CN115833585A - 直流电压转换器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种直流电压转换器，包括：第一采样模块，被配置为对流经第一晶体管的电感电流进行采样，得到第一电感电流采样信号；第二采样模块，被配置为对流经第二晶体管的电感电流进行采样，得到第二电感电流采样信号；第一比较模块，被配置为根据所述第一电感电流采样信号、误差放大信号和第一斜波补偿信号，输出峰值信号；第二比较模块，被配置为根据所述第二电感电流采样信号、误差放大信号、第二斜波补偿信号，输出谷值信号；频率反折控制逻辑模块，被配置为根据所述峰值信号、所述谷值信号和预设开关频率，控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通和关断；其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管不可同时导通。

Description

直流电压转换器

技术领域

本发明涉及集成电路技术领域，特别涉及一种直流电压转换器。

背景技术

在汽车电子应用中，要求直流电压转换器具有宽输入电压范围宽负载范围。现有技术中，在高输入电压范围时，采用固定频率峰值电流模式控制的实现方式，那就需要极小的最小导通时间，设计和实现的难度较大。在高输入电压范围时，也可以采用固定导通时间模式实现输出电压的调整，但是从固定频率峰值电流模式切换到固定导通时间模式，存在两种模式切换不平滑的问题。

同理，在低输入电压范围的低压降频模式，可以采用固定关断时间模式实现系统降频，从而实现输出电压有更低的有效压降电压。但从固定频率峰值电流模式切换到固定关断时间模式，存在两种模式切换不平滑的问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种直流电压转换器，以解决现有的直流电压转换器无法实现宽输入电压范围、宽负载范围前提下模式切换不平滑的问题。

为解决上述技术问题，本发明提供一种直流电压转换器，包括：

第一采样模块，被配置为对流经第一晶体管的电感电流进行采样，得到第一电感电流采样信号；

第二采样模块，被配置为对流经第二晶体管的电感电流进行采样，得到第二电感电流采样信号；

第一比较模块，被配置为根据所述第一电感电流采样信号、误差放大信号和第一斜波补偿信号，输出峰值信号；

第二比较模块，被配置为根据所述第二电感电流采样信号、误差放大信号、第二斜波补偿信号，输出谷值信号；

频率反折控制逻辑模块，被配置为根据所述峰值信号、所述谷值信号和预设开关频率，控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通和关断；

其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管不可同时导通。

可选的，在所述的直流电压转换器中，

当实时占空比达到最小导通时间对应的占空比时，选择第一控制模式，包括：以低于预设开关频率的实时频率控制所述第一晶体管导通，且每个周期内所述第一晶体管的导通时间为最小导通时间；

其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定。

可选的，在所述的直流电压转换器中，

当实时占空比达到最小关断时间对应的占空比时，选择第三控制模式，包括：以低于预设开关频率的实时频率控制所述第一晶体管导通，且每个周期内所述第一晶体管的关断时间为最小关断时间；

其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定。

可选的，在所述的直流电压转换器中，

当实时占空比大于最小导通时间对应的占空比、且小于最小关断时间对应的占空比时，选择第二控制模式，包括：以预设开关频率控制所述第一晶体管导通；在所述峰值信号为第一逻辑信号时，控制所述第一晶体管关断；

其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定；

当所述第一电感电流采样信号中的电感电流达到峰值电流时，所述峰值信号为第一逻辑信号。

可选的，在所述的直流电压转换器中，频率反折控制逻辑模块执行以下动作：

在第一输出输入电压比范围下，采用第一控制模式，将谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率进行比较，当谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率相等时，从第一控制模式切换到第二控制模式；

在第二输出输入电压比范围下，采用第二控制模式；

在第三输出输入电压比范围下，采用第三控制模式，将谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率进行比较，当谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率相等时，从第三控制模式切换到第二控制模式；

其中第一输出输入电压比不大于第二输出输入电压比，第二输出输入电压比不大于第三输出输入电压比。

可选的，在所述的直流电压转换器中，

第一晶体管的源漏极连接在系统输入电源电压第一端与电感的第一端之间；以及

第二晶体管的源漏极连接在系统输入电源电压第二端与电感的第一端之间；

其中电感的第二端连接至输出电容的第一端和输出负载的第一端；以及

系统输入电源电压第二端、输出电容的第二端和输出负载的第二端接地；

第一采样模块，被配置为连接在第一晶体管与电感连接的一端；以及

第二采样模块，被配置为连接在第二晶体管与地连接的一端。

可选的，在所述的直流电压转换器中，误差放大信号由第三采样模块获取，所述第三采样模块包括：

输出电压反馈电阻，被配置为连接在输出负载的第一端和地之间，通过分压生成反馈电压；

误差放大器，被配置为比较基准电压和反馈电压，以形成误差放大信号；

系统补偿网络，被配置为对误差放大信号进行系统补偿。

可选的，在所述的直流电压转换器中，谷值信号、峰值信号、以及预设开关频率，共同被提供至频率反折控制逻辑模块，以产生脉冲宽度调制信号，脉冲宽度调制信号被提供至非交叠驱动模块，以产生第一晶体管和第二晶体管的驱动信号。

可选的，在所述的直流电压转换器中，在第二控制模式下，最小导通时间对应的占空比公式如下：D_MIN＝t_{ON_MIN}×f_SW；

其中，D_MIN为最小导通时间对应的占空比，t_ON-MIN为最小导通时间，f_SW为预设开关频率。

可选的，在所述的直流电压转换器中，在第二控制模式下，最小关断时间对应的占空比公式如下：D_MAX＝1–t_OFF-MIN×f_SW；

其中，D_MAX为最小关断时间对应的占空比，t_OFF-MIN为最小关断时间，f_SW为预设开关频率。

在第二控制模式，最小导通时间和最小关断时间限制在预设开关频率下的电压转换比范围；

允许的最小占空比为：D_MIN＝t_ON-MIN×f_SW，允许的最大占空比为：D_MAX＝1–t_OFF-MIN×f_SW；其中f_SW为预设开关频率，t_ON-MIN为最小导通时间，t_OFF-MIN为最小关断时间；

给定固定的最小导通时间和最小关断时间后，预设开关频率越高，允许的占空比范围越窄；

在低电压条件下，通过开关频率下降，在达到最小关断时间时能够扩展最大占空比。

可选的，在所述的直流电压转换器中，

当输出电压固定时，根据开关频率确定输入电压、电路尺寸和效率；

在输入电压更低时，当系统达到最小关断时间时开关频率下降；

在没有频率反折时，最小允许的输入电压为：V_{IN_MIN}＝V_OUT/(f_SW×t_OFF-MIN)；

考虑系统在重载时的功率损耗，V_{IN_MIN}高于计算的结果V_{IN_MAX}＝V_OUT/(f_SW×t_ON-MIN)；

频率反折后，最小允许的输入电压小于由开关频率决定的值。

在本发明提供的直流电压转换器中，通过只有实时占空比符合预设参数的条件时，才能在第二控制模式、第一控制模式和第三控制模式之间切换，实现了自动频率反折、以及多模式之间平滑切换，从而使得直流电压转换器能够在宽输入电压范围、以及宽输出电压范围内保持可调；具体的，在高输入电压范围，输出电压保持在可调整范围内，在低输出电压范围内，保持更低的输入电压下可调整，这使得系统有更低的有效压降电压。

具体的，在高输入电压范围时，采用第一控制模式，那就无需保持在第二控制模式以控制极小的最小导通时间，降低设计和实现的难度。

类似地，在低输入电压范围时，采用第三控制模式，那就无需保持在第二控制模式以控制极小的最小关断时间，降低设计和实现的难度。

另外，在第一控制模式通过谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率比较：当谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率相等时，就可以从第一控制模式切换到第二控制模式，此时两种模式具有相同的频率而实现两模式之间平滑切换，并在第一控制模式时实现频率自动反折，实现较好的线性瞬态调整特性。

在低输入电压范围的低压降频模式，本发明采用第三控制模式实现开关频率降频从而调整输出电压。在第三控制模式下，通过比较谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率：当谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率相等时，就可以从最小关断时间开启与峰值电流关断模式切换到第二控制模式，此时两种模式具有相同的频率而实现两模式之间平滑切换，并在第三控制模式切换时实现频率自动反折，从而使得系统有更低的有效压降电压。

本发明属于汽车电子应用的直流电压转换器，具有宽输入电压、宽负载范围的特点，所述直流电压转换器具有避开AM/FM通讯频段，良好的瞬态响应，优化的EMI电磁干扰性能等特点。

附图说明

图1是本发明一实施例直流电压转换器的系统工作频率、电感电流纹波与输入电压之间的关系示意图；

图2是本发明一实施例直流电压转换器各个模式之间相互切换的状态机示意图；

图3是本发明一实施例第二控制模式连续导通开关信号与电感电流示意图；

图4是本发明一实施例第一控制模式开关信号与电感电流示意图；

图5是本发明一实施例第三控制模式开关信号与电感电流示意图；

图6是本发明一实施例直流电压转换器电路示意图；

图7是本发明一实施例频率反折控制逻辑模块实现电路示意图；

图8是本发明一实施例第二控制模式电感电流纹波与输入电压示意图；

图9是本发明一实施例第一控制模式电感电流纹波与输入电压示意图；

图10是本发明一实施例第三控制模式电感电流纹波与输入电压示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施方式参考附图进一步阐述本发明。

应当指出，各附图中的各组件可能为了图解说明而被夸大地示出，而不一定是比例正确的。在各附图中，给相同或功能相同的组件配备了相同的附图标记。

在本发明中，除非特别指出，“布置在…上”、“布置在…上方”以及“布置在…之上”并未排除二者之间存在中间物的情况。此外，“布置在…上或上方”仅仅表示两个部件之间的相对位置关系，而在一定情况下、如在颠倒产品方向后，也可以转换为“布置在…下或下方”，反之亦然。

在本发明中，各实施例仅仅旨在说明本发明的方案，而不应被理解为限制性的。

在本发明中，除非特别指出，量词“一个”、“一”并未排除多个元素的场景。

在此还应当指出，在本发明的实施例中，为清楚、简单起见，可能示出了仅仅一部分部件或组件，但是本领域的普通技术人员能够理解，在本发明的教导下，可根据具体场景需要添加所需的部件或组件。另外，除非另行说明，本发明的不同实施例中的特征可以相互组合。例如，可以用第二实施例中的某特征替换第一实施例中相对应或功能相同或相似的特征，所得到的实施例同样落入本申请的公开范围或记载范围。

在此还应当指出，在本发明的范围内，“相同”、“相等”、“等于”等措辞并不意味着二者数值绝对相等，而是允许一定的合理误差，也就是说，所述措辞也涵盖了“基本上相同”、“基本上相等”、“基本上等于”。以此类推，在本发明中，表方向的术语“垂直于”、“平行于”等等同样涵盖了“基本上垂直于”、“基本上平行于”的含义。

另外，本发明的各方法的步骤的编号并未限定所述方法步骤的执行顺序。除非特别指出，各方法步骤可以以不同顺序执行。

以下结合附图和具体实施例对本发明提出的直流电压转换器作进一步详细说明。根据下面说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

本发明的目的在于提供一种直流电压转换器，以解决现有的直流电压转换器无法实现宽输入电压范围、宽负载范围前提下模式切换不平滑的问题。

为实现上述目的，本发明提供了一种直流电压转换器，包括：第一采样模块，被配置为对流经第一晶体管的电感电流进行采样，得到第一电感电流采样信号；第二采样模块，被配置为对流经第二晶体管的电感电流进行采样，得到第二电感电流采样信号；第一比较模块，被配置为根据所述第一电感电流采样信号、误差放大信号和第一斜波补偿信号，输出峰值信号；第二比较模块，被配置为根据所述第二电感电流采样信号、误差放大信号、第二斜波补偿信号，输出谷值信号；频率反折控制逻辑模块，被配置为根据所述峰值信号、所述谷值信号和预设开关频率，控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通和关断；其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管不可同时导通。

图1～10提供了本发明的第一个实施例，其示出了直流电压转换器的工作原理、各信号波形、电路结构和状态机。

图1示出了直流电压转换器(以下简称为“系统”)在不同输入电压下，晶体管开关频率(也是施加在“频率反折控制逻辑模块”上的预设固定频率fsw)和电感电流纹波之间的关系。如图1所示，以t_ON情况下NM1导通，NM0关断，Toff的情况下NM1关断，NM0导通的情况为例，输入电压V_IN在较低范围(b～a之间)内时，开关频率从固定频率下降到最小频率(如100kHz，该频率受限于NM1的最大导通时间)，在更低的输入电压V_IN(0～a之间)下，开关频率固定为最小频率在输入电压V_IN处于0-b之间时，系统进入低压降频模式。系统在输入电压中间范围(b～c之间)内时，开关频率固定为预设固定频率。在输入电压较高范围(c点以右更高)内，开关频率随输入电压的增大而下降。在低压降频模式，电感电流纹波不随输入电压的变化而变化。在输入电压中间范围内，电感电流的纹波随输入电压的增加而增加。在输入电压较高范围内，电感电流的纹波随输入电压的增加而线性增加。

基于上述原理性的分析，本实施例提出了一种直流电压转换器，图2示出了直流电压转换器各个控制模式之间相互切换的状态机。当实时占空比达到最小导通时间对应的占空比时，选择第一控制模式，包括：以低于预设开关频率的实时频率控制所述第一晶体管导通，且每个周期内所述第一晶体管的导通时间为最小导通时间；其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定。

当实时占空比达到最小关断时间对应的占空比(即最小关断时间对应的导通时间的占空比)时，选择第三控制模式，包括：以低于预设开关频率的实时频率控制所述第一晶体管导通，且每个周期内所述第一晶体管的关断时间为最小关断时间；其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定。

当实时占空比大于最小导通时间对应的占空比、且小于最小关断时间对应的占空比时，选择第二控制模式，包括：以预设开关频率控制所述第一晶体管导通；在所述峰值信号为第一逻辑信号时，控制所述第一晶体管关断；其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定；当所述第一电感电流采样信号中的电感电流达到峰值电流时，所述峰值信号为第一逻辑信号。

如图2所示，在第二控制模式下，当输出电压固定时，随着输入电压的逐渐增加，占空比逐渐减少，导通时间逐渐减少。当导通时间达到系统最小导通时间时，系统将由第二控制模式切换到第一控制模式；相反地，在第一控制模式下，当输出电压固定时，随着输入电压的逐渐减少，开关频率逐渐增大，当开关频率达到系统设定地固定频率时，系统将由第一控制模式切换到第二控制模式。从而实现第一控制模式与第二控制模式之间平滑切换。

在第二控制模式下，当输出电压固定时，随着输入电压的逐渐减少占空比逐渐增加，关断时间逐渐减少。当关断时间达到系统最小关断时间时，系统将由第二控制模式切换到第三控制模式；相反地，在第三控制模式下，当输出电压固定时，随着输入电压的逐渐增加开关频率逐渐增大，当开关频率达到系统的预设开关频率时，系统将由第三控制模式切换到第二控制模式，从而实现第三控制模式与第二控制模式之间平滑切换。

如图3～5所示，其中最小导通时间t_{ON_MIN}是上管(第一晶体管NM1)一个周期内允许的最小的导通时间。最小关断时间t_{OFF_MIN}是上管一个周期内允许的最小的关断时间。在连续导通模式(第二控制模式)，最小导通时间和最小关断时间限制了在预设开关频率f_SW下的电压转换比范围。允许的上管最小导通时间对应的最小占空比为D_MIN＝t_ON-MIN×f_SW，允许的上管最小关断时间对应的最大占空比：D_MAX＝1–t_OFF-MIN×f_SW。给定固定的t_{ON_MIN}和t_{OFF_MIN}，开关频率越高，在第二控制模式下上管允许的占空比范围越小。

上管的占空比与输入、输出电压的关系符合如下公式：

D＝t_ON×f_SW≈V_OUT/V_IN,

其中，D为上管的占空比，t_ON为一个周期内上管的导通时间，f_SW为开关频率，V_OUT为输出电压，V_IN为输入电压。

频率反折在达到t_{OFF_MIN}时可以扩展最大占空比。在低电压条件下，系统需要更长的占空比时，开关频率会下降。宽范围的频率反折允许输出电压在更低的输入电压下保持可调整。这使得系统有更低的有效压降电压。

给定的输出电压V_OUT，开关频率的选择影响允许的输入电压V_IN，系统方案的尺寸和效率。随着输入电压V_IN的升高，当系统达到t_ON-MIN时，开关频率下降，在没有频率反折时，最大允许的输入电压近似为：V_{IN_MAX}＝V_OUT/(t_{ON_MIN*}f_SW)；随着输入电压V_IN的降低，当系统达到T_{OFF_MIN}时，开关频率下降，在没有频率反折时，最小允许的输入电压近似为：V_{IN_MIN}＝V_OUT/(1-f_SW×t_OFF-MIN)。

当上管的导能时间达到最小导通时间或上管的关断时间达到最小关断时间时，系统进入频率反折模式。在占空比很高的情况下，最小关断时间达到时，通过频率反折而允许更多的时间达到峰值电流。最大导通时间限制了低压降频模式时的最大占空比。在占空比非常小的情况下，当最小导通时间达到时，系统通过降低频率来保持输出电压可调制，从而允许更多的时间来退磁。反折模式在达到最小导通时间或最小关断时间时被激活。

因此不同输入电压范围，对应三种工作模式：1、中等输入电压范围下，采用第二控制模式；2、高电压输入范围下，采用第一控制模式；3、低电压输入范围下，采用第三控制模式；

如图3所示，第二控制模式下：以连续导通模式为例(预设开关频率下，电感电流纹波大于负载电流的一半)，在第二控制模式中，上管以固定频率导通，电感电流峰值由系统调制。

如图4所示，第一控制模式下：在高输入电压时，上管的导通时间固定，开关频率由系统调制。在该模式，电感电流的最小值由系统调制，而不是电感电流峰值。随着输入电压的增大，占空比减少，t_ON减少，t_ON的时间不会小于系统的t_{ON_MIN}。为避免在峰值电流模时，t_ON同时达到t_{ON_MIN}而使系统振荡，可以通过判断t_ON的时间达到t_{ON_MIN}时，系统开始降频进入第一控制模式。这样频率下降，占空比继续减少，而保持输出电压不变。

如图5所示，第三控制模式下，即压降模式(没有足够的输入电压来维持调制的输出电压。电感电流需要比正常周期更长的时间达到期望的电感峰值，因此频率下降。下降的最小频率受最大导通时间限制)：没有足够的输入电压来维持调制的输出电压。电感电流需要比正常周期更长的时间达到期望的电感峰值，因此频率下降。下降的最小频率受最大导通时间限制。在压降模式下，电感电流纹波不随输入电压的变化而变化。在中间输入电压范围内，电感电流的纹波随输入电压的增加而增加。在高输入电压范围内，电感电流的纹波随输入电压的增加而线性增加。以电感值为1.5uH，输出电压为5V，开关频率为2.1MHz，最小导通时间为90ns，最小关断时间为90ns为例，描绘电感电流与输入电压的关系如图8～10所示。

进一步的，在第二控制模式，最小导通时间和最小关断时间限制在预设开关频率下的电压转换比范围；允许的最小占空比为：D_MIN＝t_ON-MIN×f_SW，允许的最大占空比为：D_MAX＝1–t_OFF-MIN×f_SW；其中f_SW为预设开关频率，t_ON-MIN为最小导通时间，t_OFF-MIN为最小关断时间；给定固定的最小导通时间和最小关断时间后，预设开关频率越高，允许的占空比范围越窄；在低电压条件下，通过开关频率下降，在达到最小关断时间时能够扩展最大占空比。

当输出电压固定时，根据开关频率确定输入电压、电路尺寸和效率；在输入电压更低时，当系统达到最小关断时间时开关频率下降；在没有频率反折时，最小允许的输入电压为：V_{IN_MIN}＝V_OUT/(f_SW×t_OFF-MIN)；考虑系统在重载时的功率损耗，V_{IN_MIN}高于计算的结果V_{IN_MAX}＝V_OUT/(f_SW×t_ON-MIN)；频率反折后，最小允许的输入电压小于由开关频率决定的值。

如图6所示，直流电压转换器的同步降压拓扑结构中，VIN为系统输入电源电压，NM0为第二晶体管(或简称下管)，NM1为第一晶体管(或简称上管)，L为电感，Cout为输出电容，Rload为输出负载(其第一端处的电压为输出电压VOUT)，RFBT和RFBB为输出电压反馈电阻，通过RFBT和RFBB分压生成反馈电压VFB，VREF为基准电压，误差放大器Gm将VFB与VREF的信号差放大为误差放大信号VCOMP；电阻RC，电容CC和CO为系统补偿网络；CMP_PK为第一比较模块，其输入信号为误差放大信号VCOMP、第一斜波补偿信号Vslope_pk、以及第一电感电流采样信号(第一采样电路在NM1与电感连接的一端进行采样得到的信号)，第一比较模块CMP_PK的输出H_IPK信号作为峰值信号，CMP_VA为第二比较模块，其输入信号为误差放大信号VCOMP、第二斜波补偿信号Vslope_va、以及第二电感电流采样信号(第二采样电路在NM0与地连接的一端进行采样得到的信号)，第二比较模块CMP_VA的输出为H_IVA作为谷值信号。

谷值信号H_IVA、峰值信号H_IPK与预设开关频率Fsw共同输入到频率反折控制逻辑模块，用于产生脉冲宽度调制信号，再将脉冲宽度调制输入到非交叠驱动模块产生晶体管NM1/NM0的驱动信号(HGD和LGD)。频率反折控制逻辑模块具体的实现电路不作限制，只要能实现上述功能即可。

如图7所示，频率反折控制逻辑模块实现电路的一个实施方式包括：峰值信号H_IPK用于复位主RS触发器U1，从而关断NM1，谷值信号H_VA与Fsw共同输入到频率反折模块Fsw Foldback用于产生反折频率Fsw_fb，反折频率Fsw_fb用于置位主RS触发器U1，从而关断NM1，导通NM0。

频率反折模块Fsw Foldback的逻辑实现为：当H_IVA一直为逻辑高时，Fsw_fb的频率由偏置电流IB1，电容以及基准电压确定，即此时为固定开关频率。当H_IVA为逻辑低时，RS触发器复位信号由H_IVA和RS触发器输出Q的与逻辑决定，当H_IVA信号频率小于固定开关频率时，该电路可以实现频率下降。

综上，上述实施例对直流电压转换器的不同构型进行了详细说明，当然，本发明包括但不局限于上述实施中所列举的构型，任何在上述实施例提供的构型基础上进行变换的内容，均属于本发明所保护的范围。本领域技术人员可以根据上述实施例的内容举一反三。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。对于实施例公开的系统而言，由于与实施例公开的方法相对应，所以描述的比较简单，相关之处参见方法部分说明即可。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明范围的任何限定，本发明领域的普通技术人员根据上述揭示内容做的任何变更、修饰，均属于权利要求书的保护范围。

Claims (10)

1.一种直流电压转换器，其特征在于，包括：

第一采样模块，被配置为对流经第一晶体管的电感电流进行采样，得到第一电感电流采样信号；

第二采样模块，被配置为对流经第二晶体管的电感电流进行采样，得到第二电感电流采样信号；

第一比较模块，被配置为根据所述第一电感电流采样信号、误差放大信号和第一斜波补偿信号，输出峰值信号；

第二比较模块，被配置为根据所述第二电感电流采样信号、误差放大信号、第二斜波补偿信号，输出谷值信号；

频率反折控制逻辑模块，被配置为根据所述峰值信号、所述谷值信号和预设开关频率，控制所述第一晶体管和所述第二晶体管的导通和关断；

其中，所述第一晶体管和所述第二晶体管不可同时导通。

2.如权利要求1所述的直流电压转换器，其特征在于，

当实时占空比大于最小导通时间对应的占空比、且小于最小关断时间对应的占空比时，选择第二控制模式，包括：以预设开关频率控制所述第一晶体管导通；在所述峰值信号为第一逻辑信号时，控制所述第一晶体管关断；

其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定；

当所述第一电感电流采样信号中的电感电流达到峰值电流时，所述峰值信号为第一逻辑信号。

3.如权利要求2所述的直流电压转换器，其特征在于，

当实时占空比达到最小导通时间对应的占空比时，选择第一控制模式，包括：以低于预设开关频率的实时频率控制所述第一晶体管导通，且每个周期内所述第一晶体管的导通时间为最小导通时间；

其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定。

4.如权利要求2所述的直流电压转换器，其特征在于，

当实时占空比达到最小关断时间对应的占空比时，选择第三控制模式，包括：以低于预设开关频率的实时频率控制所述第一晶体管导通，且每个周期内所述第一晶体管的关断时间为最小关断时间；

其中，所述实时占空比由所述峰值信号、所述谷值信号和所述预设开关频率决定。

5.如权利要求1所述的直流电压转换器，其特征在于，频率反折控制逻辑模块执行以下动作：

在第一输出输入电压比范围下，采用第一控制模式，将谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率进行比较，当谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率相等时，从第一控制模式切换到第二控制模式；

在第二输出输入电压比范围下，采用第二控制模式；

在第三输出输入电压比范围下，采用第三控制模式，将谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率进行比较，当谷值电流频率/峰值电流频率与预设开关频率相等时，从第三控制模式切换到第二控制模式；

其中第一输出输入电压比不大于第二输出输入电压比，第二输出输入电压比不大于第三输出输入电压比。

6.如权利要求1所述的直流电压转换器，其特征在于，

第一晶体管的源漏极连接在系统输入电源电压第一端与电感的第一端之间；以及

第二晶体管的源漏极连接在系统输入电源电压第二端与电感的第一端之间；

其中电感的第二端连接至输出电容的第一端和输出负载的第一端；以及

系统输入电源电压第二端、输出电容的第二端和输出负载的第二端接地；

第一采样模块，被配置为连接在第一晶体管与电感连接的一端；以及

第二采样模块，被配置为连接在第二晶体管与地连接的一端。

7.如权利要求6所述的直流电压转换器，其特征在于，误差放大信号由第三采样模块获取，所述第三采样模块包括：

输出电压反馈电阻，被配置为连接在输出负载的第一端和地之间，通过分压生成反馈电压；

误差放大器，被配置为比较基准电压和反馈电压，以形成误差放大信号；

系统补偿网络，被配置为对误差放大信号进行系统补偿。

8.如权利要求1所述的直流电压转换器，其特征在于，谷值信号、峰值信号、以及预设开关频率，共同被提供至频率反折控制逻辑模块，以产生脉冲宽度调制信号，脉冲宽度调制信号被提供至非交叠驱动模块，以产生第一晶体管和第二晶体管的驱动信号。

9.如权利要求2所述的直流电压转换器，其特征在于，在第二控制模式下，最小导通时间对应的占空比公式如下：D_MIN＝t_{ON_MIN}×f_SW；

其中，D_MIN为最小导通时间对应的占空比，t_ON-MIN为最小导通时间，f_SW为预设开关频率。

10.如权利要求2所述的直流电压转换器，其特征在于，在第二控制模式下，最小关断时间对应的占空比公式如下：D_MAX＝1–t_OFF-MIN×f_SW；

其中，D_MAX为最小关断时间对应的占空比，t_OFF-MIN为最小关断时间，f_SW为预设开关频率。

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