CN115801526A - 一种非线性放大三维信号调制解调方法及装置 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种非线性放大三维信号调制解调方法及装置。该方法利用无线传输系统实现具有斯托克斯约束的三维调制，发射端由三维调制产生的两路信号分别独立正交通过工作在非线性放大的功率放大器和天线进行信号发射。接收端通过极化正交的天线或单天线获取存在非线性畸变的接收信号。利用两路调制符号的斯托克斯约束关系，对接收信号幅度和相位的非线性畸变进行估计和补偿。本发明可应用于单载波频域均衡无线传输系统，利用具有斯托克斯约束的三维调制进行信息传输。即使功率放大器工作在非线性区甚至于饱和放大区，所提方法使得无线接收机仍然实现高性能接收，从而显著提升无线通信系统的功率效率。
Description
技术领域
本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种非线性放大三维信号调制解调方法及装置。
背景技术
追求频谱效率和功率效率的提升是未来无线网络应对超大容量和超大规模连接应用的关键。功率放大器效率是影响无线系统功率效率的主要因素，功放功率效率与功放工作区域有关，非线性工作的功放具有较高的功率效率，但同时会使信号产生畸变，从而影响接收端的信息恢复。现有功率放大器提升方法或畸变信号恢复方法如数字预失真技术、接收端功放非线性抵消技术等都基于功率放大器的非线性模型。这类基于功放非线性模型的方法在毫米波频段实现难度较大，难以有效提升毫米波频段功率放大器效率，严重制约了未来基于毫米波的无线系统的功率效率。
发明内容
本发明目的在于提供一种非线性放大三维信号调制解调方法及装置,以解决能够在较高的功率效率下保持较低的误差向量幅度(ErrorVectorMagnitude,EVM)，从而提升无线传输系统的功率效率的技术问题。
为解决上述技术问题，本发明的具体技术方案如下：
一种非线性放大三维信号调制解调方法，包括以下步骤：
步骤1：三维调制信号空间的选择；三维调制方法，是指在正交传输的x路和y路符号之间引入斯托克斯约束关系，然后将x路和y路符号张成的非独立四维信号空间转化为独立的三维斯托克斯状态空间，选择L个三维调制状态点，并使其最小距离最大化，以此承载log2L比特信息的调制方式；
正交传输的x路和y路符号之间存在斯托克斯约束关系，利用斯托克斯矢量与琼斯矢量的转化关系，将非独立的四维调制信号空间的选择问题转化为独立的三维斯托克斯球面点的选择问题；由于这种斯托克斯球面的调制信号空间选择方法表达在x路和y路信号的星座图中都只占据了星座图的第一、四象限，信号空间利用率不足且存在直流分量；为此，在x路和y路符号上还同时进行了相位调制，得到三维调制的四维信号状态空间；
步骤2：三维调制的实现；将输入到三维调制器的二进制比特流进行分组，以log2(L×M)比特作为一个符号，其中M为附加的相位调制阶数，利用步骤1产生的四维信号状态空间将调制符号映射为两路正交承载的I和Q信号；
步骤3：三维调制信号的发射装置；三维调制方式用于单载波频域均衡SC-FDE传输系统；传输比特流通过信道编码后，根据步骤1的三维调制方法和步骤2的三维调制实现得到x路和y路两路正交传输但信息之间存在斯托克斯约束的传输符号，x路和y路传输符号分别通过基带调制后得到x路和y路两路正交信号，分别通过包含非线性功放的射频链路和发射天线进行信号发射；
步骤4：三维调制信号的接收装置；利用接收天线、射频链路独立接收x路和y路射频信号，并独立进行载波解调和模数转换得到相应基带信号后进行频域均衡，然后进行基带信号的幅度失真的估计与补偿，基带解调后进行星座图相位失真的估计与补偿；再根据步骤1的三维调制信号空间的四维信号表达进行最大似然解映射和信道解码得到接收比特流；
步骤5：获取步骤4中接收天线和接收射频链路处理得到的x路和y路两路正交基带信号，由于功率放大器的非线性作用，步骤4中均衡后得到的x路和y路基带信号及基带解调得到的调制符号存在幅度和相位的失真；需要进行基带信号的失真幅度估计与补偿及接收调制符号的失真相位估计与补偿，具体步骤方法如下；初始化调制符号功率估计值Ps (0)＝0，作为步骤7中第一次迭代的判决标准；
步骤6：将步骤5接收的x路和y路两路正交基带信号或步骤10得到的基带估计信号进行基带解调，得到x路和y路三维调制接收符号；
步骤7：根据步骤6获得的三维调制接收符号计算调制符号的平均功率，并以调制符号功率的收敛性作为幅度补偿迭代的判决条件。判决方法如下：判断本次迭代得到的调制符号平均功率与上次迭代的调制符号平均功率差值小于阈值，若小于则调制符号的平均功率收敛，若大于或等于则不收敛；若收敛，输出x路和y路调制符号，并直接转至步骤11进行失真相位的估计与补偿；若不收敛，则进行步骤8；
步骤8：利用x路调制符号得到y路调制符号的估计值，利用y路调制符号得到x路调制符号的估计值；
步骤9：利用步骤8得到的x路和y路调制符号的估计值，分别进行基带成形得到两路基带信号的估计值；
步骤10：对步骤5中接收的原始x路和y路基带信号进行分析，判断每个点的幅度值是否大于指定阈值；若大于，则使用步骤9得到的对应的基带信号估计值的幅度进行替换接收信号幅度，但保留原始接收信号的相位；若不大于，则保留原始接收信号幅度和相位；每次迭代的幅度补偿完成后得到x路和y路基带估计信号后转至步骤6；
步骤11：接收基带信号在经过步骤5至步骤10的基带信号幅度估计与补偿后，根据x路和y路调制符号相位之间的相关性进行两路符号相位估计与补偿。
进一步的，步骤1中，正交传输的x路和y路符号之间引入斯托克斯约束关系如下：
其中Ex为x路调制符号的幅度，Ey为y路调制符号的幅度，
为x路调制符号的相位，
为y路调制符号的相位，S0为施加的约束，表示为三维调制符号功率；
利用斐波那契网络在斯托克斯球面上进行调制状态空间的选择，第l个三维调制符号的斯托克斯球面坐标具体获取方法如下：
其中，S0、S1、S2和S3为stokes参数，S0代表x路调制符号和y路调制符号功率之和，即传输一个调制符号所需的功率，在两路正交信号上还同时进行了M阶相位调制，得到三维调制的四维信号状态空间。
进一步的，步骤6中，将步骤5中接收的存在幅度和相位的失真的x路和y路基带信号和步骤10得到的基带估计信号进行基带解调，利用三维调制x路和y路调制符号之间的相关性估计与补偿基带信号的幅度。
进一步的，步骤7中，采用调制符号功率的收敛性作为幅度补偿迭代的判决条件：具体方法如下：
其中Ps (i)为第i次迭代得到的调制符号平均功率，ε为判决阈值，上式为真则判决为收敛，反之则不收敛。
进一步的，步骤8中，利用畸变的调制符号进行x路和y路调制符号幅度的交叉估计，其具体方法如下：
其中，
为步骤7得到的符号功率估计值，
为第n个x路调制符号的估计值，
为第n个y路调制符号的估计值，Ex,n为第n个x路调制符号的原始值，Ey,n为第n个y路调制符号的原始值。
进一步的，步骤9中，采用脉冲成形由调制符号估计值得到x路和y路基带信号估计值。
进一步的，步骤10中，采用阈值筛选的方式对原始接收基带信号进行重构，对超过阈值的基带信号点的幅度用相应基带信号估计值代替，相位保持；对不超过阈值的基带信号点幅度和相位均保持，幅度阈值具体选取如下：
其中，
为x路基带信号平均功率，
为y路基带信号平均功率，σ为接收信噪比，κ为噪声阈值系数。
进一步的，步骤11中，利用三维调制的同一调制符号的x路调制符号分量和y路调制符号分量的相位相反关系，对两路调制符号相位和进行平均，然后按功率比分配至x路和y路调制符号的方式进行符号畸变相位估计与补偿，具体方法如下：
其中，
和
分别为x路和y路调制符号的相位估计值，θx,n和Px,n分别为幅度补偿并基带解调后得到的第n个x路调制符号相位和功率，θy,n和Py,n为幅度补偿并基带解调后得到的第n个y路调制符号的相位和功率，N为该数据帧符号数。
本发明还公开了一种非线性放大三维信号调制解调装置，装置实现了基于三维调制的单载波频域均衡无线通信系统的发射和接收结构；在发射结构，待传输比特流经过信道编码后，通过权利要求2所述的三维调制方法得到独立传输的x路和y路两路符号，经过独立的基带调制后得到x路和y路正交传输基带信号，通过含非线性功放的射频链路和天线进行信号发射；射频链路的结构与x路和y路信号的承载方式有关，若使用不同时隙承载两路正交调制信号，则x路和y路信号经过载波调制后，先后通过同一射频链路和发射天线进行发送；若使用不同载波承载两路正交调制信号，则x路和y路信号分别进行载波调制到不同载波频率上，通过宽带的射频链路和发射天线进行发射；若使用不同极化天线承载两路正交调制信号，则两路基带信号分别通过不同通道的射频链路和功放，通过水平和垂直两个正交极化的天线进行信号发射；对于接收结构，依据正交信号的承载方式，对接收端进行相应天线接收和相干解调；对不同时隙承载的两路正交调制信号，接收端使用单通道的对应极化的天线和射频链路分时隙接收两路正交信号；对不同载波承载的两路正交调制信号，接收端利用不同载波频率的相干解调得到两路正交调制信号；对不同极化承载的两路正交调制信号，接收端利用水平和垂直极化两天线及对应两个通道的射频链路接收两路正交调制信号；由于发射端功率放大器的非线性工作，通过上述方法得到的x路和y路信号经过频域均衡后存在幅度和相位失真，经过权利要求3-8所述的失真幅度和相位的估计与补偿后得到x路和y路接收符号，利用权利要求2得到的三维调制的四维信号状态空间和最大似然方法进行软解调，得到传输比特的对数似然比，最后经过信道解码得到接收比特流。
本发明的非线性放大三维信号调制解调方法及装置，具有以下优点：
1、本发明基于三维调制产生x路和y路两路正交传输信号，两路正交信号在传输承载同一符号信息时总功率保持不变且两路信号功率值及其变化呈现相反的特性。在接收端通过对x路和y路符号进行相互估计，然后脉冲成形得到相互估计的基带信号，以迭代的方式估计两路信号总功率值，能够对信号幅度失真进行估计与补偿。
2、本发明对已经幅度补偿的信号进行基带解调，基于三维调制产生的x路和y路符号之间的相位相关性，估计符号相位的畸变程度，从而能够补偿两路调制符号的相位。经过幅度补偿和相位补偿后的接收三维调制符号的EVM与未进行信号估计与补偿的三维调制符号相比，在功率放大器非线性区工作时有明显优势。
附图说明
图1是本发明三维调制方法实现装置；
图2是本发明三维调制的解调方法实现；
图3是本发明三维调制畸变信号估计与补偿方法流程图；
图4是用来验证本发明提出算法的功率放大器模型，其中(a)为功率放大器调幅-调幅(Amplitude-to-Amplitude modulation,AM-AM)效应，(b)为功率放大器调幅-调相(Amplitude-to-Phase modulation,AM-PM)效应，(c)为功率放大器增益压缩示意图；
图5是本发明幅度失真补偿效果示意图，其中(a)为未经过幅度补偿的基带信号与原始传输信号的对比，(b)为经过幅度补偿的基带信号与原始传输信号的对比。
图6是本发明相位补偿效果示意图，其中(a)为未经过相位补偿的接收星座图与原始传输符号星座图的对比，(b)为经过相位补偿的接收星座图与原始传输符号星座图的对比。
图7是本发明信号重构对在不同回退功率下误差向量幅度的性能提升示意图。
具体实施方式
为了更好地了解本发明的目的、结构及功能，下面结合附图，对本发明一种非线性放大三维信号调制解调方法及装置做进一步详细的描述。
在本发明实例以功率放大器模型的非线性放大效应来展示所提方法的有效性。如图4所示，给出了功率放大器模型的AM-AM效应、AM-PM效应以及功率放大器增益曲线，具体模型参数如下：
功率放大器的非线性失真AM-AM效应采用Rapp模型：
其中,G(A)为功率放大器增益，A为输入信号幅度，g、Asat、s为功率放大器AM-AM效应Rapp模型参数，具体配置如表1。
而AM-PM效应采用修正的Rapp模型：
其中，Ψ(A)为功率放大器输出相位，α、β、q1和q2为功率放大器AM-PM效应Rapp模型参数，具体配置如表1。
以上两个模型的各参数配置如表1所示。
表1
| g | A<sub>sat</sub> | s | α | β | q<sub>1</sub> | q<sub>2</sub> |
| 4.65 | 0.58 | 0.81 | 2560 | 0.114 | 2.4 | 2.3 |
三维调制信号在上述功率放大器非线性区的作用下信号产生畸变，畸变信号通过发射和接收天线传送到接收端，经过射频链路后得到畸变的基带信号。
根据图1所示的三维调制信号发射装置、图2所示的三维调制信号接收装置和如图3所示的失真信号估计与补偿步骤流程图，下面陈述具体的三维调制发射与接收装置和信号失真估计与补偿实施方式，本发明包括以下步骤：
步骤1：三维调制信号空间的设计。为抑制功放非线性失真对信息传输的差错率影响，在正交维度承载的x路和y路符号调制符号之间引入一定约束关系，关系约束如下式：
其中，Ex和Ey分别表示调制符号对应的x和y路符号的幅度值，
和
分别表示调制符号对应的x路和y路符号的相位。S0为施加的约束。
具有这种约束的x路和y路符号张成的四维I/Q信号空间非独立，可以转化为独立的三维斯托克斯状态空间。三维调制是指基于这种三维斯托克斯状况空间选择L个(三维调制阶数)最小距离最大的状态点进行来承载log2L比特信息的调制方式。
这种调制方式的调制状态空间选择，要保证四维信号空间中各个符号的最小欧式距离最大化，约束关系的存在使得四维信号彼此并不独立，因此不能直接在信号域进行。
斯托克斯(Stokes)矢量和琼斯(Jones)矢量的转化关系能够满足上述约束关系，其转化表达如下：
其中，S0、S1、S2和S3为stokes参数，S0代表x调制符号和y路调制符号功率之和，即传输一个调制符号所需的功率。当幅度约束S0确定时，三维调制的四维信号状况空间的选择即转化了半径为S0的球面状态空间的选择。对L×M阶的三维调制，L为stokes球面状态点数，需要在球面中选择L个最小距离最大的点作为调制状态空间。M为附加相位调制阶数。本发明引入斐波那契网络进行球面上L个点的选择，使L个球面点的最小欧式距离最大，S0归一化后球面上第l个点的坐标为：
由于这种基于斯托克斯球面的三维调制空间选择方法表达在x路和y路的I/Q信号空间的星座图中都只占据了星座图的第一、四象限，信号空间利用率不足且存在直流分量。为此，在x路和y路两路正交信号上还同时进行了二进制相移键控(BPSK)，即M＝2，得到三维调制的四维信号信号空间。
步骤2：三维调制的实现。将输入到三维调制器的二进制比特流进行分组，以log2(L×M)(L×M为三维调制阶数)比特作为一个符号，利用步骤1产生的四维调制信号空间将调制符号映射为x路和y路正交承载的I路和Q路信号。第n个正交承载的调制符号表示为：
其中，φn为BPSK得到的符号相位，取0或π，因此x路和y路信号相位之和为0或2π，BPSK不影响上述约束关系。
步骤3：三维调制信号的发射装置。对于基于三维调制的单载波频域均衡(SC-FDE)传输系统，其发射装置如图1所示。传输比特流通过信道编码后，根据步骤2的三维调制方法得到两路正交传输但信息之间存在斯托克斯约束的传输符号，两路正交传输符号分别通过基带调制后得到两路正交信号，分别通过包含非线性功放的射频链路和发射天线进行信号发射，发射端基带信号表达式为：
其中，p(t)为成形脉冲，Ts为符号周期。
信号的传输方式与承载正交两路信号的维度有关，若使用不同时隙承载两路正交调制信号，则两路信号先后通过同一射频链路和发射天线进行发送；若使用不同载波承载两路正交调制信号，则两路基带信号分别进行载波调制到不同载波频率上，通过宽带的射频链路和发射天线进行发射；若使用不同极化天线承载两路正交调制信号，则两路基带信号分别通过不同通道的射频链路和功放，通过水平和垂直两个正交极化的天线进行信号发射。
步骤4：对步骤3的三维调制发射信号进行接收。依据正交信号的承载方式，对接收端进行相应处理。对不同时隙承载的两路正交调制信号，接收端使用单通道的对应极化的天线和射频链路分时隙接收两路正交信号；对不同载波承载的两路正交调制信号，接收端利用不同载波频率的相干解调得到两路正交调制信号；对不同极化承载的两路正交调制信号，接收端利用水平和垂直极化两天线及对应两个通道的射频链路接收两路正交调制信号。接收得到基带信号后进行频域均衡得到两路正交调制接收基带信号，其接收信号表示为：
其中，
为x和y路接收基带信号，Sx(t)、Sy(t)为x和y路发射基带信号，hxx(t)、hxy(t)、hyx(t)、hyy(t)为包含射频链路的信道冲激响应，Zx(t)和Zy(t)为高斯白噪声，⊙表示卷积运算。
步骤5：步骤4得到的x和y路基带信号由于功率放大器的非线性工作产生畸变，直接用于三维信号解调会产生较大的误差向量幅度和误符号率，因此以下步骤对该信号畸变进行估计与补偿。根据步骤4中获取的x和y路两路正交基带信号，同时初始化符号功率(x和y路两路正交符号的总功率)估计值Ps (0)＝0，作为步骤7中第一次迭代的判决标准。
步骤6：将步骤5接收的x和y路两路正交基带信号或经步骤6-步骤10得到的基带估计信号进行基带解调，得到x和y路三维调制接收符号；
步骤7：根据步骤6获得的x和y路调制符号计算第i次迭代的调制符号的平均功率，计算方式为
其中，
表示第i次迭代得到的调制符号平均功率，
和
分别表示第i次迭代中第n个调制符号对应的x和y路符号的幅度值。判断调制符号的平均功率是否收敛，若收敛，输出x路和y路符号，并转至步骤11；若不收敛，则进行步骤8。
收敛判决表达如下：
其中，Ps (i)为第i次迭代得到的调制符号平均功率，ε为判决阈值，上式为真则判决为收敛，反之则不收敛。
步骤8：对三维制而言，同一调制符号的x路符号分量和y路符号分量的幅度之间存在约束关系，即：
由此可知，x路调制信号的峰值和y路调制信号的峰值不会同时达到，两信号幅度存在错峰互补的关系。当x路调制信号处于功放非线性区工作时，y路调制信号则往往处于线性区工作，反之亦然，以此可以对两路信号幅度进行交叉估计，以此补偿畸变信号幅度，符号估计方法如下式：
其中，
为步骤7得到的符号功率估计值，Ex,n和Ey,n分别表示第n个调制符号对应的x和y路符号的幅度值，
和
分别表示第n个调制符号对应的x和y路符号的幅度估计值。
步骤9：利用步骤8得到的x和y路调制符号的估计值，分别进行升余弦脉冲成形滤波，得到两路基带信号的估计值。根据步骤8的分析，在调制符号功率值收敛时，该估计值能够恢复原始信号的峰值部分。
步骤10：对步骤4中接收的x和y路原始基带信号进行分析，判断每个点的幅度值是否大于指定阈值。若大于，则使用步骤9得到的对应的基带信号估计值的幅度进行替换接收信号幅度，但保留原始接收信号的相位；若不大于，则保留原始接收信号幅度和相位。其中，阈值的设定与原始接收三维调制基带信号的平均功率和接收信噪比有关，其阈值表达式为
其中，
和
分别为x路和y路基带接收信号的平均功率，σ为接收信噪比，κ为噪声阈值系数。在调制符号的平均功率收敛后，幅度补偿效果如图5所示。每次迭代的幅度补偿完成后转至步骤7。
步骤11：接收基带信号在经过步骤5至步骤10的基带信号幅度估计与补偿后，经过基带解调得到已幅度补偿的相位畸变x和y路调制符号。经过功率放大器后，大信号的相位畸变比小信号的相位畸变更恶劣，相位畸变程度与信号幅度成正相关。三维调制方法而言，同一调制符号的x路调制符号分量和y路调制符号分量的相位相反，因此x路调制符号和y路调制符号相位之和为0°，且功率放大器对每个调制符号相位和的畸变具有稳定的均值。因此，可以通过计算两路调制符号相位和的平均值，然后根据功率之比分配至x和y路调制符号，从而得到畸变相位的估计值。补偿后的相位可表示为
其中，
和
分别为x路和y路调制符号的相位估计值，θx,n和Px,n分别为幅度补偿并基带解调后得到的第n个x路调制符号相位和功率，θy,n和Py,n为幅度补偿并基带解调后得到的第n个y路调制符号的相位和功率，N为该数据帧符号数，相位补偿效果如图6所示。
利用提出方法的信号估计与补偿结果：
图7给出了在功率放大器不同回退功率工作时未补偿接收信号与经过上述方法补偿后的信号与原始发射信号之间的误差向量幅度对比结果。由图7可知，在功率放大器的工作区域由线性区转变为非线性区(即图7横坐标回退功率增大)时，经过补偿的三维调制接收信号比未经过补偿的三维调制接收信号有明显的EVM降低，从而能够保证功率放大器在更高的效率下工作而不损害三维调制的解调性能。
本发明公开了一种非线性放大三维信号调制解调方法及装置。该方法利用无线传输系统实现具有斯托克斯约束的三维调制，发射端由三维调制产生的两路信号分别独立正交通过工作在非线性放大的功率放大器和天线进行信号发射。接收端通过极化正交的天线(发射端利用极化维度承载有约束关系的正交信号)或单天线(发射端利用频率维度有约束关系的正交信号)获取存在非线性畸变的接收信号。利用两路调制符号的斯托克斯约束关系，对接收信号幅度和相位的非线性畸变进行估计和补偿。本发明可应用于单载波频域均衡(极化)无线传输系统，利用具有斯托克斯约束的三维调制进行信息传输。即使功率放大器工作在非线性区甚至于饱和放大区，所提方法使得无线接收机仍然实现高性能接收，从而显著提升无线通信系统的功率效率。
可以理解，本发明是通过一些实施例进行描述的，本领域技术人员知悉的，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以对这些特征和实施例进行各种改变或等效替换。另外，在本发明的教导下，可以对这些特征和实施例进行修改以适应具体的情况及材料而不会脱离本发明的精神和范围。因此，本发明不受此处所公开的具体实施例的限制，所有落入本申请的权利要求范围内的实施例都属于本发明所保护的范围内。
Claims (9)
1.一种非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1：三维调制信号空间的选择；三维调制方法，是指在正交传输的x路和y路符号之间引入斯托克斯约束关系，然后将x路和y路符号张成的非独立四维信号空间转化为独立的三维斯托克斯状态空间，选择L个三维调制状态点，并使其最小距离最大化，以此承载log2L比特信息的调制方式；
正交传输的x路和y路符号之间存在斯托克斯约束关系，利用斯托克斯矢量与琼斯矢量的转化关系，将非独立的四维调制信号空间的选择问题转化为独立的三维斯托克斯球面点的选择问题；由于这种斯托克斯球面的调制信号空间选择方法表达在x路和y路信号的星座图中都只占据了星座图的第一、四象限，信号空间利用率不足且存在直流分量；为此，在x路和y路符号上还同时进行了相位调制，得到三维调制的四维信号状态空间；
步骤2：三维调制的实现；将输入到三维调制器的二进制比特流进行分组，以log2(L×M)比特作为一个符号，其中M为附加的相位调制阶数，利用步骤1产生的四维信号状态空间将调制符号映射为两路正交承载的I和Q信号；
步骤3：三维调制信号的发射装置；三维调制方式用于单载波频域均衡SC-FDE传输系统；传输比特流通过信道编码后，根据步骤1的三维调制方法和步骤2的三维调制实现得到x路和y路两路正交传输但信息之间存在斯托克斯约束的传输符号，x路和y路传输符号分别通过基带调制后得到x路和y路两路正交信号，分别通过包含非线性功放的射频链路和发射天线进行信号发射；
步骤4：三维调制信号的接收装置；利用接收天线、射频链路独立接收x路和y路射频信号，并独立进行载波解调和模数转换得到相应基带信号后进行频域均衡，然后进行基带信号的幅度失真的估计与补偿，基带解调后进行星座图相位失真的估计与补偿；再根据步骤1的三维调制信号空间的四维信号表达进行最大似然解映射和信道解码得到接收比特流；
步骤5：获取步骤4中接收天线和接收射频链路处理得到的x路和y路两路正交基带信号，由于功率放大器的非线性作用，步骤4中均衡后得到的x路和y路基带信号及基带解调得到的调制符号存在幅度和相位的失真；需要进行基带信号的失真幅度估计与补偿及接收调制符号的失真相位估计与补偿，具体步骤方法如下；初始化调制符号功率估计值Ps (0)＝0，作为步骤7中第一次迭代的判决标准；
步骤6：将步骤5接收的x路和y路两路正交基带信号或步骤10得到的基带估计信号进行基带解调，得到x路和y路三维调制接收符号；
步骤7：根据步骤6获得的三维调制接收符号计算调制符号的平均功率，并以调制符号功率的收敛性作为幅度补偿迭代的判决条件。判决方法如下：判断本次迭代得到的调制符号平均功率与上次迭代的调制符号平均功率差值小于阈值，若小于则调制符号的平均功率收敛，若大于或等于则不收敛；若收敛，输出x路和y路调制符号，并直接转至步骤11进行失真相位的估计与补偿；若不收敛，则进行步骤8；
步骤8：利用x路调制符号得到y路调制符号的估计值，利用y路调制符号得到x路调制符号的估计值；
步骤9：利用步骤8得到的x路和y路调制符号的估计值，分别进行基带成形得到两路基带信号的估计值；
步骤10：对步骤5中接收的原始x路和y路基带信号进行分析，判断每个点的幅度值是否大于指定阈值；若大于，则使用步骤9得到的对应的基带信号估计值的幅度进行替换接收信号幅度，但保留原始接收信号的相位；若不大于，则保留原始接收信号幅度和相位；每次迭代的幅度补偿完成后得到x路和y路基带估计信号后转至步骤6；
步骤11：接收基带信号在经过步骤5至步骤10的基带信号幅度估计与补偿后，根据x路和y路调制符号相位之间的相关性进行两路符号相位估计与补偿。
2.根据权利要求1所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤1中，正交传输的x路和y路符号之间引入斯托克斯约束关系如下：
其中Ex为x路调制符号的幅度，Ey为y路调制符号的幅度，
为x路调制符号的相位，
为y路调制符号的相位，S0为施加的约束，表示为三维调制符号功率；
利用斐波那契网络在斯托克斯球面上进行调制状态空间的选择，第l个三维调制符号的斯托克斯球面坐标具体获取方法如下：
其中，S0、S1、S2和S3为stokes参数，S0代表x路调制符号和y路调制符号功率之和，即传输一个调制符号所需的功率，在两路正交信号上还同时进行了M阶相位调制，得到三维调制的四维信号状态空间。
3.根据权利要求2所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤6中，将步骤5中接收的存在幅度和相位的失真的x路和y路基带信号和步骤10得到的基带估计信号进行基带解调，利用三维调制x路和y路调制符号之间的相关性估计与补偿基带信号的幅度。
4.根据权利要求3所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤7中，采用调制符号功率的收敛性作为幅度补偿迭代的判决条件：具体方法如下：
其中
为第i次迭代得到的调制符号平均功率，ε为判决阈值，上式为真则判决为收敛，反之则不收敛。
5.根据权利要求4所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤8中，利用畸变的调制符号进行x路和y路调制符号幅度的交叉估计，其具体方法如下：
其中，
为步骤7得到的符号功率估计值，
为第n个x路调制符号的估计值，
为第n个y路调制符号的估计值，Ex,n为第n个x路调制符号的原始值，Ey,n为第n个y路调制符号的原始值。
6.根据权利要求5所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤9中，采用脉冲成形由调制符号估计值得到x路和y路基带信号估计值。
7.根据权利要求6所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤10中，采用阈值筛选的方式对原始接收基带信号进行重构，对超过阈值的基带信号点的幅度用相应基带信号估计值代替，相位保持；对不超过阈值的基带信号点幅度和相位均保持，幅度阈值具体选取如下：
其中，
为x路基带信号平均功率，
为y路基带信号平均功率，σ为接收信噪比，κ为噪声阈值系数。
8.根据权利要求7所述的非线性放大三维信号调制解调方法，其特征在于，所述步骤11中，利用三维调制的同一调制符号的x路调制符号分量和y路调制符号分量的相位相反关系，对两路调制符号相位和进行平均，然后按功率比分配至x路和y路调制符号的方式进行符号畸变相位估计与补偿，具体方法如下：
其中，
和
分别为x路和y路调制符号的相位估计值，θx,n和Px,n分别为幅度补偿并基带解调后得到的第n个x路调制符号相位和功率，θy,n和Py,n为幅度补偿并基带解调后得到的第n个y路调制符号的相位和功率，N为该数据帧符号数。
9.一种非线性放大三维信号调制解调装置，其特征在于，所述装置实现了基于三维调制的单载波频域均衡无线通信系统的发射和接收结构；在发射结构，待传输比特流经过信道编码后，通过权利要求2所述的三维调制方法得到独立传输的x路和y路两路符号，经过独立的基带调制后得到x路和y路正交传输基带信号，通过含非线性功放的射频链路和天线进行信号发射；射频链路的结构与x路和y路信号的承载方式有关，若使用不同时隙承载两路正交调制信号，则x路和y路信号经过载波调制后，先后通过同一射频链路和发射天线进行发送；若使用不同载波承载两路正交调制信号，则x路和y路信号分别进行载波调制到不同载波频率上，通过宽带的射频链路和发射天线进行发射；若使用不同极化天线承载两路正交调制信号，则两路基带信号分别通过不同通道的射频链路和功放，通过水平和垂直两个正交极化的天线进行信号发射；对于接收结构，依据正交信号的承载方式，对接收端进行相应天线接收和相干解调；对不同时隙承载的两路正交调制信号，接收端使用单通道的对应极化的天线和射频链路分时隙接收两路正交信号；对不同载波承载的两路正交调制信号，接收端利用不同载波频率的相干解调得到两路正交调制信号；对不同极化承载的两路正交调制信号，接收端利用水平和垂直极化两天线及对应两个通道的射频链路接收两路正交调制信号；由于发射端功率放大器的非线性工作，通过上述方法得到的x路和y路信号经过频域均衡后存在幅度和相位失真，经过权利要求3-8所述的失真幅度和相位的估计与补偿后得到x路和y路接收符号，利用权利要求2得到的三维调制的四维信号状态空间和最大似然方法进行软解调，得到传输比特的对数似然比，最后经过信道解码得到接收比特流。
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| CN107438047A (zh) * | 2017-07-11 | 2017-12-05 | 北京邮电大学 | 一种单载波频域均衡系统中基于判决反馈的相位噪声自矫正补偿方法 |
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2022
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Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 游伟;郭道省;易旭;: "无线信道中功放非线性失真补偿技术研究", 无线通信技术, no. 01, 15 March 2016 (2016-03-15) * |
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