CN115804026A - 用于减轻光纤传输系统中多径干扰的装置和方法 - Google Patents

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CN115804026A CN202080102983.3A CN202080102983A CN115804026A CN 115804026 A CN115804026 A CN 115804026A CN 202080102983 A CN202080102983 A CN 202080102983A CN 115804026 A CN115804026 A CN 115804026A
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Abstract

一种光接收器，包括：输入端口，用于接收具有多径干扰(multipath interference，MPI)的强度调制光信号；检测器，用于将所述具有多径干扰的强度调制光信号转换为电信号；高通滤波器(high pass filter，HPF)，用于对所述电信号进行滤波并抑制由所述MPI引起的低频分量，以产生滤波后的电信号；输出端口，用于发送所述滤波后的电信号。

Description

用于减轻光纤传输系统中多径干扰的装置和方法
相关申请案的交叉引用
无
技术领域
本申请涉及网络通信，更具体地，涉及用于减轻光纤传输系统中多径干扰的系统和方法。
背景技术
数据中心业务的快速增长正在推动运营商、企业和服务提供商依赖提供高速网络通信的以太网方案。以前部署的100G以太网(100G Ethernet，100GE)使用4通道25千兆波特(GigaBaud，Gbaud)非归零(non-return-to-zero，NRZ)调制格式，对于500米(m)范围通过空分复用利用并行单模4通道光纤(PSM4)，或对于2公里(km)、10km和40km范围通过波分复用(wavelength division multiplexing，WDM)利用4通道局域网(local area network，LAN)WDM(LWDM-4)或粗WDM(coarse WDM，CWDM-4)。对于目前正在部署的400GE，光调制格式采用4电平脉冲幅度调制(4level pulse amplitude modulation，PAM4)。在电气和电子工程师协会(Institute of Electrical and Electronics Engineers，IEEE)标准中，500m使用50Gbaud PAM4 PSM4，2km和10km范围使用8通道25Gbaud(LWDM-8)。在100G Lambda多源协议(multi-source agreement，MSA)行业联盟中，2km和10km也使用4通道50Gbaud CWDM-4PAM4，以降低成本。
发明内容
第一方面涉及一种光接收器，包括：输入端口，用于接收具有多径干扰(multipathinterference，MPI)的强度调制光信号；检测器，用于将所述具有多径干扰的强度调制光信号转换为电信号；高通滤波器(high pass filter，HPF)，用于对所述电信号进行滤波并抑制由所述MPI引起的低频分量，以产生滤波后的电信号；输出端口，用于发送所述滤波后的电信号。
第二方面涉及一种偏振跟踪光接收器，包括：偏振跟踪器，用于接收所述双偏振信号，并将所述双偏振信号解复用为X通道光信号和Y通道光信号；第一检测器，用于接收所述X通道光信号并将所述X通道光信号转换为第一电信号；第二检测器，用于接收所述Y通道光信号并将所述Y通道光信号转换为第二电信号；第一高通滤波器(highpass filter，HPF)，用于接收所述第一电信号并对所述第一电信号进行滤波，以抑制由MPI引起的低频分量，进而产生第一滤波电信号；第二HPF，用于接收所述第二电信号并对所述第二电信号进行滤波，以抑制由所述MPI引起的低频分量，进而产生第二滤波电信号；第一输出端口，用于发送所述第一滤波电信号；第二输出端口，用于发送所述第二滤波电信号。
第三方面涉及一种偏振跟踪自零差检测(self-homodyne detection，SHD)接收器，包括：偏振跟踪器，用于从所述MPI受损光纤链路接收所述具有MPI的SP-SHD通道，并将所述SP-SHD通道分离成所述信号和所述导频信号，其中，所述导频信号用作本振(1ocaloscillator，LO)；90度光混合混频器，用于接收所述信号和所述LO，所述90度光混合混频器用于生成同相(in-phase，I)正输出信号、I负输出信号、正交(quadrature，Q)正输出信号和Q负输出信号；第一平衡检测器(balanced detector，BD)，用于接收所述I正输出信号和所述I负输出信号，并恢复I数据信号；第二BD，用于接收所述Q正输出信号和所述Q负输出信号，并恢复Q数据信号；所述第一HPF，用于接收所述I数据信号并对所述I数据信号进行滤波，以抑制由MPI引起的低频分量，进而产生第一滤波电信号；所述第二HPF，用于接收所述Q数据信号并对所述Q数据信号进行滤波，以抑制由所述MPI引起的所述低频分量，进而产生第二滤波电信号；第一输出端口，用于发送所述第一滤波电信号；第二输出端口，用于发送所述第二滤波电信号。
第四方面涉及一种偏振分复用(polarization-division multiplexing，PDM)光纤系统，包括：双偏振光发送器；偏振跟踪光接收器，具有用于减轻多径干扰(multipathinterference，MPI)的多个高通滤波器(high pass filter，HPF)；经历所述MPI的光纤链路，所述光纤链路耦合所述双偏振光发送器和所述偏振跟踪光接收器。
第五方面涉及一种单偏振(single polarization，SP)自零差检测(self-homodyne detection，SHD)传输系统，包括：SP-SHD发送器；多径干扰(multipathinterference，MPI)受损光纤链路；偏振跟踪SHD接收器，具有用于减轻MPI的第一高通滤波器(high pass filter，HPF)和第二HPF。
上述方面有利地从具有多径干扰的光信号中去除不期望的载波-载波拍频噪声。所述拍频噪声是光信号载波与MPI载波之间的拍频引起的不期望的串扰。因此，上述方面可以减少MPI在强度调制直接检测(intensity modulation direct detection，IMDD)系统中的影响，例如但不限于PAMn系统(例如PAM4系统)、单偏振IMDD系统、偏振分复用IMDD系统和SP-自零差检测(self-homodyne detection，SHD)系统。上述方面在短距离网络和客户端侧光网络中(如数据中心内和数据中心间)可以是非常有益的。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF具有在1兆赫(megahertz，MHz)至大约100MHz的范围内的截止频率。
可选地，在上述任何方面中，所述HPF具有在1 MHz至大约200MHz的范围内的截止频率。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF截止频率与发送器激光线宽的比率在3至200的范围内。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF具有大约20MHz的截止频率。
可选地，在上述任一方面中，跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)用于放大所述电信号。
可选地，在上述任一方面中，TIA位于所述HPF之后，并用于放大滤波后的电信号。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF是在微带传输线上具有表面贴装电容的电阻电容(resistor-capacitor，RC)HPF。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF的频率传递函数为
Figure BDA0004046554340000021
其中，
Figure BDA0004046554340000022
为截止频率。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF是具有替换电容器的现有的直流分量(direct component，DC)块，所述替换电容器具有所述截止频率
Figure BDA0004046554340000023
可选地，在上述任一方面中，所述具有MPI的强度调制光信号使用脉冲幅度调制n(pulse amplitude modulation n，PAMn)作为基带调制，n为等于或大于2的整数。
可选地，在上述任一方面中，所述具有MPI的强度调制光信号使用无载波幅度相位(carrierless amplitude phase，CAP)调制、正交幅度调制(quadrature amplitudemodulation，QAM)或离散多载波(discrete multiple tone，DMT)中的一种作为子载波调制。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF的最优截止频率随着用于向所述光接收器发送强度调制光信号的激光线宽的增加而增加。
可选地，在上述任一方面中，所述MPI在耦合到所述光接收器的所述输入端口的光纤链路中生成。
可选地，在上述任一方面中，所述HPF引入滤波代价，所述滤波代价取决于在调制所述光接收器接收的所述强度调制光信号中的数据时使用的波特率。
为了清楚起见，任一上述实施例可以与上述其它任何一个或多个实施例组合以创建在本发明范围内的新实施例。
根据以下具体实施方式结合附图和权利要求书能更清楚地理解这些和其它特征，以及其优点。
附图说明
为了更完整地理解本发明，结合附图和具体实施方式，参考以下简要描述，其中，相同的附图标记表示相同的部件。
图1是示出根据本发明的实施例的具有高通滤波器(high pass filter，HPF)的光接收器的示意图。
图2A至图2C是示出根据本发明的实施例的使用光接收器中的HPF来减轻多径干扰(mitigate multipath interference，MPI)影响的所提供方法的原理的示意图。
图3A是根据本发明的实施例的HPF的配置的示意图。
图3B是根据本发明的实施例的截止频率为20兆赫(megahertz，MHz)的电阻-电容器(resistor-capacitor，RC)HPF的频率响应的曲线图。
图4是根据本发明的实施例的光纤传输系统的示意图。
图5A是根据本发明的实施例的具有-26.5分贝(decibel，dB)等效MPI的检测信号的射频(radio frequency，RF)频谱的曲线图。
图5B是根据本发明的实施例的将截止频率为20MHz的RC HPF应用于MPI失真信号之后的RF频谱的曲线图。
图6A和图6B是根据本发明的实施例的具有-26.5dB MPI的4电平脉冲幅度调制(4level pulsed amplitude modulation，PAM4)信号的眼图。
图7A和图7B是根据本发明的实施例的在-26.5dB MPI下不同HPF截止频率的模拟误码率(bit error rate，BER)相对于接收光功率(received optical power，ROP)的模拟曲线图。
图8A和图8B是根据本发明的实施例的在最优截止频率下无HPF和具有HPF的场景之间MPI功率代价(即，功率代价相对于MPI)比较的模拟图表。
图9A至图9C是根据本发明的实施例在-26.5dB MPI下评估的激光线宽的影响的模拟曲线图。
图10是根据本发明的实施例的不同波特率的HPF滤波引起的功率代价相对于截止频率的曲线图。
图11A和图11B是根据本发明的实施例的具有不同HPF截止频率的26.6Gbaud PAM4的BER相对于ROP的曲线图。
图12是根据本发明的实施例的偏振分复用(polarization-divisionmultiplexing，PDM)光纤系统的示意图。
图13是根据本发明的实施例的单偏振(single polarization，SP)自零差检测(self-homodyne detection，SHD)传输系统的示意图。
具体实施方式
首先应理解，尽管下文提供一个或多个实施例的说明，但所公开的系统和/或方法可以使用任意数量的技术来实施，无论这些技术是当前已知的还是现有的。本发明绝不限于下文所说明的说明性实现方式、附图和技术，包括本文所说明和描述的示例性设计和实现方式，而是可在所附权利要求书的范围以及其等效部分的完整范围内修改。
强度调制光信号除了宽带数据外，还具有强大的光载波。载波频谱宽度通过激光线宽确定，并且与数据频谱宽度相比非常窄。MPI是光纤链路中发送信号的双反射总和。当MPI和信号在光接收器处被检测到时，MPI和信号通过光场中的叠加而组合。在光检测之后，光信号载波和MPI载波的拍频生成低频分量，这是不希望的串扰，下文称为载波-载波拍频噪声。载波-载波拍频噪声的频谱是信号载波与MPI载波之间的卷积。其频谱分布通过激光线宽和信号与MPI之间的延迟确定。对于具有几MHz线宽的典型电吸收调制激光器(electro-absorption modulated laser，EML)，完全去相关载波-载波拍频噪声的频谱宽度大约为激光线宽的两倍，与高达数十GHz的数据频谱相比，频谱宽度仍然非常窄。
对于下一代800GE，PAM4(单偏振或偏振复用)或自零差检测(self-homodynedetection，SHD)是有希望的方案，因为它们复杂性低，并且更容易从400GE升级。但是，PAM4很容易受到光纤连接器反射率引起的MPI的影响。例如，客户侧光网络涉及来自光纤连接器、发送器和接收器的多个反射点。这些反射点生成MPI，特别是当连接器脏时。在实际部署中，低MPI容限是直接检测的PAM4应用的主要限制。为了适应PAM4应用，IEEE802.3和100GLambda MSA等标准机构在2016年将光纤连接器回波损耗(return loss，RL)规格从-26分贝(dB)收紧到-35dB。但在实际系统中，“脏连接器”(例如，标准/用户连接器(standard/subscriber connector，SC)或金属接头(ferrule connector，FC))的回波损耗可能远高于-26dB，这使得使用PAM4格式变得困难。具体地，在数据中心等短距离光纤传输系统中，MPI一直是性能的主要限制因素。
因此，所公开的实施例包括具有至少一个高通滤波器(high pass filter，HPF)的新光接收器配置，以去除低频载波-载波拍频噪声，进而减轻光纤链路MPI的影响。因此，所公开的实施例可以减少MPI在IMDD系统中的影响，例如但不限于PAMn系统、单偏振IMDD系统、偏振分复用IMDD系统和SP-SHD系统。各种实施例包括具有一个或多个HPF的偏振跟踪光接收器和偏振跟踪SHD光接收器。所公开的实施例在短距离网络和客户端侧光网络中(如数据中心内和数据中心间)可以是非常有益的。所公开的实施例提供了一种不需附加功耗的简单无源方案。如本文将描述的，进行理论分析、模拟和实验以验证所公开的实施例的有效性。
图1是示出根据本发明的实施例的具有高通滤波器的光接收器100的示意图。光接收器100包括输入端口102、检测器104、HPF 106和输出端口110。输入端口102接收可能与MPI组合的强度调制光信号。在一个实施例中，检测器104是光电检测器(photo-detector，PD)，其输出端可以串行连接到可选的跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)108。在一个实施例中，检测器104接收或检测光输入信号，通过直接检测(包络检测)将其转换为电信号，并使用TIA 108放大电信号。HPF 106可用于去除低频载波-载波拍频噪声，以减轻由信号载波与MPI载波之间的拍频引起的载波-载波拍频噪声。具体地，HPF 106对电信号进行滤波，并抑制由信号载波与MPI载波之间的拍频生成的低频噪声。在一个实施例中，HPF106具有在1MHz至100MHz或1MHz至200MHz的范围内的截止频率。在一个实施例中，光接收器的电输出信号从输出端口110馈送到数字信号处理器(模数转换后的DSP)或决策电路。
在另一个实施例中，TIA 108可以与检测器104分开。TIA 108可以处于多个级中，其中，第一级将来自检测器104的光电流转换为电压源。在一些实施例中，HPF 106可以位于检测器104与TIA 108之间。
光信号可以是基带格式，如多电平脉冲幅度调制PAMn，包括PAM2(NRZ)、PAM4或更高电平PAM。这里，PAMn中的n是等于或大于2的整数。光信号也可以是基于子载波的格式，如无载波幅度相位(carrier-less amplitude phase，CAP)调制、正交幅度调制(quadratureamplitude modulation，QAM)或离散多载波(discrete multiple tone，DMT)。在传统的光接收器中，直流分量(direct component，DC)块可以已经放置在TIA 108之后。DC块可能表现出高通滤波方面，但其截止频率远低于1MHz，典型值范围为数十kHz至100kHz。这里，HPF截止频率定义为输出振幅等于输入振幅的70.7％(或响应等于HPF传递函数中峰值响应的50％)的频率。该截止点以下的频率范围通常被称为阻带，而该截止点以上的频率范围通常被称为通带。如下文所示，这种DC块对MPI影响减轻影响很小或没有影响。在一个实施例中，HPF 106具有在1MHz至大约100MHz或1MHz至大约200MHz的范围内的截止频率，这不同于传统的DC块。
图2A至图2C是示出根据本发明的实施例的使用光接收器中的HPF来减轻MPI影响的所提供方法的原理的示意图。图2A是HPF输入的电频谱，它是具有载波-载波拍频噪声的电信号(即，图1中进入HPF 106的信号)。如图2A所示，信号包括宽带数据和低频窄带载波-载波拍频噪声。图2B是HPF频率响应，其中，纵轴中的强度是幅度的平方。频率响应是HPF响应于刺激而输出的频谱的定量测量。与输入相比，它是输出的幅度和相位的测量与频率的函数关系。图2C是HPF输出的频谱，它是HPF去除载波-载波拍频噪声的电信号(即，去除低频窄带载波-载波拍频噪声的宽带数据)。图2示出，使用HPF，从宽带数据中去除由信号载波和MPI载波之间的拍频引起的低频窄带载波-载波拍频噪声。
图3A是根据本发明的实施例的HPF 300的配置的示意图。在一个实施例中，HPF300是电阻-电容(resistor-capacitor，RC)高通滤波器。表面贴装电容器302可以引入到微带传输线304上。电阻(resistor，R)308是负载阻抗。在一个实施例中，HPF 300的频率传递函数为
Figure BDA0004046554340000051
其中，f是频率，j是单位虚数，
Figure BDA0004046554340000052
是截止频率，该截止频率出现在响应|H(fc)|2低于其峰值3dB的位置。
在一个实施例中，根据公式(2)，HPF 300也可以通过替换现有DC块的值小得多的电容器来实现(即，具有截止频率
Figure BDA0004046554340000061
的替换电容器的DC块)。例如，对于20MHz的截止频率，所需电容大约为160pF。图3B是根据本发明的实施例的截止频率为20MHz(fc＝20MHz)的RC HPF的频率响应的曲线图。
图4是根据本发明的实施例的光纤传输系统400的示意图。光纤传输系统400包括光发送器402、经历多径干扰的光纤链路404和具有HPF 408的光接收器406。在一个实施例中，光接收器406类似于图1中的光接收器100。
在一个实施例中，光发送器402从电吸收调制激光器(electro-absorptionmodulated laser，EML)或直接调制激光器(directly modulated laser，DML)生成强度调制光信号414。在其它实施例中，光发送器402从连续波(continuous wave，CW)激光器生成强度调制光信号414，CW激光器之后是马赫-曾德尔调制器(Mach-Zehnder modulator，MZM)等强度调制器，其中，CW光可以来自分布式反馈激光器(distributed feedback laser，DFB)或外腔激光器(external cavity laser，ECL)。在一个实施例中，强度调制光信号414可以使用PAMn作为基带调制，并且使用CAP、QAM或DMT作为子载波调制。在具有子载波调制的实施例中，如果在接收器DSP中使用匹配滤波器，则不需要模拟HPF。光发送器402可以采用各种生成方案和激光线宽，例如但不限于，用于几MHz的激光线宽的EML、用于高达10MHz或以上的激光线宽的DML、用于几MHz的激光线宽的DFB+MZM，以及用于数十kHz的激光线宽的ECL+MZM。
光纤链路404从光发送器402接收强度调制光信号414，并将该信号发送到光接收器406。光纤链路404可以由一段或多段光纤组成。光纤链路404可以具有至少两个反射点，该至少两个反射点可以来自发送器、接收器或光纤连接器。前行进信号的双重反射生成前行进反射光。MPI是所有前行进反射光的累积。MPI的强度取决于连接器、发送器和接收器的回波损耗，以及偏振对齐，以及信号与每个双反射光之间的延迟和相移。
如图1中所描述，光接收器406接收并检测具有MPI的光信号，使用检测器410将光信号转换为电信号，使用TIA 412放大电信号，使用HPF 408抑制电信号的载波-载波拍频噪声，并将数据输出到下一级用于数字信号处理或决策。
对于具有MPI事件的光纤链路，当所有MPI具有对齐的偏振和幅度，但具有与信号去相关的相位时，最坏的情况发生。累积MPI的最坏情况可以通过单个等效MPI事件建模。具有信号和MPI的光场可以表示为
Figure BDA0004046554340000062
其中，ε是等效MPI或反射率，φ(t)是激光相位噪声，τ是信号与MPI之间的延迟。
为了从分析上理解这个问题，光信号场和MPI场可以简化为强度调制系统的载波和宽带数据。所以等式(3)可以写为
Figure BDA0004046554340000063
其中，P0为平均光功率，VS(t)为调制宽带数据，VMPI(t)为MPI的数据部分。在光检测之后，光电流IpD可以表示为
Figure BDA0004046554340000064
Figure BDA0004046554340000065
这里，η是探测器的响应性。在等式(6)的右侧，第一项“1”是信号的DC(0Hz频率)，第二项VS(t)是有用的信号；第三项“ε”是MPI引起的DC(0Hz频率)，它可以由DC块去除，并且不影响性能；第4项
Figure BDA0004046554340000071
是载波-载波拍频噪声(由信号载波与MPI载波之间的拍频引起)，其频谱是φ(t)和φ(t-τ)的卷积，由信号与MPI之间的激光线宽和延迟确定。对于广泛使用的由DFB+MZM或EML组成的光发送器，典型的激光线宽为几MHz。对于信号与MPI之间的充分去相关相位，载波-载波拍频噪声的频谱宽度可以大约是激光线宽的两倍，仍在MHz的范围内。接收器内部的内置DC块不能抑制这种载波-载波拍频噪声，因此所公开的实施例使用HPF滤波器。
已经进行了模拟，以验证所公开实施例的方案，模拟条件列于表1中。
表1
Figure BDA0004046554340000072
为了验证图2A至图2C所示的示意性原理，分析了接收到的RF频谱。图5A是示出根据本发明的实施例的具有-26.5dB等效MPI的检测信号的RF频谱的曲线图。如图5A所示，观察到频谱分布接近洛伦兹形状的强低频分量502，这是由载波-载波拍频噪声造成的。图5B是根据本发明的实施例的将截止频率为20MHz的RC HPF应用于MPI失真信号之后的RF频谱的曲线图。如图5B所示，在将HPF应用于MPI失真信号之后，低频分量/噪声502(如图5A所示)被去除。
图6A和图6B是根据本发明的实施例的具有-26.5dB MPI的PAM4信号的眼图。眼图是高速数字传输中信号质量的常见指标。遭受多次反射的信号线将产生约束或应力的“眼”外观，如眼601至606一般性地示出的，其中，周围(阴影)区域610是由MPI和有限信号上升/下降时间引起的符号间干扰引起的。例如，图6A示出了具有-26.5dB MPI和无HPF的PAM4信号的眼图。可以看到，由于MPI引起的串扰，高电平眼605和606几乎完全闭合，MPI引起的串扰依赖于信号电平，并且其中，高电平信号比低电平信号遭受更多的损伤。图6B示出了根据本发明的实施例的具有-26.5dB MPI和具有HPF(fC＝20MHz)的PAM4信号的眼图。在图6B中，一旦将截止频率为20MHz的HPF应用于失真信号，由于载波-载波拍频噪声的去除，眼已经明显打开。
图7A和图7B是根据本发明的实施例的在-26.5dB MPI下不同HPF截止频率的模拟误码率(bit error rate，BER)相对于接收光功率(received optical power，ROP)的模拟曲线图。图7A是典型激光线宽为1MHz的EML或DFB+MZM发送器的结果。可以看到，HPF截止频率为100kHz的性能几乎没有改善，因此典型的DC块在去除典型激光线宽为1MHz的载波-载波拍频噪声方面没有影响。最优截止频率大约为20MHz。截止频率低于最优值的HPF不能充分抑制MPI影响，而截止频率高于最优值的HPF由于有用信号被截止而引起太多失真。这些模拟结果清楚地表明，通过使用所公开的实施例，已经显著改善了BER性能。图7B是典型激光线宽为10MHz的DML发送器的结果。这种情况下的最优截止频率大约为50MHz。图7B说明，通过对10MHz线宽使用HPF也改善了BER性能，但与图7A中使用的1MHz线宽相比，有效性降低了。
图8A和图8B是根据本发明的实施例的在最优截止频率下具有HPF和无HPF的场景之间MPI功率代价(即，功率代价相对于MPI)比较的模拟图表。在所示实施例中，功率代价被KP4 FEC引用为无MPI和无HPF情况@2e-4BER。图8A是针对具有1MHz激光线宽、无HPF和具有HPF(fC＝20MHz)情况下的EML或DFB+MZM发送器。在非常低的MPI(如-40dB)下，由于滤波代价小，使用HPF时的性能略差于不使用HPF时的性能。当MPI高于-39dB时，HPF改善了性能。对于1dB功率代价，HPF在MPI容限方面提供了大约7dB的增益，对应地，连接器回波损耗要求降低了3.5dB。图8B是针对具有10MHz激光线宽、无HPF和具有HPF(fC＝50MHz)情况下的DML发送器。由于激光线宽明显更宽，1dB功率代价下的MPI容限增益降至大约1.0dB，只有当MPI高于-32.5dB时，HPF才会改善性能。
图9A至图9C是根据本发明的实施例在-26.5dB MPI下评估的激光线宽的影响的模拟曲线图。如图9A至图9C所示，使用HPF减轻MPI的操作和性能很大程度上取决于激光线宽。例如，图9A是根据本发明的实施例的最优HPF截止频率与激光线宽的函数关系的曲线图，MPI为-26.5dB。最优HPF截止频率随激光线宽的增加而增加。对于激光线宽为1MHz的典型EML或DFB+MZM光发送器，最优HPF截止频率大约为20MHz。对于使用线宽为50kHz的ECL的光发送器，最优HPF截止频率大约为4MHz。对于线宽为10MHz的DML光发送器，最优HPF截止频率大约为50MHz。在所示模拟中，HPF截止频率被限制在1MHz至200MHz的范围内。
图9B是根据本发明的实施例的最优HPF截止频率与激光线宽的比率与激光线宽的函数关系的曲线图。如图所示，该比率随着激光线宽的增加而减小。对于使用线宽为50kHz的ECL的光发送器，比率大约为80；对于使用1MHz线宽的典型EML或DFB+MZM光发送器，比率大约为20；对于使用10MHz线宽的DML光发送器，比率大约为5。在所示模拟中，HPF截止频率与激光线宽的比率限制在3至200之间。
图9C是根据本发明的实施例的灵敏度增益对线宽的依赖性的图表。在所示实施例中，增益被定义为在最优截止频率、@2e-4BER下无HPF的灵敏度与具有HPF的灵敏度之间的灵敏度差。如图9C所示，灵敏度增益随着线宽的增加而降低。
图10是根据本发明的实施例的不同波特率的HPF滤波引起的功率代价相对于截止频率的曲线图。如上所述，最优HPF截止频率主要通过激光线宽确定。除了去除载波-载波拍频噪声外，HPF还引入了滤波代价，如图8A和图8B所示。滤波代价取决于波特率。因此，最优截止频率也与波特率相关。图10示出了26.6Gbuad和53.2Gbuad PAM4时HPF滤波引起的功率代价与截止频率的函数关系。滤波代价是相对于在BER@2e-4时无HPF的滤波代价定义的。如图10所示，HPF滤波代价随着HPF截止频率的增加而增加。例如，对于20MHz的截止频率，对于53.2Gbuad PAM4，滤波引起的代价大约为0.2dB。低波特率比高波特率的HPF滤波代价高。
图11A和图11B是根据本发明的实施例的具有不同HPF截止频率的26.6Gbaud PAM4的BER相对于ROP的曲线图。具体地，图11A示出了使用6MHz、23MHz和37MHz三种HPF截止频率的实验(即，物理构建而非软件模拟)的-26.5dB MPI结果的26.6Gbaud PAM4的BER与接收光功率(received optical power，ROP)的关系。实验在26.6Gbaud下运行，因为只有25Gbaud(而不是50Gbaud)光接收器可用于评估。与无HPF相比，所有HPF都提供了改善的BER性能，表明所公开实施例的有效性。在所示实施例中，23MHz HPF提供了最优性能。还在26.6GbaudPAM4下运行模拟(即软件模型)进行比较，如图11B所示。当使用HPF时，模拟结果表现出比图11A中的实验结果有效的MPI抑制。与图11A中的实验结果类似，图11B中的模拟结果表明，23MHz HPF滤波比6MHz和37MHz截止频率的滤波提供了更好的性能。
图12是根据本发明的实施例的偏振分复用(polarization-divisionmultiplexing，PDM)光纤系统1200的示意图。PDM光纤系统1200包括双偏振光发送器1210、经历多径干扰的光纤链路1220和具有用于减轻MPI的两个HPF的偏振跟踪光接收器1230。在所示实施例中，双偏振光发送器1210使用CW光1212作为到光耦合器(optical coupler，OC)的输入，光耦合器(optical coupler，OC)将光分离成两部分。每个部分被发送到强度调制器(intensity modulator，IM)1214中(例如MZM中)用于数据调制。两个调制光(其中一个通过偏振旋转器(polarization rotator，PR)1216偏振旋转90度)由偏振合束器(polarizationbeam combiner，PBC)1218组合。输出是偏振复用通道，并被发送到光纤链路1220中，这与图4相同。在光纤链路1220之后，具有MPI的双偏振通道被发送到具有HPF的偏振跟踪光接收器1230中。在所示实施例中，偏振跟踪光接收器1230包括偏振跟踪器1232、两个检测器1234和两个HPF 1236。每个检测器1234可以包括可选的TIA 1238。偏振跟踪器1232接收双偏振信号，并将其解复用到光域中的两个通道(X和Y)。在一个实施例中，偏振跟踪器1232可以是可以自动控制的无端偏振控制器，并且可以集成在硅光子平台中。每个解复用通道被输入到检测器1234中，用于光到电的转换，然后是电信号放大。然后，电信号通过用于减轻MPI的HPF 1236。偏振跟踪光接收器1230的电输出信号在模数转换后被馈送到DSP或决策电路。
图13是根据本发明的实施例的单偏振(single polarization，SP)自零差检测(self-homodyne detection，SHD)传输系统1300的示意图。SP-SHD 1300包括SP-SHD发送器1310、MPI受损光纤链路1320和具有两个用于减轻MPI的HPF的偏振跟踪SHD接收器1330。在SP-SHD发送器1310中，CW光1306被输入到SP-SHD发送器1310的OC 1308中，该OC 1308将光分离成两部分。第一部分被发送到调制器1314中，例如单偏振IQ调制器(singlepolarization IQ modulator，SP-IQM)，用于数据调制。第二部分在没有调制的情况下穿过波导，作为导频或载波发挥作用，并通过PBC 1318与调制光组合，其中一个通过PR 1316在偏振上旋转90度。输出由信号和偏振彼此正交的载波组成。SP-SHD通道被发送到光纤链路1320中，这与图4相同。
在光纤链路1320传输之后，SP-SHD通道经历MPI，并被发送到具有HPF的偏振跟踪SHD接收器1330中。在所示实施例中，偏振跟踪SHD接收器1330包括偏振跟踪器1332、90度光混合混频器1334、两个平衡检测器(balanced detector，BD)1336和两个HPF 1338。在一个实施例中，每个BD 1336包括选项TIA 1340。偏振跟踪器1332接收具有MPI的SP-SHD通道，并分离信号和导频，其中，导频用作本振(1ocal oscillator，LO)。LO和信号输入到90度光混合混频器1334以生成4个输出，其中，两个输出(I正和I负)被发送到第一BD 1336，以生成和放大恢复的同相(in-phase，I)数据，另外两个输出(Q正和Q负)被发送到第二BD 1336，以生成和放大恢复的正交(quadrature，Q)数据。I和Q通道被输入到它们相应的HPF 1338中，以减轻MPI影响。然后，来自每个HPF 1338的电信号被传递到耦合的TIA 1340，该TIA 1340放大电信号。偏振跟踪光接收器1330的电输出信号在模数转换后被馈送到DSP或决策电路。
在以上所讨论的所有实施例中，HPF在模拟域中实现。如果没有接收器DSP，则HPF可以位于检测器之后并位于决策电路之前。如果接收侧有DSP，则HPF可以位于检测器之后并位于模数转换器之前。对于接收侧具有DSP的场景，HPF也可以在数字域中实现，其中，数字HPF位于模数转换器之后。HPF滤波器抽头数量可能很长，因为截止频率以MHz为单位，与DSP采样率相比，该频率非常低。在一些实施例中，可以引入具有采样率转换的多级移动平均滤波器，以减少滤波器抽头的数量。
虽然本发明提供了若干个实施例，但应理解，所公开的系统和方法也可通过其它多种具体形式体现，而不会脱离本发明的精神或范围。本发明示例应当被视为说明性而非限制性的，且本发明并不限于本文所给出的详细内容。例如，各种元件或组件可以组合或集成在另一个系统中，或者可以省略或不实现一些特征。
另外，在不脱离本发明的范围的情况下，各种实施例中描述和说明为离散或单独的技术、系统、子系统和方法可以与其它系统、模块、技术或方法组合或集成。示出或描述为彼此耦合、或直接耦合、或彼此通信的其它项目可通过某种接口、设备或中间组件以电方式、机械方式或其它方式间接耦合或通信。本领域技术人员可以确定改变、替换和更改的其它示例，并在不脱离本发明的精神和范围的情况下作出改变、替换和更改。

Claims (37)

1.一种光接收器，其特征在于，包括：
输入端口，用于接收具有多径干扰(multipath interference，MPI)的强度调制光信号；
检测器，用于将所述具有多径干扰的强度调制光信号转换为电信号；
高通滤波器(high pass filter，HPF)，用于对所述电信号进行滤波并抑制由所述MPI引起的低频分量，以产生滤波后的电信号；
输出端口，用于发送所述滤波后的电信号。
2.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于，所述HPF具有在1兆赫(megahertz，MHz)至大约100MHz的范围内的截止频率。
3.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于，所述HPF具有在1MHz至大约200MHz的范围内的截止频率。
4.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于，所述HPF截止频率与发送器激光线宽的比率在3至200的范围内。
5.根据权利要求1所述的光接收器，其特征在于，所述HPF具有大约20MHz的截止频率。
6.根据权利要求1至4中任一项所述的光接收器，其特征在于，还包括用于放大所述电信号的跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)。
7.根据权利要求1至4中任一项所述的光接收器，其特征在于，还包括TIA，位于所述HPF下游并用于放大所述滤波后的电信号。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述HPF是在微带传输线上具有表面贴装电容器的电阻电容(resistor-capacitor，RC)HPF。
9.根据权利要求1至8中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述HPF的频率传递函数为
Figure FDA0004046554330000011
其中，f为频率，j为单位虚数，
Figure FDA0004046554330000012
为截止频率。
10.根据权利要求1至9中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述HPF是具有替换电容器的现有的直流分量(direct component，DC)块，所述替换电容器具有所述截止频率
Figure FDA0004046554330000013
11.根据权利要求1至10中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述具有MPI的强度调制光信号使用脉冲幅度调制n(pulse amplitude modulation n，PAMn)作为基带调制，其中，n为等于或大于2的整数。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述具有MPI的强度调制光信号使用无载波幅度相位(carrierless amplitude phase，CAP)调制、正交幅度调制(quadrature amplitude modulation，QAM)或离散多载波(discrete multiple tone，DMT)中的一种作为子载波调制。
13.根据权利要求1至12中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述HPF的最优截止频率随着用于向所述光接收器发送强度调制光信号的激光线宽的增加而增加。
14.根据权利要求1至12中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述MPI在耦合到所述光接收器的所述输入端口的光纤链路中生成。
15.根据权利要求1至12中任一项所述的光接收器，其特征在于，所述HPF引入滤波代价，所述滤波代价取决于在调制所述光接收器接收的所述强度调制光信号中的数据时使用的波特率。
16.一种偏振分复用(polarization-division multiplexing，PDM)光纤系统，其特征在于，包括：
双偏振光发送器；
偏振跟踪光接收器，具有用于减轻多径干扰(multipath interference，MPI)的多个高通滤波器(high pass filter，HPF)；
光纤链路，耦合所述双偏振光发送器和所述偏振跟踪光接收器。
17.根据权利要求16所述的PDM光纤系统，其特征在于，所述双偏振光发送器包括：
光耦合器(optical coupler，OC)，用于接收连续波(continuous wave，CW)光并将所述CW光分离成第一部分和第二部分；
第一强度调制器(intensity modulator，IM)，用于接收所述CW光的所述第一部分，并用第一数据调制所述第一部分，以生成第一调制光；
第二IM，用于接收所述CW光的所述第二部分，并用第二数据调制所述第二部分，以生成第二调制光；
偏振旋转器(polarization rotator，PR)，用于将所述第一调制光和所述第二调制光中的一个偏振旋转90度；
偏振合束器(polarization beam combiner，PBC)，用于在所述第一调制光和所述第二调制光中的一个偏振旋转90度之后，组合所述第一调制光和所述第二调制光，以产生双偏振信号；
输出端口，用于将所述双偏振信号发送到所述光纤链路中。
18.根据权利要求16或17所述的PDM光纤系统，其特征在于，所述偏振跟踪光接收器包括：
偏振跟踪器，用于接收所述双偏振信号，并将所述双偏振信号解复用为X通道光信号和Y通道光信号；
第一检测器，用于接收所述X通道光信号并将所述X通道光信号转换为第一电信号；
第二检测器，用于接收所述Y通道光信号并将所述Y通道光信号转换为第二电信号；
第一高通滤波器(high pass filter，HPF)，用于接收所述第一电信号并对所述第一电信号进行滤波，以抑制由MPI引起的低频分量，进而产生第一滤波电信号；
第二HPF，用于接收所述第二电信号并对所述第二电信号进行滤波，以抑制由所述MPI引起的低频分量，进而产生第二滤波电信号；
第一输出端口，用于发送所述第一滤波电信号；
第二输出端口，用于发送所述第二滤波电信号。
19.根据权利要求16至18中任一项所述的PDM光纤系统，其特征在于，所述偏振跟踪光接收器还包括：
第一跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)，用于放大所述第一电信号；
第二TIA，用于放大所述第二电信号。
20.根据权利要求16至18中任一项所述的PDM光纤系统，其特征在于，所述偏振跟踪光接收器还包括：
第一跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)，位于所述第一HPF之后并用于放大所述第一滤波电信号；
第二TIA，位于所述第二HPF之后并用于放大所述第二滤波电信号。
21.根据权利要求16至20中任一项所述的PDM光纤系统，其特征在于，所述偏振跟踪器为无端偏振控制器。
22.一种偏振跟踪光接收器，其特征在于，包括：
偏振跟踪器，用于接收双偏振信号，并将所述双偏振信号解复用为X通道光信号和Y通道光信号；
第一检测器，用于接收所述X通道光信号并将所述X通道光信号转换为第一电信号；
第二检测器，用于接收所述Y通道光信号并将所述Y通道光信号转换为第二电信号；
第一高通滤波器(high pass filter，HPF)，用于接收所述第一电信号并对所述第一电信号进行滤波，以抑制由多径干扰(multipath interference，MPI)引起的低频分量，进而产生第一滤波电信号；
第二HPF，用于接收所述第二电信号并对所述第二电信号进行滤波，以抑制由所述MPI引起的低频分量，进而产生第二滤波电信号；
第一输出端口，用于发送所述第一滤波电信号；
第二输出端口，用于发送所述第二滤波电信号。
23.根据权利要求22所述的偏振跟踪光接收器，其特征在于，所述HPF具有在1兆赫(megahertz，MHz)至大约100MHz的范围内的截止频率。
24.根据权利要求22所述的偏振跟踪光接收器，其特征在于，所述HPF具有在1MHz至大约200MHz的范围内的截止频率。
25.根据权利要求22所述的偏振跟踪光接收器，其特征在于，所述HPF具有大约20MHz的截止频率。
26.一种单偏振(single polarization，SP)自零差检测(self-homodyne detection，SHD)传输系统，其特征在于，包括：
SP-SHD发送器；
多径干扰(multipath interference，MPI)受损光纤链路；
偏振跟踪SHD接收器，具有用于减轻MPI的第一高通滤波器(high pass filter，HPF)和第二HPF。
27.根据权利要求26所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述SP-SHD发送器包括：
光耦合器(optical coupler，OC)，用于接收连续波(continuous wave，CW)光并将所述CW光分离成第一部分和第二部分，其中，所述第二部分CW光用作导频信号；
第一强度调制器(intensity modulator，IM)，用于接收所述CW光的所述第一部分，并用数据调制所述第一部分，以生成第一调制光；
偏振旋转器(polarization rotator，PR)，用于将所述第一调制光和所述第二部分CW光中的一个偏振旋转90度；
偏振合束器(polarization beam combiner，PBC)，用于在所述第一调制光和所述第二部分CW光中的一个偏振旋转90度之后，组合所述第一调制光和所述第二部分CW光，以产生包括彼此正交偏振的信号和导频信号的SP-SHD通道；
输出端口，用于将所述SP-SHD通道发送到所述MPI受损光纤链路中。
28.根据权利要求26或27所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述偏振跟踪SHD接收器包括：
偏振跟踪器，用于从所述MPI受损光纤链路接收所述具有MPI的SP-SHD通道，并将所述SP-SHD通道分离成所述信号和所述导频信号，其中，所述导频信号用作本振(localoscillator，LO)；
90度光混合混频器，用于接收所述信号和所述LO，所述90度光混合混频器用于生成同相(in-phase，I)正输出信号、I负输出信号、正交(quadrature，Q)正输出信号和Q负输出信号；
第一平衡检测器(balanced detector，BD)，用于接收所述I正输出信号和所述I负输出信号，并恢复I数据信号；
第二BD，用于接收所述Q正输出信号和所述Q负输出信号，并恢复Q数据信号；
所述第一HPF，用于接收所述I数据信号并对所述I数据信号进行滤波，以抑制由MPI引起的低频分量，进而产生第一滤波电信号；
所述第二HPF，用于接收所述Q数据信号并对所述Q数据信号进行滤波，以抑制由所述MPI引起的所述低频分量，进而产生第二滤波电信号；
第一输出端口，用于发送所述第一滤波电信号；
第二输出端口，用于发送所述第二滤波电信号。
29.根据权利要求26至28中任一项所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述偏振跟踪SHD接收器还包括：
第一跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)，用于放大所述I数据信号；
第二TIA，用于放大所述Q数据信号。
30.根据权利要求26至28中任一项所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述偏振跟踪SHD接收器还包括：
第一跨阻放大器(transimpedance amplifier，TIA)，位于所述HPF之后并用于放大所述第一滤波电信号；
第二TIA，位于所述HPF之后并用于放大所述第二滤波电信号。
31.根据权利要求26至30中任一项所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述第一HPF和所述第二HPF的截止频率在1兆赫(megahertz，MHz)至大约100MHz的范围内。
32.根据权利要求26至30中任一项所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述第一HPF和所述第二HPF的截止频率在1MHz至大约200MHz的范围内。
33.根据权利要求26至30中任一项所述的SP-SHD传输系统，其特征在于，所述第一HPF和所述第二HPF的截止频率大约为20MHz。
34.一种偏振跟踪自零差检测(self-homodyne detection，SHD)接收器，其特征在于，包括：
偏振跟踪器，用于从光纤链路接收具有多径干扰(multipath interference，MPI)的单偏振(single polarization，SP)-SHD通道，并将所述SP-SHD通道分离成所述信号和所述导频信号，其中，所述导频信号用作本振(local oscillator，LO)；
90度光混合混频器，用于接收所述信号和所述LO，所述90度光混合混频器用于生成同相(in-phase，I)正输出信号、I负输出信号、正交(quadrature，Q)正输出信号和Q负输出信号；
第一平衡检测器(balanced detector，BD)，用于接收所述I正输出信号和所述I负输出信号，并恢复I数据信号；
第二BD，用于接收所述Q正输出信号和所述Q负输出信号，并恢复Q数据信号；
所述第一高通滤波器(high pass filter，HPF)，用于接收所述I数据信号并对所述I数据信号进行滤波，以抑制由MPI引起的低频分量，进而产生第一滤波电信号；
所述第二HPF，用于接收所述Q数据信号并对所述Q数据信号进行滤波，以抑制由所述MPI引起的所述低频分量，进而产生第二滤波电信号；
第一输出端口，用于发送所述第一滤波电信号；
第二输出端口，用于发送所述第二滤波电信号。
35.根据权利要求34所述的偏振跟踪SHD接收器，其特征在于，所述HPF具有在1兆赫(megahertz，MHz)至大约100MHz的范围内的截止频率。
36.根据权利要求34所述的偏振跟踪SHD接收器，其特征在于，所述HPF具有在1MHz至大约200MHz的范围内的截止频率。
37.根据权利要求34所述的偏振跟踪SHD接收器，其特征在于，所述HPF具有大约20MHz的截止频率。
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