CN115800920A

CN115800920A - 一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器

Info

Publication number: CN115800920A
Application number: CN202211235026.5A
Authority: CN
Inventors: 易翔; 王彤; 车文荃; 薛泉
Original assignee: South China University of Technology SCUT
Current assignee: South China University of Technology SCUT
Priority date: 2022-10-10
Filing date: 2022-10-10
Publication date: 2023-03-14

Abstract

本发明公开了一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，包括高阶谐振腔、交叉耦合对管和尾电阻；高阶谐振腔包括至少两个以上的耦合电感；每个耦合电感和一个变容管串联成一个支路，每两条支路在变容管的衬底端连接在一起，作为调谐电压控制端；第一支路中的耦合电感的外侧作为振荡器的正输出端，最后一条支路中的耦合电感的外侧作为振荡器的负输出端；正输出端和VDD之间连接有第一电感，负输出端和VDD之间连接有第二电感；正输出端通过第一电容与第二连接点连接，第二连接点为最后一条支路中的耦合电感和变容管连接点；负输出端通过第二电容与第一连接点连接，第一连接点为第一条支路中的耦合电感和变容管连接点。

Description

一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，尤其涉及一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器。

背景技术

随着无线通信系统的发展，毫米波电路被逐渐应用在成像、雷达和高速通信等领域上，这些应用对频率源有越来越高的性能要求。

对于当前的毫米波雷达集成系统，其组成通常包括了本振、发射机、发射天线、接收机、接收天线和信号处理部分，可以实现发射电磁波对目标进行照射并接收回波的功能，从而获得目标到电磁波发射点的距离、径向速度、方位高度等信息。其中，线性调频连续波雷达的距离分辨率主要由信号的带宽决定，发射的信号具有越宽的带宽，则该雷达系统具有更高的距离分辨率。除此之外，线性调频连续波雷达的扫频时间越短，那么应用于计算目标到电磁波发射点的距离、径向速度、方位高度等信息的数学模型可以简化，从而可以提高速度的分辨率，使得目标的信息更实时化、精确度更高，这也是当前发射信号方式为fastchirp信号的线性调频连续波雷达的优点之一。

目前线性调频连续波雷达产生fast chirp信号的方式可以大致分为：直接数字综合、基于数字锁相环的实现、基于模拟锁相环的实现、压控振荡器开环实现四种方式。其中，直接数字综合和基于数字锁相环的方式得到的fast chirp信号的频率都较低，这两种方式在毫米波电路中实现时，需要额外的倍频器实现频率输出在目标频段，这会带来功耗的增加。此外直接数字综合、基于数字锁相环的实现、基于模拟锁相环的实现都具有瞬态响应速度有限的缺点，难以产生带宽相对较宽的fast chirp信号。上述方式中，压控振荡器开环系统可以直接产生毫米波宽带fast chirp信号。所以在毫米波频段下，具有单频带、宽调谐范围的压控振荡器的设计实现是研究热点之一。

此外，压控振荡器作为频率源的关键模块，其性能对频率源的性能有决定性影响，所以压控振荡器的调谐能力会直接影响成像、雷达和高速通信等应用的通信速度和结果精度。当工作频率在毫米波频段时，MOS管的寄生电容与谐振腔的电容值数量级相当，这使得设计一个工作在高谐振频率同时具有宽调谐范围的压控振荡器十分具有挑战性。

高谐振频率的常用实现方法有基频振荡器、谐波振荡器和倍频器等。基频振荡器常利用MOS管的寄生电容和电感形成高阶或简单谐振网络，使得振荡器可以工作在较高的频率，为了实现较高的谐振频率，电路结构一般不使用变容器，所以电路可以实现的调谐范围较窄。对于谐振振荡器的方式，常采用双推式振荡器或三推式振荡器输出谐波频率，达到高工作频率，但是谐波信号的功率通常较低，所以振荡器的输出功率也会较低。一种基于模式切换的双推式振荡器(“A 169.6-GHz Low Phase Noise and Wideband Hybrid Mode-Switching Push–Push Oscillator”)，在169.6GHz实现了21.7％的调谐范围，但是最高输出功率仅为-9.2dBm。倍频器的方式是在较低频率的基频振荡器后增加倍频电路，但是额外的倍频电路会带来功耗的增加、扩大芯片的面积。

毫米波频段下，通常利用开关切换的方式实现宽调谐范围，包括使用电容阵列进行LC谐振腔中电容值的切换；采用开关电感实现电感值的切换。这两种方式中，开关的导通电阻和关断电容使得振荡器在工作频率和相位噪声之间存在折中。此外开关切换变压器，从而改变耦合系数或改变耦合模式也是实现宽调谐的常用方法，但是该方法除了面临上述折中关系之外，还需要经过十分仔细的设计才实现连续的频率覆盖上。现有文献(An Arrayof 4Comp lementary LC-VCOs with 51.4％W-Band Coverage in 32nm SOI CMOS)中采用了VCO切换的方式，工作在83.2GHz～104.3GHz，但是无法实现连续的频率覆盖，在97GHz～100.1GHz存在频率间隙。上述方法都通过了多频带的方式实现拓宽调谐范围，然而在一些频率调制的信号源中，频带的切换会引入额外的响应时间，使得高质量信号的产生增加了难度。

如何在毫米波频段实现压控振荡器的高输出功率、高谐振频率、单频带宽调谐范围是本发明需要解决的技术问题。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提供一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器。

本发明至少通过如下技术方案之一实现。

一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，包括高阶谐振腔、交叉耦合对管和尾电阻；

所述高阶谐振腔包括至少两个以上的耦合电感；每个耦合电感和一个变容管串联成一个支路，每两条支路在变容管的衬底端连接在一起，作为调谐电压控制端；

第一支路中的耦合电感的外侧作为振荡器的正输出端，最后一条支路中的耦合电感的外侧作为振荡器的负输出端；正输出端和VDD之间连接有第一电感，负输出端和VDD之间连接有第二电感；

所述正输出端通过第一电容与第二连接点连接，所述第二连接点为最后一条支路中的耦合电感和变容管连接点；

所述负输出端通过第二电容与第一连接点连接，所述第一连接点为第一支路中的耦合电感和变容管连接点；

所述交叉耦合对管包括第一射频晶体管、第二射频晶体管，第一射频晶体管、第二射频晶体管的漏极分别连接正、负输出端；所述尾电阻连接交叉耦合对管的源极和地。

进一步地，耦合电感的耦合的方式同相。

进一步地，第一射频晶体管、第二射频晶体管相互对称。

进一步地，所述尾电阻提供合适的偏置电流。

进一步地，通过改变调谐电压控制端接入的电压，使得变容管两端的电位连续地变化。

进一步地，第一电感、第二电感与所述耦合电感嵌套设置，形成耦合关系。

进一步地，所述第一电容、第二电容的电容值为20fF～40fF。

进一步地，所述第一电感、第二电感的电感值为60pH～80pH。

进一步地，所述第一耦合电感、第二耦合电感的电感值为80pH～100pH，耦合系数为0.4～0.6。

进一步地，工作频率为75.8GHz～98.0GHz。

与现有的技术相比，本发明的有益效果为：

本发明的高阶谐振腔搭建振荡器，使得谐振腔的谐振频率比普通LC交叉耦合振荡器的谐振频率高,从而压控振荡器的基频可以工作在更高的频率。在所述的谐振腔使用变容管，实现了工作在较高的谐振频率时具有宽的调谐范围。此外，该高阶谐振腔可以在使用较大电容值的电容，及较大电感值的电感的情况下，依然输出较高的谐振频率。与普通LC交叉耦合振荡器相比，使用大电容值电容的方式可以减轻寄生电容对调谐范围的影响，从而在毫米波频段下可以实现较大的调谐范围。使用大电感值的电感，可以避免使用小电感值电感时，平面电感的自耦合导致线圈的单位长度电感值降低的影响。与普通LC交叉耦合振荡器相比，本发明避免了使用减少电感值的方式提高振荡频率时，面临的平面电感的Q值退化可能引起压控振荡器的整体优值下降的问题。

附图说明

通过结合附图对本发明的实施例进行详细描述，本发明的上述和其它目的、特征和优点将会变得更加清楚，其中：

图1为本发明实施例基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器电路原理图；

图2为本发明实施例基于高阶谐振腔的宽调谐范围压控振荡器仿真结果；

图3为本发明实施例基于高阶谐振腔的宽调谐范围压控振荡器信号瞬态输出波形；

图4为本发明实施例基于高阶谐振腔的宽调谐范围压控振荡器中耦合电感的版图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。

实施例1

所述高阶谐振腔包括至少两个以上的耦合电感，其中，耦合电感的耦合的方式同相；每个耦合电感和一个变容管串联成一个支路，每两条支路在变容管的衬底端连接在一起，作为调谐电压控制端，通过改变调谐电压控制端接入的电压，使得变容管两端的电位连续地变化。

所述交叉耦合对管包括第一射频晶体管、第二射频晶体管，第一射频晶体管、第二射频晶体管的漏极分别连接正、负输出端。交叉耦合对管产生负阻，抵消所述高阶谐振腔中的损耗，从而维持振荡。

所述尾电阻连接交叉耦合对管的源极和地，为所述振荡器提供合适的偏置电流。

所述由耦合电感、变容管、电感及电容组成的高阶谐振腔可以提供两个不同的谐振点。当第一电感、第二电感两侧的信号相位同相时，第一电容、第二电容两侧的信号相位反相，高阶谐振腔在低频率谐振点的阻抗幅值大于高频率谐振点的阻抗幅值，则压控振荡器输出低谐振频率。当第一电感、第二电感两侧的信号相位反相时，第一电容、第二电容两侧的信号相位同相，高阶谐振腔在高频率谐振点的阻抗幅值大于低频率谐振点的阻抗幅值，则压控振荡器输出高谐振频率。本发明中，通过尾电阻提供合适的偏置电流，可以使得高阶谐振腔工作在高谐振频率下，从而不需要增加额外的模式抑制，输出谐振频率较高的信号。

实施例2

如图1所示的基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率的压控振荡器，包括高阶谐振腔、交叉耦合对管和尾电阻；所述高阶谐振腔包括若干耦合电感、电感、若干变容管和电容。

本实施例中，若干耦合电感包括第一耦合电感L_cp1和第二耦合电感L_cp2；若干变容管包括第一变容管C_var1、第二变容管C_var2；所述第一耦合电感L_cp1和第二耦合电感L_cp2采用同相耦合的方式，第一耦合电感L_cp1和第二耦合电感L_cp2的耦合系数为k；

所述第一耦合电感L_cp1和第一变容管C_var1在第一连接点X串联组成第一支路，第二耦合电感L_cp2和第二变容管C_var2在第二连接点Y串联组成第二支路，两条支路在变容管的衬底端连接在一起，作为调谐电压控制端VT；

第一支路中的第一耦合电感L_cp1的外侧作为振荡器的正输出端OP，第二支路中的第二耦合电感L_cp2的外侧作为振荡器的负输出端ON。第一电感L₁两侧连接正输出端OP和VDD，第二电感L₂两侧连接负输出端ON和VDD；所述正输出端OP通过第一电容C₁与第二连接点Y连接，所述负输出端OP通过第二电容C₂与第一连接点X连接。

所述第一电感、第二电感的电感值为60pH。所述第一耦合电感、第二耦合电感的电感值为90pH，耦合系数为0.6。

所述高阶谐振腔用于控制压控振荡器的工作频率，通过连续地改变调谐电压控制端VT接入的电压，使得第一变容管C_var1、第二变容管C_var2两端的电位连续地变化，从而电容值连续地发生变化，这使得高阶谐振腔对外呈现的阻抗峰值频率也随之连续地改变，从而正、负输出端OP、ON输出的信号的频率可以被连续调谐，实现所述高阶谐振腔中调谐电压控制端VT连续地调节振荡频率。

所述第一电容、第二电容的电容值为40fF。所述第一变容管、第二变容管随VT改变的电容值范围为15fF-80fF。

所述交叉耦合对管包括对称的第一射频晶体管M1、第二射频晶体管M2，第一射频晶体管M1、第二射频晶体管M2的漏极分别连接振荡器的正、负输出端OP和ON。交叉耦合对管产生负阻，抵消所述高阶谐振腔中的损耗，从而维持振荡。所述尾电阻R_tail连接交叉耦合对管M1、M2的源极和地。尾电阻R_tail为所述振荡器提供合适的偏置电流。

本发明的一个实施例中，采用65nm CMOS工艺(为本技术领域的常规制备工艺)制备所述基于高阶谐振腔的宽调谐范围压控振荡器，其仿真结果由图2、图3给出。图2中，当调谐电压VT从0V到2V变化时，输出频率为75.8GHz～98.0GHz，即86.9GHz的调谐范围为25.5％。图3中，约2.5ns时，振荡器起振，输出信号摆幅为1.53V。表1总结了本发明与四份文献(文献2An Array of 4Complementary LC-VCOs with 51.4％W-Band Coverage in 32nmSOI CMOS、文献3Transformer-based varactor-less 96GHz–110GHz VCO and 89GHz–101GHz QVCO in 65nm CMOS、文献4An 82.2-to-89.3GHz CMOS VCO with DC-to-RFEfficiency of 14.8％、文献5An 82–107.6-GHz Integer-N ADPLL Employing a DCOWith Split Transformer and Dual-Path Switched-Capacitor Ladder and a Clock-Skew-Sampling Delta–Sigma TDC)，所述基于高阶谐振腔的压控振荡器的性能列于表1，并与W波段附近的VCO进行了比较。在毫米波频段下，寄生电容通常在fF级别，对于普通LC交叉耦合振荡器，电容值取值通常在十几fF左右，这限制了LC交叉耦合振荡器的调谐范围。在本发明中，通过高阶谐振腔的方式，使得电路使用的电容容值在几十fF的情况下，依然输出较高的频率，减少了寄生电容对调谐范围的影响，与所列文献的压控振荡器结构相比，在整体FOMt值大小相当的情况下，证实在单频带上实现了更宽的调谐范围。

表1基于高阶谐振腔的压控振荡器的性能

实施例3

所述高阶谐振腔包括至少三个以上的耦合电感，耦合电感在版图中的摆放位置如图4所示，包括由端口CT、第一端口1、第六端口6连接组成的中心抽头耦合电感，由第二端口2、第四端口4连接组成的第一耦合电感，由第三端口3、第五端口5连接组成的第二耦合电感。第一耦合电感于第四端口4与变容管串联成第一支路，第二耦合电感于第三端口3与变容管串联成第二支路。第一支路与第二支路在变容管的衬底端连接在一起，作为调谐电压控制端，通过改变调谐电压控制端接入的电压，使得变容管两端的电位连续地变化；

所述高阶谐振腔在所述耦合电感的第二端口2、第三端口3处连接第一电容的正、负端，在所述耦合电感的第四端口4、第五端口5处连接第二电容的正、负端。

所述中心抽头耦合电感于端口CT连接VDD；

所述耦合电感中，第一端口1、第二端口2连接在一起作为振荡器的正输出端；

所述耦合电感中，端口5、6连接在一起作为振荡器的负输出端；

所述交叉耦合对管包括第一射频晶体管、第二射频晶体管，第一射频晶体管、第二射频晶体管的漏极分别连接正、负输出端。

以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims

1.一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，包括高阶谐振腔、交叉耦合对管和尾电阻；

2.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，耦合电感的耦合的方式同相。

3.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，第一射频晶体管、第二射频晶体管相互对称。

4.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，所述尾电阻提供合适的偏置电流。

5.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，通过改变调谐电压控制端接入的电压，使得变容管两端的电位连续地变化。

6.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，第一电感、第二电感与所述耦合电感嵌套设置，形成耦合关系。

7.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，所述第一电容、第二电容的电容值为20fF～40fF。

8.根据权利要求1所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，所述第一电感、第二电感的电感值为60pH～80pH。

9.根据权利要求1～8任一项所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，所述第一耦合电感、第二耦合电感的电感值为80pH～100pH，耦合系数为0.4～0.6。

10.根据权利要求9所述的一种基于高阶谐振腔的宽调谐范围高谐振频率压控振荡器，其特征在于，工作频率为75.8GHz～98.0GHz。