CN115882715A - 一种基于副边反馈的ac-dc转换器反馈信号传输电路 - Google Patents

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CN115882715A CN202310137008.1A CN202310137008A CN115882715A CN 115882715 A CN115882715 A CN 115882715A CN 202310137008 A CN202310137008 A CN 202310137008A CN 115882715 A CN115882715 A CN 115882715A
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杨宇昊
何乐年
奚剑雄
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Abstract

本发明公开了一种基于副边反馈的AC‑DC转换器反馈信号传输电路，其根据对输出电压的采样与输入电压基准进行比较产生电压误差信号，并且检测系统的负载情况，在重载时根据输出负载的大小，自适应地产生一个电压抖频信号，将电压误差信号与自适应抖频信号相叠加，最后通过隔离传输电路将叠加得到的信号传递给原边主控芯片，原边主控芯片根据误差信号的大小自适应地调节原边主功率管的开关频率，实现对输出电压的闭环控制。相比传统的光耦隔离传输，本发明使用电容隔离传输，在优化系统EMI性能并获得更大的系统带宽与反馈精度的同时，还具有更小的动态功耗，并且可以和原边主控芯片全集成，有助于系统功率密度的进一步提升。

Description

一种基于副边反馈的AC-DC转换器反馈信号传输电路
技术领域
本发明属于集成电路技术领域，具体涉及一种基于副边反馈的AC-DC转换器反馈信号传输电路。
背景技术
反激式变换器被广泛应用于中小功率电源系统，尤其是电源适配器中；在节能环保的大趋势下，市场对电源效率和功率密度的要求越来越高，传统的反激式变换器如准谐振(QR)变换器不再能满足市场需求。作为传统反激式变换器的一种拓扑，反激式有源钳位变换器通过增加一个钳位功率管和一个钳位电容来吸收变压器漏感中储存的能量，并将能量传递至副边，由此避免了主功率管开启时的电压尖峰，减小电压应力的同时提高了能量转换的效率。随着第三代氮化镓(GaN)功率器件的普及，使得反激式有源钳位变换器可以达到更高的开关频率及获得更高的功率密度；目前有源钳位的拓扑结构已经广泛应用于市场上在售的中小功率电源适配器中。
随着主开关管的开关频率逐渐提升，主开关管开断时巨大的瞬时电流变化产生的电磁干扰越来越严重，对系统EMI性能的要求的愈发严苛。另外，在基于副边反馈的AC-DC转换器中，为了稳定输出电压，需要将副边输出电压与期望输出电压之间的误差信号传递回原边控制芯片，原边主控芯片根据误差信号的大小自适应地调节原边主开关管的开关频率，实现对输出电压的闭环控制。
由于原副边之间不共地，为了避免原边高压传递到副边产生安全问题或原边开关噪声传递到副边影响系统工作状态，现有的反馈电路主要使用光耦，在对原副边进行隔离的同时，将副边产生的误差信号传递回原边。尽管光耦隔离器抗干扰能力强，然而由于其传输速率较低，一般不超过10MHz；光耦还具有非线性的传输特性，降低了反馈的控制精度，极大限制了系统瞬态响应能力。另外光耦的动态功耗较高，也无法与现有CMOS硅基工艺兼容，从而无法集成，限制了系统功率密度的进一步提升。
对于隔离型开关电源，公开号为CN114465461A的中国专利申请提出了一种反馈电路及其控制方法，如图1所示，三端可调稳压器TL431和光耦共同组成反馈电路，输出电压Vo通过电阻R1、R2分压后送入TL431中与其内部基准比较，由于TL431的输出电压与输入成反比，在轻载时，输出电流小，Vo较大，故TL431输出电压Vm将减小，Vm施加于光敏二极管D2和R5两端，因此流过光敏二极管的电流也将减小；光耦反馈电流与负载电流将有同样的变化趋势，减小了轻载或空载时光耦反馈电流造成的损耗。虽然该专利技术优化了整机的轻载功耗，然而需要额外的分立元件TL431和光耦电路，无法与主控芯片集成，不利于系统功率密度的提升，同时也增加了系统成本。
文献[Ma C,Wang K,Wang J F.Control Design and Realization of a FastTransient Response,High-Reliability DC-DC Converter With a Secondary-SideControl Circuit[J].IEEE Access,2021,PP(99):1-1]中提出了一种反馈电路及其控制方法，如图2所示，主控芯片位于副边并通过辅助绕组T2检测原边励磁电流，CS端口电压的大小反映励磁电流的大小，副边输出电压Vo分压后在误差放大器EA中与基准电压REF进行比较，产生电压误差信号；电压误差信号之后送入PWM比较器中，与斜坡补偿Vramp和CS端口输出电压的叠加电压比较，产生原边主开关管和同步整流管S2的开关控制信号，该信号最终通过磁耦隔离器传输至原边，控制原边主管S1的开断，磁耦隔离器内部的片上变压器允许信号通过电磁感应的方式隔离传输至原边。虽然该方法相比以上专利技术所介绍的反馈方式少使用一个分立元件TL431，并使反馈电路与主控芯片的集成成为可能，然而磁耦隔离器中片上变压器的制作需要专有的集成电路制造工艺，价格昂贵，同时其电磁感应的信号传输方式，非常容易受到电磁干扰的影响，当系统工作条件较恶劣时，误差电压可能无法正确传输。
发明内容
鉴于上述，本发明提供了一种基于副边反馈的AC-DC转换器反馈信号传输电路，使用电容模拟隔离器替换传统光耦隔离器，并结合负载自适应抖频方案，在提升反馈精度、系统带宽等指标的同时，有效减少了系统对外电磁干扰，提升了EMI性能，同时还具有更小的动态功耗，并且可以和原边主控芯片全集成，有助于系统功率密度的进一步提升。
一种基于副边反馈的AC-DC转换器反馈信号传输电路，用于实现基于副边反馈的AC-DC转换器将副边产生的反馈信号隔离传输至原边，所述AC-DC转换器反馈信号传输电路包括四个端口以及三块电路，四个端口分别为副边输出电压采样端、误差比较基准端、模式基准电压端、原边反馈电压输出端，三块电路分别为：
误差电压产生电路，用于采样AC-DC转换器的输出电压，并对该输出电压进行分压后送入内部运算放大器与基准电压进行比较，产生反映负载情况的电压误差信号；
抖频信号产生电路，根据电压误差信号在AC-DC转换器工作在重载模式时产生抖动频率及抖动幅值与负载相关的抖频信号；
隔离传输电路，用于AC-DC转换器原副边的电气隔离，同时向原边提供反馈电压信号，该反馈电压信号为电压误差信号与抖频信号的叠加。
进一步地，所述误差电压产生电路包括一个运算放大器AMP1、三个电阻R1～R3以及一个电容C1，其中R1的一端接副边输出电压采样端，R1的另一端与R2的一端以及R3的一端相连，R3的另一端与C1的一端以及AMP1的正相输入端相连，C1的另一端与R2的另一端相连并接副边地，AMP1的反相输入端接误差比较基准端，AMP1的输出端产生电压误差信号。
进一步地，所述抖频信号产生电路包括五个NMOS管MN1～MN5、六个PMOS管MP1～MP6、四个反相器INV1～INV4、三个传输门TG1～TG3，三个电流源I1～I3、一个电压缓冲器BUF1、一个电容C2以及一个迟滞比较器SCHMIT1，其中MP1的源极、MP2的源极、MP3的源极、MP5的源极以及电流源I1～I3的输入端均接电源电压VDD，MP1的栅极与MP2的栅极、MP5的栅极以及SCHMIT1的正相输入端相连并接电压误差信号，MP5的漏极与MP6的源极相连，MP3的漏极与MP4的源极相连，MP6的栅极与MP3的栅极、MP4的栅极、MP4的漏极以及MN2的漏极相连，电流源I3的输出端与MP6的漏极以及TG3的一传输端相连，电流源I2的输出端与MP2的漏极以及TG2的一传输端相连，电流源I1的输出端与MP1的漏极以及TG1的一传输端相连，SCHMIT1的反相输入端接模式基准电压端，SCHMIT1的正相输出端与TG1的负选通端、TG2的负选通端以及TG3的负选通端相连，SCHMIT1的反相输出端与TG1的正选通端、TG2的正选通端以及TG3的正选通端相连，TG3的另一传输端与MN5的漏极相连，MN5的栅极与BUF1的输出端以及INV4的输入端相连，MN5的源极与MN4的漏极以及C2的一端相连并产生抖频信号，C2的另一端与MN3的源极、MN2的源极以及MN1的源极相连并接副边地，MN4的源极与MN3的漏极相连，MN4的栅极与INV4的输出端相连，MN3的栅极与MN2的栅极、MN1的栅极、MN1的漏极以及TG2的另一传输端相连，BUF1的输入端与INV3的输出端以及INV1的输入端相连，INV3的输入端以及INV2的输出端相连，INV2的输入端以及INV1的输出端相连，INV1～INV3的电源端均与TG1的另一传输端相连。
进一步地，所述隔离传输电路包括八个电阻R4～R11、三个电容C3～C5、三个运算放大器AMP2～AMP4、三个反相器INV5～INV7、一个电压缓冲器BUF2、一个电压比较器COMP1以及一个隔离电容C_ISO，其中AMP2的正相输入端接电压误差信号，AMP2的反相输入端与AMP2的输出端以及R7的一端相连，R4的一端与C3的一端相连并接抖频信号，R4的另一端与C3的另一端、R5的一端、R6的一端以及AMP3的正相输入端相连，R5的另一端接电源电压VDD，R6的另一端接副边地，AMP3的反相输入端与R7的另一端、C4的一端以及R10的一端相连，AMP3的输出端与C4的另一端以及R8的一端相连，R8的另一端与R9的一端以及INV5的输入端相连，R9的另一端与INV6的输入端以及INV5的输出端相连，INV6的输出端与R10的另一端、INV7的输入端以及BUF2的输入端相连，INV7的输出端与C_ISO的正相输入端相连，BUF2的输出端与C_ISO的反相输入端相连，C_ISO的正相输出端与AMP4的正相输入端相连，C_ISO的反相输出端与AMP4的反相输入端相连，AMP4的正相输出端与COMP1的正相输入端相连，AMP4的反相输出端与COMP1的反相输入端相连，COMP1的输出端与R11的一端相连，R11的另一端与C5的一端相连并接原边反馈电压输出端，C5的另一端接原边地。
进一步地，所述副边输出电压采样端通过反馈限流电阻与AC-DC转换器的输出电压相连，所述误差比较基准端接外部给定的基准电压，调节该基准电压的大小可使AC-DC转换器的输出电压稳定在不同的值。
进一步地，所述模式基准电压端接外部给定的模式基准电压，该模式基准电压用于判断当前AC-DC转换器的负载情况，当电压误差信号小于模式基准电压，则判定AC-DC转换器工作在重载模式下。
进一步地，所述原边反馈电压输出端用于向原边提供反馈电压信号，该信号反映了当前AC-DC转换器的负载情况，原边的主控芯片利用该信号调节AC-DC转换器中主开关管的开通时间及频率，稳定AC-DC转换器的输出电压，实现对输出电压的闭环控制。
进一步地，所述AC-DC转换器反馈信号传输电路可与AC-DC转换器的主控芯片集成在一起。
本发明AC-DC转换器反馈信号传输电路根据对输出电压的采样与输入电压基准进行比较产生电压误差信号，并且检测系统的负载情况，在重载时根据输出负载的大小，自适应地产生一个电压抖频信号，将电压误差信号与自适应抖频信号相叠加，最后通过隔离传输电路将叠加得到的信号传递给原边主控芯片，原边主控芯片根据误差信号的大小自适应地调节原边主功率管的开关频率，实现对输出电压的闭环控制。相比传统的光耦隔离传输，本发明使用电容隔离传输，在优化系统EMI性能并获得更大的系统带宽与反馈精度的同时，还具有更小的动态功耗，并且可以和原边主控芯片全集成，有助于系统功率密度的进一步提升。
附图说明
图1为一种现有隔离型开关电源反馈电路的结构示意图。
图2为另一种现有隔离型开关电源反馈电路的结构示意图。
图3为基于副边反馈的AC-DC转换器及其主控芯片以及反馈信号传输电路的结构示意图。
图4为本发明反馈信号传输电路的结构示意图。
图5为误差电压产生电路的结构示意图。
图6为抖频信号产生电路的结构示意图。
图7为系统负载变化时电压误差信号V_error、环路振荡器输出电压信号V_osc以及抖频信号V_jitter的波形示意图。
图8为隔离传输电路的结构示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。
如图3所示，本发明AC-DC转换器反馈信号传输电路包括输出电压采样Vin端、误差比较基准VREF端、模式基准电压V_mode端、原边反馈电压输出FB端。AC-DC转换器功率级电路包括输入端、输出端、EMI滤波电路、整流电路、变压器T1、主功率管QL、箝位管QH、箝位电容CC、励磁电流采样电阻RCS、整流二极管D1、输出滤波电容C1、输出滤波电感L1、输出电容CO、反馈限流电阻RFB。
如图4所示，本发明AC-DC转换器反馈信号传输电路还包括误差电压产生电路、抖频信号产生电路和隔离传输电路，误差电压产生电路的一个输入端与副边输出电压采样Vin端连接，误差电压产生电路的另一个输入端与误差比较基准VREF端连接，误差电压产生电路的输出端与抖频信号产生电路的一个输入端以及隔离传输电路的一个输入端连接，抖频信号产生电路的另一个输入端与模式基准电压V_mode端连接，抖频信号产生电路的输出端与隔离传输电路的另一个输入端连接，隔离传输电路的输出端为反馈电压输出FB端。
如图5所示，由于功率级电路中的反馈限流电阻RFB远小于误差电压产生电路中的分压电阻R1、R2，可近似认为误差电压产生电路的输入Vin等于功率级输出电压Vo；Vin经过R1、R2分压后，通过R3和C1构成RC低通滤波器，滤除高频毛刺。误差放大器AMP1的同相输入端电压近似为
Figure BDA0004086348990000061
当外部输入的电压比较基准VREF一定时，AC-DC转换器系统输出负载越重，误差电压产生电路的Vin端输入的电压越低，误差放大器AMP1的同相输入端电压越低，则误差放大器AMP1的输出电压V_error越低。相反的，如果AC-DC转换器的输出负载越轻，则误差放大器AMP1的输出电压V_error越高，误差放大器AMP1的输出电压V_error反映了系统负载的轻重。误差放大器AMP1的输出电压被送入抖频信号产生电路中，通过误差电压V_error的大小控制抖频信号的抖动频率与抖动幅度随着负载的调整而调整。由于原边主控芯片接收的反馈信号为抖频信号和电压误差信号V_error的叠加，则原边主功率管QL的开通频率也会有相应的频率抖动，以此改善系统EMI性能。
如图6所示，P沟道MOS管MP1、MP2、MP5的沟道宽长比之比为1:5:5，当它们工作在饱和区时，其源漏电流为
Figure BDA0004086348990000071
Figure BDA0004086348990000072
除MOS管沟道宽长比/>
Figure BDA0004086348990000073
外，μp为空穴迁移率、Cox为单位面积栅氧化层电容、VTHp为P沟道MOS管的开启阈值电压，这些参数均只和工艺有关。
当外部输入的电压比较基准VREF一定时，AC-DC转换器系统输出负载越轻，则误差放大器AMP1的输出电压V_error越高；相反的，如果AC-DC转换器的输出负载越重，则误差放大器AMP1的输出电压V_error越低；故MP1、MP2、MP5的源漏电流大小均受系统负载情况的调控，负载越重则源漏电流越大。三个相同的反相器INV1、INV2、INV3构成了三级环路振荡器，当传输门TG1导通时，环路振荡器的振荡周期近似为
Figure BDA0004086348990000074
其中VDD为电源电压、Cin为反相器的输入电容、Isd1为P沟道MOS管MP1的漏源电流。由于反相器输入电容只和工艺相关，则环路振荡器的振荡频率只受系统负载情况的调控，系统负载越重，其振荡频率越大。环路振荡器的输出通过电压缓冲器BUF1进行整形，BUF1的输出与反相器INV4的输出作为一组互补的开关控制信号，分别控制NMOS开关MN5和MN4交替导通，电容C2将交替地充放电。
电容C2交替地进行充放电时，其两端波形也就是抖频信号产生电路的抖频输出V_jitter将近似于三角波。C2充电时，其两端电压上升的幅值为
Figure BDA0004086348990000075
Figure BDA0004086348990000076
C2放电时，其两端电压下降幅值为/>
Figure BDA0004086348990000077
其中Icharge、Idischarge分别是C2充放电的电流。N沟道MOS管MN1、MN2、MN3的宽长比之比为1:1:1，则Icharge＝Idischarge＝I3+Isd5＝I2+Isd2，其中Isd5和Isd2分别为MP5和MP2的漏源电流。电容C2在充电和放电时其两端电压上升和下降的幅值大小一致。环路振荡器的振荡频率随着负载的加重而上升，则抖频信号产生模块的抖频输出V_jitter频率将随着负载的加重而上升，同时由于Isd5、Isd2均受误差电压V_error的调控，且负载越重，Isd5、Isd2越大即电容C2的充放电电流Icharge、Idischarge越大。虽然根据/>
Figure BDA0004086348990000081
负载加重时，MP1栅极电压减小，导致Isd1增大，TOSC将减小，然而由于MP1、MP2、MP5的沟道宽长比之比为1:5:5，负载加重时，TOSC的减小幅度将远小于Icharge、Idischarge的增加幅度，故负载加重时Vup/down即抖频信号V_jitter的幅值仍将增大。
随着负载的不断加重，抖频信号的频率和幅值不会无限增大，当负载进一步加重，V_error进一步减小，直到MP1、MP2、MP5进入深线性区。此时MOS管漏源电流将不再随着V_error的减小而增大，MP1、MP2、MP5行为将近似恒流源，从而同时限制了环路振荡器的最大振荡频率和Icharge、Idischarge的大小，即抖频信号的最大抖动频率和抖动幅值。
由于原边主控芯片通过反馈信号FB来判断系统的负载情况，实现对系统的闭环控制，而反馈信号FB是电压误差信号和抖频信号的叠加；当AC-DC转换器的输出负载在重载和轻载的交界处时，抖频信号可能会影响原边主控芯片对系统负载情况的判断，且系统工作在轻载条件下，原边励磁电流较小，主开关管开断时的
Figure BDA0004086348990000082
远小于重载下的/>
Figure BDA0004086348990000083
故在轻载模式下系统对外的电磁干扰较小，无需再借助频率抖动来分散电磁干扰能量。为了减小抖频在原边主控芯片模式切换时对系统状态的影响，提升系统的工作稳定性，反馈信号传输电路中，抖频将在系统进入轻载模式之前关闭，具体实现方式如下：当系统负载减小时，误差信号产电路的输出V_error将增大，当V_error的值大于外部输入的模式电压基准V_mode时，芯片将判定AC-DC转换器系统输出由重载过渡到轻载，此时迟滞比较器SCHMIT1的正输出端将输出1，负输出端将输出0，传输门TG1、TG2、TG3将同时被关断，此时抖频功能不被使能。由于迟滞比较器的迟滞特性，系统负载重新加重，V_error减小，且外部输入模式基准电压V_mode与V_error之间电压差值为迟滞窗口电压时，迟滞比较器的输出将重新翻转，使能抖频功能，如图7所示。
误差电压产生电路输出的电压误差信号和抖频信号产生电路输出的频率抖动信号将在隔离传输电路进行叠加，并作为AC-DC转换器的反馈信号传递给原边主控芯片。
如图8所示的隔离传输电路中，高耐压隔离电容C_ISO跨接在原副边之间，为原副边之间提供了一条信号传输通路的同时，保持了原副边之间的电气隔离。由C_ISO形成的信号通路具有高通特性，副边的反馈信号无法直接通过，需要调制到高频。隔离传输电路中，对信号使用sigma-delta调制，运算放大器AMP3和电容C4构成积分器，反相器INV6构成一位量化器部分，电阻R10构成1bit DAC，电阻R8、R9、反相器INV5构成了反相放大器结构，用来放大由AMP3、C4构成积分器输出的波动；同时反相器INV6、INV5、INV3还构成了三级环路振荡器结构产生调制所需的时钟信号，使得在反相器INV6处可以完成连续信号到离散信号到采样、量化，以上部分组成一阶delta-sigma调制器功能。
为了减小噪声干扰，提升电压驱动能力，V_error不直接送入delta-sigma调制环，而是输入由运算放大器AMP2构成的电压跟随器，将电压跟随器的输入送入调制环路。同时R5和R6(R4>>R5、R6)对VDD进行分压，得到由AMP3和C4构成积分器参考电压的DC值，其大小约为
Figure BDA0004086348990000091
由于抖频产生电路的输出V_jitter无法直接与V_error相叠加，抖频产生电路的输出V_jitter通过由R4、R5、R6、C3构成的RC高通网络，滤除DC分量后得到交流分量，再与R5、R6对VDD的分压相叠加，即将抖频信号先与积分器参考电压做叠加，这样积分器的输出将同时包含V_jitter和V_error的信息，在调制环中间接实现了抖频信号和电压误差信号的叠加。
反相器INV7的输出和电压缓冲器BUF2的输出构成了一组差分信号，这组差分信号送入隔离电容C_ISO，通过C_ISO传输至原边，从隔离电容C_ISO上接收到的信号会有较大衰减，需要恢复后才能进行解调。运算放大器AMP4具有足够的增益对从C_ISO上接收到的信号进行放大，运算放大器AMP4的差分输出送入电压比较器COMP1中，其输出即为还原的delta-sigma已调信号；最后通过由R11和C5构成的RC低通滤波器对delta-sigma已调信号进行解调，得到原边主控芯片的反馈信号FB。
上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明，熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种基于副边反馈的AC-DC转换器反馈信号传输电路，用于实现基于副边反馈的AC-DC转换器将副边产生的反馈信号隔离传输至原边，其特征在于：所述AC-DC转换器反馈信号传输电路包括四个端口以及三块电路，四个端口分别为副边输出电压采样端、误差比较基准端、模式基准电压端、原边反馈电压输出端，三块电路分别为：
误差电压产生电路，用于采样AC-DC转换器的输出电压，并对该输出电压进行分压后送入内部运算放大器与基准电压进行比较，产生反映负载情况的电压误差信号；
抖频信号产生电路，根据电压误差信号在AC-DC转换器工作在重载模式时产生抖动频率及抖动幅值与负载相关的抖频信号；
隔离传输电路，用于AC-DC转换器原副边的电气隔离，同时向原边提供反馈电压信号，该反馈电压信号为电压误差信号与抖频信号的叠加。
2.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：所述误差电压产生电路包括一个运算放大器AMP1、三个电阻R1～R3以及一个电容C1，其中R1的一端接副边输出电压采样端，R1的另一端与R2的一端以及R3的一端相连，R3的另一端与C1的一端以及AMP1的正相输入端相连，C1的另一端与R2的另一端相连并接副边地，AMP1的反相输入端接误差比较基准端，AMP1的输出端产生电压误差信号。
3.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：所述抖频信号产生电路包括五个NMOS管MN1～MN5、六个PMOS管MP1～MP6、四个反相器INV1～INV4、三个传输门TG1～TG3，三个电流源I1～I3、一个电压缓冲器BUF1、一个电容C2以及一个迟滞比较器SCHMIT1，其中MP1的源极、MP2的源极、MP3的源极、MP5的源极以及电流源I1～I3的输入端均接电源电压VDD，MP1的栅极与MP2的栅极、MP5的栅极以及SCHMIT1的正相输入端相连并接电压误差信号，MP5的漏极与MP6的源极相连，MP3的漏极与MP4的源极相连，MP6的栅极与MP3的栅极、MP4的栅极、MP4的漏极以及MN2的漏极相连，电流源I3的输出端与MP6的漏极以及TG3的一传输端相连，电流源I2的输出端与MP2的漏极以及TG2的一传输端相连，电流源I1的输出端与MP1的漏极以及TG1的一传输端相连，SCHMIT1的反相输入端接模式基准电压端，SCHMIT1的正相输出端与TG1的负选通端、TG2的负选通端以及TG3的负选通端相连，SCHMIT1的反相输出端与TG1的正选通端、TG2的正选通端以及TG3的正选通端相连，TG3的另一传输端与MN5的漏极相连，MN5的栅极与BUF1的输出端以及INV4的输入端相连，MN5的源极与MN4的漏极以及C2的一端相连并产生抖频信号，C2的另一端与MN3的源极、MN2的源极以及MN1的源极相连并接副边地，MN4的源极与MN3的漏极相连，MN4的栅极与INV4的输出端相连，MN3的栅极与MN2的栅极、MN1的栅极、MN1的漏极以及TG2的另一传输端相连，BUF1的输入端与INV3的输出端以及INV1的输入端相连，INV3的输入端以及INV2的输出端相连，INV2的输入端以及INV1的输出端相连，INV1～INV3的电源端均与TG1的另一传输端相连。
4.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：所述隔离传输电路包括八个电阻R4～R11、三个电容C3～C5、三个运算放大器AMP2～AMP4、三个反相器INV5～INV7、一个电压缓冲器BUF2、一个电压比较器COMP1以及一个隔离电容C_ISO，其中AMP2的正相输入端接电压误差信号，AMP2的反相输入端与AMP2的输出端以及R7的一端相连，R4的一端与C3的一端相连并接抖频信号，R4的另一端与C3的另一端、R5的一端、R6的一端以及AMP3的正相输入端相连，R5的另一端接电源电压VDD，R6的另一端接副边地，AMP3的反相输入端与R7的另一端、C4的一端以及R10的一端相连，AMP3的输出端与C4的另一端以及R8的一端相连，R8的另一端与R9的一端以及INV5的输入端相连，R9的另一端与INV6的输入端以及INV5的输出端相连，INV6的输出端与R10的另一端、INV7的输入端以及BUF2的输入端相连，INV7的输出端与C_ISO的正相输入端相连，BUF2的输出端与C_ISO的反相输入端相连，C_ISO的正相输出端与AMP4的正相输入端相连，C_ISO的反相输出端与AMP4的反相输入端相连，AMP4的正相输出端与COMP1的正相输入端相连，AMP4的反相输出端与COMP1的反相输入端相连，COMP1的输出端与R11的一端相连，R11的另一端与C5的一端相连并接原边反馈电压输出端，C5的另一端接原边地。
5.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：所述副边输出电压采样端通过反馈限流电阻与AC-DC转换器的输出电压相连，所述误差比较基准端接外部给定的基准电压，调节该基准电压的大小可使AC-DC转换器的输出电压稳定在不同的值。
6.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：所述模式基准电压端接外部给定的模式基准电压，该模式基准电压用于判断当前AC-DC转换器的负载情况，当电压误差信号小于模式基准电压，则判定AC-DC转换器工作在重载模式下。
7.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：所述原边反馈电压输出端用于向原边提供反馈电压信号，该信号反映了当前AC-DC转换器的负载情况，原边的主控芯片利用该信号调节AC-DC转换器中主开关管的开通时间及频率，稳定AC-DC转换器的输出电压，实现对输出电压的闭环控制。
8.根据权利要求1所述的AC-DC转换器反馈信号传输电路，其特征在于：该反馈信号传输电路可与AC-DC转换器的主控芯片集成在一起。
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