CN115864819A - 一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法、装置及控制系统 - Google Patents

一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法、装置及控制系统 Download PDF

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CN115864819A CN202211682385.5A CN202211682385A CN115864819A CN 115864819 A CN115864819 A CN 115864819A CN 202211682385 A CN202211682385 A CN 202211682385A CN 115864819 A CN115864819 A CN 115864819A
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范怀谷
王磊
叶伟强
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Abstract

本发明公开一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法、装置及控制系统，其中，方法，利用混合导通模式变换控制系统对Boost PFC变换器在任一开关周期内输出的初始电流信号、初始电压信号进行处理或计算，进而实现对Boost PFC变换器的开通或关断。在Boost PFC变换器的开通或关断的不同切换模式下，无需设置一个切换开关控制Boost PFC变换器不同模式的切换，也无需采用零电流检测/前馈控制等模式识别算法识别CCM和DCM模式，也无需在不同模式下给电流加入不同的电流修正或者调制系数计算值，因此，本发明对Boost PFC变换器的导通或关断控制过程较为简单。

Description

一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法、装置及控制 系统
技术领域
本发明涉及电力电子变换器控制技术领域，具体涉及一种混合导通模式BoostPFC变换器控制方法、装置及控制系统。
背景技术
随着对电能质量的高要求，谐波污染问题引起了社会各界越来越广泛的关注。功率因数校正(Power Factor Correction,PFC)技术可有效减少网侧电流谐波含量，提高电源功率因数，是电网供用电设备不可或缺的重要组成部分。Boost变换器因其拓扑结构简单、变换效率高、控制策略易实现等优点，被广泛用作PFC电路。随负载大小的不同，其可能工作在三种模式，在负载较重的中、大功率场合，Boost PFC变换器工作于电感电流连续导电模式(Continuous Conduction Mode,CCM)，当负载较轻时，Boost PFC变换器工作于电感电流断续模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM，此外，当变换器运行于中轻载工况时，在一个工频周期中同时出现CCM和DCM的模式，称之为混合导通模式(Mixed ConductionMode，MCM)。
目前，为了得到良好性能的变换器，不同负载下的控制器需要被分别设计。然而，当负载范围变化较宽时，只为其中一种工作模式提供良好的性能，而不足以在其它模式下也同样提供良好性能的控制器将无法满足需求。特别是不能满足变换器需要运行在多工作模式时的最新需求，如作为一个为可变负载提供电源的不间断电源，电动汽车充电器，或者云计算电源应用的需求。
为了满足宽负载变化需求，使得Boost PFC变换器在CCM和DCM都能够得到优质的输入电流波形，实现低谐波，高功率因数并网，近年来提出了几类MCM控制方法。第一方式是在CCM和DCM模式下采用不同的控制方式，同时基于一个开关来进行切换，可以在宽负载范围得到优质的电流波形，但是该控制方法的操作方式较为复杂。第二种方式是在CCM和DCM模式下，只针对DCM产生一定的补偿信号，从而实现MCM控制。但该种方式需要首先采用零电流检测/前馈控制等模式识别算法进行CCM和DCM模式的判断；另有通过在不同模式给电流加入不同的电流修正或者调制系数计算值从而在每个周期得到精准的电感电流平均值，但该种方式计算过程较为复杂。
发明内容
因此，本发明要解决的技术问题在于克服现有技术中的控制方法的操作方式较为复杂以及计算过程较为复杂，从而提供一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法、装置及控制系统。
结合第一方面，本发明实施例提供一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，用于混合导通模式变换电路，所述混合导通模式变换电路通过输入电路、等效电感、整流二极管、输出电阻依次连接形成闭合回路，在所述输出电阻两端并联等效电容，并将BoostPFC变换器的第一端连接所述等效电感，将所述Boost PFC变换器的第二端连接所述等效电容，包括如下步骤：
在混合导通模式变换电路的任一开关周期内，获取流过所述等效电感的初始电流信号和所述混合导通模式变换电路输出的初始电压信号；
通过控制系统的电压控制器处理所述初始电压信号得到所述初始电压信号的电压误差信号；
通过控制系统的第一复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到平均电流信号；
根据所述电压误差信号和所述平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于所述任一开关周期的输入参考信号；
通过控制系统的第二复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，再通过第二乘法器计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值；
基于控制系统的比较器获取所述输入参考信号和所述乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在所述任一开关周期的导通或关断。
结合第一方面，在第一方面的一种实施方式中，根据所述电压误差信号和所述平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于所述任一开关周期的输入参考信号，通过如下公式执行：
Figure BDA0004017437340000031
其中，um为所述电压误差参考信号，
Figure BDA0004017437340000032
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，/>
Figure BDA0004017437340000033
为所述平均电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间。
结合第一方面，在第一方面的另一种实施方式中，通过第二乘法器计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值通过如下公式计算：
Figure BDA0004017437340000041
其中，um为所述电压误差信号，
Figure BDA0004017437340000042
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为所述初始电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间，k-1为所述任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内所述Boost PFC变换器的导通时间。
结合第一方面，在第一方面的另一种实施方式中，通过控制系统的比较器获取所述输入参考信号和所述乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在所述任一开关周期的导通或关断，包括：
若所述输入参考信号和所述乘积值大于或等于所述电压误差信号，通过RS触发器从第一电平切换至第二电平，进而触发Boost PFC变换器断开；
若所述输入参考信号和所述乘积值小于所述电压误差信号，通过RS触发器从第二电平切换至第一电平，进而触发Boost PFC变换器导通。
结合第一方面，在第一方面的另一种实施方式中，若所述输入参考信号和所述乘积值大于或等于所述电压误差信号，通过RS触发器从第一电平切换至第二电平通过如下公式执行：
Figure BDA0004017437340000043
其中，um为所述电压误差信号，
Figure BDA0004017437340000044
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为所述初始电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间，k-1为所述任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内所述Boost PFC变换器的导通时间。
结合第一方面，在第一方面的另一种实施方式中，若所述输入参考信号和所述乘积值小于所述电压误差信号如下公式执行：
Figure BDA0004017437340000051
其中，um为所述电压误差信号，
Figure BDA0004017437340000052
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为所述初始电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间，k-1为所述任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内所述Boost PFC变换器的导通时间。
根据第二方面，本发明实施例还提供一种混合导通模式Boost PFC变换器控制装置，用于混合导通模式变换电路，所述混合导通模式变换电路通过输入电路、等效电感、整流二极管、输出电阻依次连接形成闭合回路，在所述输出电阻两端并联等效电容，并将Boost PFC变换器的第一端连接所述等效电感，将所述Boost PFC变换器的第二端连接所述等效电容，包括如下模块：
初始信号获取模块，用于在混合导通模式变换电路的任一开关周期内，获取流过所述等效电感的初始电流信号和所述混合导通模式变换电路输出的初始电压信号；
误差信号获取模块，用于通过控制系统的电压控制器处理所述初始电压信号得到所述初始电压信号的电压误差信号；
平均电流计算模块，用于通过控制系统的第一复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到平均电流信号；
参考信号计算模块，用于根据所述电压误差信号和所述平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于所述任一开关周期的输入参考信号；
乘积值计算模块，用于通过控制系统的第二复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，再通过第二乘法器计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值；
控制模块，用于基于控制系统的比较器获取所述输入参考信号和所述乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在所述任一开关周期的导通或关断。
根据第三方面，本发明实施例还提供一种混合导通模式变换控制系统，包括第一复位积分器、第二复位积分器、第一乘法器、第二乘法器、电压控制器、第一减法器、第二减法器比较器和RS触发器；其中，所述第一复位积分器用于对混合导通模式变换电路输出的初始电压信号进行积分运算得到平均电流信号，所述第一减法器用于对所述初始电压信号作减法运算，所述电压控制器用于处理经过所述第一减法器减法运算后的所述初始电压信号，并将处理后的所述初始电压信号传输给第二减法器作减法运算，再通过所述第一乘法器作乘法运算后得到输入参考信号，所述第二复位积分器用于对所述初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，所述第二乘法器用于计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值，所述比较器用于比较所述输入参考信号和所述乘积值的大小，所述RS触发器基于所述比较器的比较结果，触发Boost PFC变换器的导通或关断。
根据第四方面，本发明实施例还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机指令，所述计算机指令用于使所述计算机执行第一方面或第一方面任一实施方式中所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法。
根据第五方面，本发明实施例还提供一种计算机设备，包括：存储器和处理器，所述存储器和所述处理器之间互相通信连接，所述存储器中存储有计算机指令，所述处理器通过执行所述计算机指令，从而执行第一方面或第一方面任一实施方式中所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法。
本发明技术方案，具有如下优点：
本发明公开一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法、装置及其控制系统，其中，方法，利用混合导通模式变换控制系统对Boost PFC变换器在任一开关周期内输出的初始电流信号、初始电压信号进行处理或计算，进而实现对Boost PFC变换器的开通或关断。在Boost PFC变换器的开通或关断的不同切换模式下，无需设置一个切换开关控制BoostPFC变换器不同模式的切换，也无需采用零电流检测/前馈控制等模式识别算法识别CCM和DCM模式，也无需在不同模式下给电流加入不同的电流修正或者调制系数计算值，因此，本发明对Boost PFC变换器的导通或关断控制过程较为简单。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中混合导通模式变换电路的电路示意图；
图2为本发明实施例中混合导通模式变换控制系统的结构示意图；
图3为本发明实施例中混合导通模式变换控制方法的流程图；
图4为本发明实施例中基于混合导通模式Boost PFC变换器控制方法Boost PFC变换器的仿真结果示意图；
图5为本发明实施例中基于传统的平均电流控制的MCM Boost PFC变换器的仿真结果示意图；
图6为本发明实施例中基于本发明实施例所提出混合导通模式Boost PFC变换器控制方法Boost PFC变换器的另一仿真结果示意图；
图7为本发明实施例中基于传统的平均电流控制的MCM Boost PFC变换器的仿真结果示意图；
图8为本发明实施例中混合导通模式Boost PFC变换器控制装置的结构框图；
图9为本发明实施例中计算机设备的硬件示意图。
附图标记：
21-第一复位积分器； 22-第一减法器； 23-电压控制器；
24-第二减法器； 25-第一乘法器； 26-第二复位积分器；
27-第二乘法器； 28-比较器； 29-RS触发器。
具体实施方式
下面将结合附图对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要说明的是，术语“中心”、“上”、“下”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”、“第三”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，还可以是两个元件内部的连通，可以是无线连接，也可以是有线连接。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
此外，下面所描述的本发明不同实施方式中所涉及的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互结合。
本发明实施例提供一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，用于如图1所示的混合导通模式变换电路中，混合导通模式变换电路通过输入电路、等效电感L、整流二极管D1、输出电阻R依次连接形成闭合回路，在输出电阻R两端并联等效电容C，并将Boost PFC变换器S的第一端连接等效电感L，将Boost PFC变换器S的第二端连接等效电容C，在图1中，输入电路包括输入电源uin、输入电感Lf，输入电容Cf，整流桥,该整流桥通过整流二极管D2-D5依次连接而成，输入电源uin通过输入电感Lf连接整流桥。在图1中
Figure BDA0004017437340000101
是流过等效电感L的初始电流信号，io是流过输出电阻R的输出电流信号；ic是流过等效电容C的电流信号；uo是混合导通模式变换电路输出的初始电压信号，ug是整流桥输出的电压信号。
如图2所示，为本发明实施例中的混合导通模式变换控制系统，包括第一复位积分器21、第二复位积分器26、第一乘法器25、第二乘法器27、电压控制器23、第一减法器22、第二减法器24、比较器28和RS触发器29；其中，第一复位积分器21用于对混合导通模式变换电路输出的初始电压信号进行积分运算得到平均电流信号，第一减法器22用于对初始电压信号作减法运算，电压控制器23用于处理经过第一减法器22减法运算后的初始电压信号，并将处理后的初始电压信号传输给第二减法器24作减法运算，再通过第一乘法器25作乘法运算后得到输入参考信号，第二复位积分器用于对初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，第二乘法器27用于计算电压误差信号和积分电流信号的乘积值，比较器28用于比较输入参考信号和乘积值的大小，RS触发器29基于比较器的比较结果，触发Boost PFC变换器的导通或关断。在图2中的混合导通模式变换控制系统与图1中的混合导通模式变换电路连接。在图2中，比较器28用于将比较结果提供给RS触发器的复位端R端，RS触发器的S端输入信号由时钟信号提供；RS触发器的Q端即为Boost PFC变换器中开关S的驱动信号g(S)。
本发明实施例中的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，如图3所示，包括如下步骤：
步骤S31：在混合导通模式变换电路的任一开关周期内，获取流过等效电感的初始电流信号和混合导通模式变换电路输出的初始电压信号。
例如：任一开关周期为混合导通模式变换器的第K个开关周期，流过等效电感的初始电流信号用
Figure BDA0004017437340000114
表示，混合导通模式变换电路输出的初始电压信号用uo表示。
步骤S32：通过控制系统的电压控制器处理初始电压信号得到初始电压信号的电压误差信号。
此处的电压误差信号可以用um表示,该电压误差信号um通过图2中的电压控制器23对初始电压信号uo进行处理得到。
步骤S33：通过控制系统的第一复位积分器对初始电流信号进行积分运算得到平均电流信号。
此处的平均电流信号可以用
Figure BDA0004017437340000111
表示，其经过图2中的第一复位积分器进行积分运算得到。
步骤S34：根据电压误差信号和平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于任一开关周期的输入参考信号。
在一种具体的实施方式中，上述步骤34，根据电压误差信号和平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于任一开关周期的输入参考信号，通过如下公式(1)执行：
Figure BDA0004017437340000112
其中，um为电压误差信号，
Figure BDA0004017437340000113
uo为初始电压信号，Re为混合导通模式变换电路的等效电阻，/>
Figure BDA0004017437340000121
为平均电流信号，Ts为任一开关周期的时间。
公式(1)的结果为输入参考信号，通过图2中的第一乘法器25输出至比较器28的一端。
步骤S35：通过控制系统的第二复位积分器对初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，再通过第二乘法器计算电压误差信号和积分电流信号的乘积值。
在一种具体的实施方式中，上述步骤S35，通过第二乘法器计算电压误差信号和积分电流信号的乘积值通过如下公式(2)计算：
Figure BDA0004017437340000122
/>
其中，um为电压误差信号，
Figure BDA0004017437340000123
uo为初始电压信号，Re为混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为初始电流信号，Ts为任一开关周期的时间，k-1为任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内Boost PFC变换器的导通时间；
步骤S36：基于控制系统的比较器获取输入参考信号和乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在任一开关周期的导通或关断。
上述步骤S36：通过控制系统的比较器获取输入参考信号和乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在任一开关周期的导通或关断，包括：
第一步：若输入参考信号和乘积值大于或等于电压误差信号，通过RS触发器从第一电平切换至第二电平，进而触发Boost PFC变换器断开。
若输入参考信号和乘积值大于或等于电压误差信号，通过RS触发器从第一电平切换至第二电平通过如下公式(3)执行：
Figure BDA0004017437340000131
其中，um为输入参考信号，
Figure BDA0004017437340000132
uo为初始电压信号，Re为混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为初始电流信号，Ts为任一开关周期的时间，k-1为任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内Boost PFC变换器的导通时间。第一电平可以是高电平1，第二电平可以是低电平0。
第二步：若输入参考信号和乘积值小于电压误差信号，通过RS触发器从第二电平切换至第一电平，进而触发Boost PFC变换器导通。
若输入参考信号和乘积值小于电压误差信号如下公式(4)执行：
Figure BDA0004017437340000133
其中，um为电压误差信号，
Figure BDA0004017437340000134
uo为初始电压信号，Re为混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为初始电流信号，Ts为任一开关周期的时间，k-1为任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内Boost PFC变换器的导通时间。
例如：在任一开关周期K内，当时钟脉冲到来时，图2中的RS触发器28的Q端输出高电平1触发图1中的开关管S导通，同时第二复位积分器26从零开始对初始电流信号iL进行积分运算，所得到的积分值
Figure BDA0004017437340000135
与输入参考信号
Figure BDA0004017437340000136
进行比较，一旦积分值大于参考值时，RS触发器Q端输出由高电平1变为低电平0，触发Boost PFC变换器S关断，同时RS触发器的/>
Figure BDA0004017437340000141
端输出1使得第二复位积分器26复位，停止积分。Boost PFC变换器S和第二复位积分器26一直保持此状态直到下一个时钟脉冲到来，而后开启下一个周期，并重复以上步骤S31-步骤S36。
本发明实施例中的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，通过执行上述步骤S31-步骤S36，利用混合导通模式变换控制系统对Boost PFC变换器在任一开关周期内输出的初始电流信号、初始电压信号进行处理或计算，进而实现对Boost PFC变换器的开通或关断。在Boost PFC变换器的开通或关断的不同切换模式下，无需设置一个切换开关控制Boost PFC变换器不同模式的切换，也无需采用零电流检测/前馈控制等模式识别算法识别CCM和DCM模式，也无需在不同模式下给电流加入不同的电流修正或者调制系数计算值，因此，本发明实施例对Boost PFC变换器的导通或关断控制过程较为简单。
通过如下具体的实施例1、实施例2充分证明本发明实施例中混合导通模式BoostPFC变换器控制方法可以达到较佳效果。
本实施例1中MCM Boost PFC变换器各参数值：在图1中，uin＝50V,Lf＝2000μH,Cf＝0.2μF,L＝1000μH,C＝580μF,R＝400Ω。图4所示为基于本发明实施例中混合导通模式Boost PFC变换器控制方法Boost PFC变换器的仿真结果。图4(a)是整流桥后侧等效电感流过的初始电流信号的波形，由波形可以得出此Boost PFC变换器工作在混合模式；图4(b)是Boost PFC变换器的初始输出电压信号的波形；图4(c)为网侧电压和电流波形，由4(c)可知输入电流能够跟踪输入电压波形呈现正弦形状。图5所示为基于传统的平均电流控制的MCMBoost PFC变换器的仿真结果。图5(a)是整流桥后侧等效电感流过的初始电流信号的波形，由波形可以得出此Boost PFC变换器工作在混合模式；图5(b)是Boost PFC变换器的初始输出电压的波形；图5(c)为网侧电压和电流波形，由图5(c)可知，由于混合模式中同时存在CCM和DCM模式，在其对应的CCM模式下，输入电流跟踪输入电压波形呈现正弦形状。然而，当工作在DCM模式下，输入电流严重畸变，因此导致整个电流波形呈现中间部分凸起状的畸变形态。
本实施例2中MCM Boost PFC变换器各参数值：在图1中，uin＝50V,Lf＝2000μH,Cf＝0.2μF,L＝1000μH,C＝580μF,R＝600Ω。图6所示为基于本发明实施例所提出混合导通模式Boost PFC变换器控制方法Boost PFC变换器的仿真结果。图6(a)是整流桥后侧等效电感流过初始电流的波形，由波形可以得出此Boost PFC变换器工作在混合模式；图6(b)是Boost PFC变换器的初始输出电压信号的波形；图6(c)为网侧电压和电流波形，由图6(c)可知输入电流能够跟踪输入电压波形呈现正弦形状。图7所示为基于传统的平均电流控制的MCM Boost PFC变换器的仿真结果。图7(a)是整流桥后侧流过等效电感初始电流信号的波形，由波形可以得出此变换器工作在混合模式；图7(b)是变换器的输出电压波形；图7(c)为网侧电压和电流波形，由图可知，由于混合模式中同时存在CCM和DCM模式，在其对应的CCM模式下，输入电流跟踪输入电压波形呈现正弦形状。然而，当工作在DCM模式下，输入电流严重畸变，因此导致整个电流波形呈现中间部分凸起状的畸变形态。实施例的结果显示，传统的平均电流控制仅适用于工作在CCM模式的Boost PFC变换器控制，能够使输入电流跟踪输入电压波形呈现正弦形状，从而实现高功率因数入网。然而在MCM模式下，由于同时存在DCM模式，传统的变换电路控制因不能有效地克服变换器运行于DCM模式时所带来的非线性影响，同时由于错误的平均电流计算导致平均电感电流无法准确地跟踪参考电流，从而出现较为严重的电流畸变现象。而本发明实施例所提出的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法在CCM和DCM模式下均通用，因此，对于同时存在CCM和DCM的MCM模式，无需采用零电流检测/前馈控制等模式识别算法识别CCM和DCM模式，能够始终使输入电流跟踪输入电压波形呈现正弦形状，从而实现高功率因数入网。
基于相同构思，本发明实施例还提供一种混合导通模式Boost PFC变换器控制装置，用于混合导通模式变换电路，混合导通模式变换电路通过输入电路、等效电感、整流二极管、输出电阻依次连接形成闭合回路，在输出电阻两端并联等效电容，并将Boost PFC变换器的第一端连接等效电感，将Boost PFC变换器的第二端连接等效电容，该混合导通模式Boost PFC变换器控制装置，如图8所示，包括如下模块：
初始信号获取模块81，用于在混合导通模式变换电路的任一开关周期内，获取流过等效电感的初始电流信号和混合导通模式变换电路输出的初始电压信号。
误差信号获取模块82，用于通过控制系统的电压控制器处理初始电压信号得到初始电压信号的电压误差信号。
平均电流计算模块83，用于通过控制系统的第一复位积分器对初始电流信号进行积分运算得到平均电流信号。
参考信号计算模块84，用于根据电压误差信号和平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于任一开关周期的输入参考信号。
乘积值计算模块85，用于通过控制系统的第二复位积分器对初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，再通过第二乘法器计算电压误差信号和积分电流信号的乘积值。
控制模块86，用于基于控制系统的比较器获取输入参考信号和乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在任一开关周期的导通或关断。
基于相同构思，本发明实施例还提供了一种计算机设备，如图9所示，该计算机设备可以包括处理器91、存储器92，其中处理器91、存储器92可以通过总线或者其他方式连接，图9中以通过总线连接为例。
处理器91可以为中央处理器(Central Processing Unit，CPU)。处理器91还可以为其他通用处理器、数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)、专用集成电路(Application Specific Integrated Circuit，ASIC)、现场可编程门阵列(Field-Programmable Gate Array，FPGA)或者其他可编程逻辑器件、分立门或者晶体管逻辑器件、分立硬件组件等芯片，或者上述各类芯片的组合。
存储器92作为一种非暂态计算机可读存储介质，可用于存储非暂态软件程序、非暂态计算机可执行程序以及模块。处理器91通过运行存储在存储器92中的非暂态软件程序、指令以及模块，从而执行处理器的各种功能应用以及数据处理，即实现上述实施例中的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法。
存储器92可以包括存储程序区和存储数据区，其中，存储程序区可存储操作系统、至少一个功能所需要的应用程序；存储数据区可存储处理器91所创建的数据等。此外，存储器92可以包括高速随机存取存储器，还可以包括非暂态存储器，例如至少一个磁盘存储器件、闪存器件、或其他非暂态固态存储器件。在一些实施例中，存储器92可选包括相对于处理器91远程设置的存储器，这些远程存储器可以通过网络连接至处理器91。上述网络的实例包括但不限于电网、互联网、企业内部网、局域网、移动通信网及其组合。
所述一个或者多个模块存储在所述存储器92中，当被所述处理器91执行时，执行附图所示实施例中的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法。
上述计算机设备具体细节可以对应参阅附图所示的实施例中对应的相关描述和效果进行理解，此处不再赘述。
本领域技术人员可以理解，实现上述实施例方法中的全部或部分流程，是可以通过计算机程序来指令相关的硬件来完成，所述的程序可存储于一计算机可读取存储介质中，该程序在执行时，可包括如上述各方法的实施例的流程。其中，所述存储介质可为磁碟、光盘、只读存储记忆体(Read-Only Memory，ROM)、随机存储记忆体(Random AccessMemory，RAM)、快闪存储器(Flash Memory)、硬盘(Hard Disk Drive，缩写：HDD)或固态硬盘(Solid-State Drive，SSD)等；所述存储介质还可以包括上述种类的存储器的组合。
显然，上述实施例仅仅是为清楚地说明所作的举例，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。而由此所引伸出的显而易见的变化或变动仍处于本发明创造的保护范围之中。

Claims (10)

1.一种混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，用于混合导通模式变换电路，所述混合导通模式变换电路通过输入电路、等效电感、整流二极管、输出电阻依次连接形成闭合回路，在所述输出电阻两端并联等效电容，并将Boost PFC变换器的第一端连接所述等效电感，将所述Boost PFC变换器的第二端连接所述等效电容，其特征在于，包括如下步骤：
在混合导通模式变换电路的任一开关周期内，获取流过所述等效电感的初始电流信号和所述混合导通模式变换电路输出的初始电压信号；
通过控制系统的电压控制器处理所述初始电压信号得到所述初始电压信号的电压误差信号；
通过控制系统的第一复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到平均电流信号；
根据所述电压误差信号和所述平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于所述任一开关周期的输入参考信号；
通过控制系统的第二复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，再通过第二乘法器计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值；
基于控制系统的比较器获取所述输入参考信号和所述乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在所述任一开关周期的导通或关断。
2.根据权利要求1所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，其特征在于，根据所述电压误差信号和所述平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于所述任一开关周期的输入参考信号，通过如下公式执行：
Figure FDA0004017437330000021
其中，um为所述电压误差参考信号，
Figure FDA0004017437330000022
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，/>
Figure FDA0004017437330000023
为所述平均电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间。
3.根据权利要求1所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，其特征在于，通过第二乘法器计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值通过如下公式计算：
Figure FDA0004017437330000024
其中，um为所述电压误差信号，
Figure FDA0004017437330000025
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为所述初始电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间，k-1为所述任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内所述Boost PFC变换器的导通时间。
4.根据权利要求1所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，其特征在于，通过控制系统的比较器获取所述输入参考信号和所述乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在所述任一开关周期的导通或关断，包括：
若所述输入参考信号和所述乘积值大于或等于所述电压误差信号，通过RS触发器从第一电平切换至第二电平，进而触发Boost PFC变换器断开；
若所述输入参考信号和所述乘积值小于所述电压误差信号，通过RS触发器从第二电平切换至第一电平，进而触发Boost PFC变换器导通。
5.根据权利要求4所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，其特征在于，若所述输入参考信号和所述乘积值大于或等于所述电压误差信号，通过RS触发器从第一电平切换至第二电平通过如下公式执行：
Figure FDA0004017437330000031
其中，um为所述电压误差信号，
Figure FDA0004017437330000032
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为所述初始电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间，k-1为所述任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内所述Boost PFC变换器的导通时间。
6.根据权利要求4所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法，其特征在于，若所述输入参考信号和所述乘积值小于所述电压误差信号如下公式执行：
Figure FDA0004017437330000033
其中，um为所述电压误差信号，
Figure FDA0004017437330000034
uo为所述初始电压信号，Re为所述混合导通模式变换电路的等效电阻，iL为所述初始电流信号，Ts为所述任一开关周期的时间，k-1为所述任一开关周期的上一个周期，ton(n)为在任一开关周期内所述Boost PFC变换器的导通时间。
7.一种混合导通模式Boost PFC变换器控制装置，用于混合导通模式变换电路，所述混合导通模式变换电路通过输入电路、等效电感、整流二极管、输出电阻依次连接形成闭合回路，在所述输出电阻两端并联等效电容，并将Boost PFC变换器的第一端连接所述等效电感，将所述Boost PFC变换器的第二端连接所述等效电容，其特征在于，包括如下模块：
初始信号获取模块，用于在混合导通模式变换电路的任一开关周期内，获取流过所述等效电感的初始电流信号和所述混合导通模式变换电路输出的初始电压信号；
误差信号获取模块，用于通过控制系统的电压控制器处理所述初始电压信号得到所述初始电压信号的电压误差信号；
平均电流计算模块，用于通过控制系统的第一复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到平均电流信号；
参考信号计算模块，用于根据所述电压误差信号和所述平均电流信号，通过控制系统的第一减法器和第一乘法器计算基于所述任一开关周期的输入参考信号；
乘积值计算模块，用于通过控制系统的第二复位积分器对所述初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，再通过第二乘法器计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值；
控制模块，用于基于控制系统的比较器获取所述输入参考信号和所述乘积值的比较结果，通过控制系统的RS触发器触发Boost PFC变换器在所述任一开关周期的导通或关断。
8.一种混合导通模式变换控制系统，其特征在于，包括第一复位积分器、第二复位积分器、第一乘法器、第二乘法器、电压控制器、第一减法器、第二减法器比较器和RS触发器；其中，所述第一复位积分器用于对混合导通模式变换电路输出的初始电压信号进行积分运算得到平均电流信号，所述第一减法器用于对所述初始电压信号作减法运算，所述电压控制器用于处理经过所述第一减法器减法运算后的所述初始电压信号，并将处理后的所述初始电压信号传输给第二减法器作减法运算，再通过所述第一乘法器作乘法运算后得到输入参考信号，所述第二复位积分器用于对所述初始电流信号进行积分运算得到积分电流信号，所述第二乘法器用于计算所述电压误差信号和所述积分电流信号的乘积值，所述比较器用于比较所述输入参考信号和所述乘积值的大小，所述RS触发器基于所述比较器的比较结果，触发Boost PFC变换器的导通或关断。
9.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有计算机指令，所述计算机指令用于使所述计算机执行权利要求1至6中任一项所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法。
10.一种计算机设备，其特征在于，包括：存储器和处理器，所述存储器和所述处理器之间互相通信连接，所述存储器中存储有计算机指令，所述处理器通过执行所述计算机指令，从而执行权利要求1至6中任一项所述的混合导通模式Boost PFC变换器控制方法。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN116131596A (zh) * 2023-04-03 2023-05-16 茂睿芯（深圳）科技有限公司 混合模式功率因数校正变换器及其控制方法

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