的扰动量，即第一占空比d1为0.2，第二占空比d2为0.3。
可以理解，本申请实施例中，接收端控制电路110可以在检测到PTC负载的功率发生跳变时，通过在两个谐振周期进行扰动控制，使得整流电路111的输入电压Ue产生较大幅度的下跌的同时避免整流电流峰值过高，这样的设计可以使得原边的逆变电流快速跌落原边检测到电流跌落后可以快速关断原边能量输入，从而降低系统过冲。本申请可以通过副边的扰动控制，向原边传递负载档位切换信息，可以让原边控制快速动作，在负载功率大范围切换的情况下有效抑制输出电压过冲，优化动态性能。
请参阅图7，为图4所示的发射端控制电路210的控制流程图，包括以下步骤：
步骤S71：检测逆变电路的输出电流Iinv。
本实施例中，发射端控制电路210可以检测逆变电路208的输出电流Iinv，并记录稳态电流Iinv_stable。
步骤S72：获取电流阈值Ith1。
发射端控制电路210还可以通过设定的调制阈值KTH1，并可以根据调制阈值KTH1和稳态电流Iinv_stable计算所述电流阈值Ith1。其中，原边的调制阈值KTH1可以根据不同的系统特性与过冲幅度进行调整。
步骤S73：判断电流Iinv是否小于电流阈值Ith1。若输出电流inv小于电流阈值Ith1，进入步骤S74，否则返回步骤S71。
可以理解，发射端控制电路210可以实时地检测原边的逆变电流。当接收端控制电路110对副边进行扰动控制之后，使得原边的逆变电流产生大幅度的下跌。基于此，发射端控制电路210可以检测到电流inv是否跌落到电流阈值Ith1。本申请可以通过检测逆变电路的电流可以判断是否有负载跳变，不依赖于发射端和接收端的通信，可靠性高。
步骤S74：关断原边输入。
当检测到电流inv小于电流阈值Ith1时，发射端控制电路210可以控制逆变电路208中两个桥臂的上半桥臂的开关管关断，并控制逆变电路208中两个桥臂的下半桥臂的开关管导通。作为一种示例，发射端控制电路210输出低电平信号给开关管Q1和开关管Q2，以控制开关管Q1和开关管Q2关断。发射端控制电路210还输出高电平信号给开关管Q3和开关管Q4，以控制开关管Q3和开关管Q4导通。基于这样的设计，发射端控制电路210即可以关断原边的能量输入，这样可以降低系统过冲。
发射端控制电路210在检测到原边的输出电流Iinv跌落超过电流阈值Ith1之后，发射端控制电路210可以立即关断原边的输入。换而言之，发射端控制电路210控制开关管Q1和开关管Q2关断，并控制开关管Q3和开关管Q4导通，使得逆变电路208的输出电压Uinv为电压阈值(该电压阈值可以为0)，进而降低系统的过冲。
请参阅图8，为负载功率由9kW切换为0kW时，采用本申请的双边控制策略的仿真波形图。在某一时刻(例如0.07s)时，所述负载R0的功率由15.9kW切换为0kW，所述接收端控制电路检测到负载档位切换后，并输出调制信号给整流电路111，其中，所述调制信号的占空比产生两次突增，原边的逆变电流将会快速跌落至阈值后，发射端控制电路210控制逆变电路208的多个可控开关管，以关断原边输入。如图8所示，负载在功率切换期间时的输出电压Uo过压为2.6V，整流电流峰值有效值Ie rms为37.4A。其中PI为开关管S1和开关管S2的旁路占空比d，旁路占空比d乘半个谐振周期的时间tc即为开关管S1和开关管S2同时导通的旁路时间。
请参阅图9，为负载功率由9kW切换为0kW时，仅采用副边控制的仿真波形图。如图9所示，负载在功率切换期时的输出电压Uo过压为8.3V，整流电流峰值有效值Ie rms为61.27A。
请参阅图10，为负载功率由3.15kW切换为0kW时，采用本申请的双边控制策略的仿真波形图。在某一时刻(例如0.07s)时，所述负载R0的功率由3.15kW切换为0kW，所述接收端控制电路检测到负载档位切换后，并输出调制信号给整流电路111，其中，所述调制信号的占空比产生两次突增，原边的逆变电流将会快速跌落至阈值后，发射端控制电路210控制逆变电路208的多个可控开关管，以关断原边输入。如图10所示，负载在功率切换期间时的输出电压Uo过压为1.13V，整流电流峰值有效值Ie rms为36.5A。
请参阅图11，为负载功率由3.15kW切换为0kW时，仅采用副边控制的仿真波形图。如图11所示，负载在功率切换期时的输出电压Uo过压为3.5V，整流电流峰值有效值Ie_rms为39A。
如图12所示，为采用双边控制与副边控制的输出过压对比图。在负载功率由9kW切换至0kW的工况下，与采用副边控制相比，采用本申请双边控制策略的输出电压过压可以从8.3V降低至2.6V。在负载功率由3.15kW切换至0kW的工况下，与采用副边控制相比，采用本申请双边控制策略的输出电压过压可以从3.5V降低至1.13V。
如图13所示，为采用双边控制与副边控制的整流峰值电流对比图。在负载功率由9kW切换至0kW的工况下，与采用副边控制相比，采用本申请双边控制策略的整流电流峰值有效值可以从61.27A降低至37.4A。在负载功率由3.15kW切换至0kW的工况下，与采用副边控制相比，采用本申请双边控制策略的整流电流峰值有效值可以从39A降低至36.5A。
由图12和图13可以看出，本申请可以在负载功率大范围切换时有效地抑制输出过压与整流电流峰值。
请参阅图14，图14所示为本申请的另一个实施例提供的无线充电系统300的电路示意图。
与图4实施例示出的无线充电系统的区别在于，本实施例中，如图14所示，整流电路111还可以包括开关管S3和开关管S4。换而言之，本实施例中，整流电路111的两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂均为开关管。
开关管S3的第一端连接于接收端控制电路110，开关管S3的第二端电连接于所述电容C0的第一端，开关管S3的第三端电连接于开关管S1的第二端。开关S3的第三端可以信号连接于接收端控制电路110，或者开关管S3的第三端可以电连接于接收端控制电路110，开关管S3的第一端可以作为开关管S3的控制端，接收端控制电路110可以输出信号给开关管S3的第一端，控制开关管S3导通或者关断。
开关管S4的第一端连接于接收端控制电路110，开关管S4的第二端电连接于电容C0的第一端，开关S4的第三端电连接于开关管S2的第二端。开关管S4的第三端可以信号连接于接收端控制电路110，或者开关管S4的第三端可以电连接于接收端控制电路110，开关管S4的第一端可以作为开关管S4的控制端，接收端控制电路110可以输出信号给开关管S4的第一端，控制开关管S4导通或者关断。
本实施例中，接收端控制电路110检测所述负载信息，并在检测到所述负载功率大范围变化时，对整流电路111进行扰动控制。
作为一种示例，本申请采用的调制方式可以为：在第一个谐振周期时，在占空比dPI的基础上给1/3的扰动增量，第二个谐振周期时，在占空比dPI的基础上给2/3的扰动增量，第三个谐振周期再给全部的扰动量，保证原边的逆变电流可以下跌到电流阈值Ith1。举例说明，在一种可能的场景中，扰动占空比dm分三个时间段进行调整，假设接收端控制电路110计算得到占空比dm为0.3，并且dPI为0.1，也就是说，扰动增量为0.2，此时的预设占空比为0.066。接收端控制电路110可以在第一个谐振周期先给三分之一的扰动增量，在第二个谐振周期再给三分之一的扰动增量，在第三个谐振周期再给全部的扰动量，即第一占空比d1为0.166，第二占空比d2为0.233，第三占空比d3为0.3。这样的设计可以使得原边的逆变电流快速跌落，降低系统过冲。本申请通过分段的扰动占空比调节，可以减小输出电压的动态过冲。
相较于现有技术，本申请实施例可以降低系统成本与体积，可以在负载功率大范围切换的情况下有效抑制的系统过冲，优化动态性能。
请参阅图15，为负载功率由9kW切换为0kW时，采用本申请的双边控制策略的仿真波形图。在某一时刻(例如0.07s)时，所述负载R0的功率由9kW切换为0kW，所述接收端控制电路检测到负载档位切换后，并输出调制信号给整流电路111，其中，所述调制信号的占空比产生三次突增，原边的逆变电流将会快速跌落至阈值后，发射端控制电路控210制逆变电路208的多个可控开关管，以关断原边输入。如图15所示，负载在功率切换期间时的输出电压Uo过压为4.39V，整流电流峰值有效值Ie rms为34.85A。
本申请可以通过副边对整流电路的控制，向原边传递负载档位切换信息，可以让原边控制快速动作，在负载功率大范围切换的情况下有效抑制输出电压过冲，优化动态性能。
本技术领域的普通技术人员应当认识到，以上的实施方式仅是用来说明本申请，而并非用作为对本申请的限定，只要在本申请的实质精神范围之内，对以上实施方式所作的适当改变和变化都落在本申请要求保护的范围之内。

Claims (15)

1.一种无线充电系统，其特征在于，所述无线充电系统包括发射端和接收端；
所述发射端包括逆变电路、发射端补偿网络、发射线圈和发射端控制电路，所述逆变电路用于将输入电源的直流电转换为交流电，并传输给所述发射端补偿网络，所述发射端补偿网络用于将所述交流电进行补偿后输送给所述发射线圈，所述发射线圈用于将接收到的交流电以交变磁场的形式发射出去以使接收端接收；
所述接收端包括接收线圈、接收端补偿网络、整流电路和接收端控制电路，所述接收端补偿网络用于对所述交流电进行补偿后输送给所述整流电路，所述整流电路用于将补偿后的交流电整流为直流电提供给负载；
所述接收端控制电路用于获取负载电流，并用于在所述负载电流小于第一电流阈值时，调节所述整流电路的占空比，以使所述整流电路的输入电压降低到第一电压阈值；
所述发射端控制电路用于获取所述逆变电路的输出电流，并用于在所述逆变电路的输出电流小于第二电流阈值时，通过对所述逆变电路中开关管的控制，以使得所述逆变电路的输出电压降低到第二电压阈值。
2.根据权利要求1所述的无线充电系统，其特征在于，
所述逆变电路为全桥逆变电路，所述逆变电路包括两个桥臂，所述两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂的开关管均为可控开关管；
所述发射端控制电路还用于在所述逆变电路的输出电流小于所述第二电流阈值时，控制所述两个桥臂的上半桥臂中的开关管关断，并控制所述两个桥臂的下半桥臂中的开关管导通。
3.根据权利要求1或2所述的无线充电系统，其特征在于，所述调节所述整流电路的占空比，包括：
在多个连续时间段，将所述整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比；
其中，所述初始占空比为控制所述整流电路处于恒压模式时的占空比，所述扰动占空比为控制所述整流电路的输入电压降低到第一电压阈值时的占空比。
4.根据权利要求3所述的无线充电系统，其特征在于，所述在多个连续时间段，将所述整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比，包括：
在第一时间段，调节所述整流电路的占空比为第一占空比d1；
在第二时间段，调节所述整流电路的占空比为第二占空比d2；
其中，所述第一占空比d1小于所述第二占空比d2，所述第二占空比d2为扰动占空比。
5.根据权利要求4所述的无线充电系统，其特征在于，
所述第一时间段为第一个谐振周期，所述第二时间段为第二个谐振周期；或者，所述第一时间段为第一个谐振半周期，所述第二时间段为第二个谐振半周期。
6.根据权利要求4或5所述的无线充电系统，其特征在于，
所述第一占空比d1满足以下公式：
Figure FDA0004024249640000011
其中，dPI为所述初始占空比，dm为所述扰动占空比；
所述第二占空比d2满足以下公式：
d2＝dm。
7.一种无线充电的发射端，其特征在于，包括逆变电路、发射端补偿网络、发射线圈和发射端控制电路；
所述逆变电路用于将输入电源的直流电转换为交流电，并传输给所述发射端补偿网络；
所述发射端补偿网络用于将所述交流电进行补偿后输送给所述发射线圈；
所述发射线圈用于将接收到的交流电以交变磁场的形式发射出去以使接收端接收；
所述发射端控制电路用于获取所述逆变电路的输出电流，并用于在所述逆变电路的输出电流小于第二电流阈值时，通过对所述逆变电路中开关管的控制，以使得所述逆变电路的输出电压降低到第二电压阈值。
8.根据权利要求7所述的无线充电的发射端，其特征在于，所述逆变电路为全桥逆变电路，所述逆变电路包括两个桥臂，所述两个桥臂的上半桥臂和下半桥臂的开关管均为可控开关管。
9.根据权利要求8所述的无线充电的发射端，其特征在于，所述发射端控制电路对所述逆变电路中开关管的控制，包括：在所述逆变电路的输出电流小于所述第二电流阈值时，控制所述两个桥臂的上半桥臂中的开关管关断，并控制所述两个桥臂的下半桥臂中的开关管导通。
10.一种无线充电的接收端，其特征在于，包括接收线圈、接收端补偿网络、整流电路和接收端控制电路；
所述接收线圈用于将发射端发射的交变磁场转换为交流电输送给所述接收端补偿网络；
所述接收端补偿网络用于对所述交流电进行补偿后输送给所述整流电路；
所述整流电路用于将补偿后的交流电整流为直流电提供给负载；
所述接收端控制电路用于获取负载电流，并用于在所述负载电流小于第一电流阈值时，调节所述整流电路的占空比，以使所述整流电路的输入电压降低到第一电压阈值。
11.根据权利要求10所述的无线充电的接收端，其特征在于，所述调节所述整流电路的占空比，包括：
在多个连续时间段，将所述整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比；
其中，所述初始占空比为控制所述整流电路处于恒压模式时的占空比，所述扰动占空比为控制所述整流电路的输入电压降低到第一电压阈值时的占空比。
12.根据权利要求11所述的无线充电的接收端，其特征在于，所述在多个连续时间段，将所述整流电路的占空比由初始占空比逐步增至扰动占空比，包括：
在第一时间段，调节所述整流电路的占空比为第一占空比d1；
在第二时间段，调节所述整流电路的占空比为第二占空比d2；
其中，所述第一占空比d1小于所述第二占空比d2，所述第二占空比d2为扰动占空比。
13.根据权利要求12所述的无线充电的接收端，其特征在于，
所述第一时间段为第一个谐振周期，所述第二时间段为第二个谐振周期；或者，所述第一时间段为第一个谐振半周期，所述第二时间段为第二个谐振半周期。
14.根据权利要求12或13所述的无线充电的接收端，其特征在于，
所述第一占空比d1满足以下公式：
Figure FDA0004024249640000031
其中，dPI为所述初始占空比，dm为所述扰动占空比；
所述第二占空比d2满足以下公式：
d2＝dm。
15.一种电动汽车，其特征在于，所述电动汽车包括如权利要求10-14任意一项所述的无线充电的接收端，还包括动力电池组；
所述动力电池组用于与所述接收端电连接，以使用来自所述接收端的电能进行充电，同时用于为所述电动汽车提供电能。
CN202211716060.4A 2022-12-28 2022-12-28 无线充电的接收端、发射端、无线充电系统和电动汽车 Pending CN115912675A (zh)

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