CN115765476A - 一种交错并联双向dcdc谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种交错并联双向DCDC谐振变换器及其控制方法。该交错并联双向DCDC谐振变换器包括：交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路。所述第一谐振电路和第二谐振电路分别包括变压器模块、依次电连接在所述变压器模块的原边的原边桥式网络和原边谐振模块、设置在所述变压器模块的副边的副边谐振模块和副边桥式网络。所述第一谐振电路和第二谐振电路的所述原边桥式网络交错并联，所述副边桥式网络交错并联。本发明的第一谐振电路和第二谐振电路通过原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，可以降低输入及输出的纹波电压，减小滤波器体积，降低模块成本，并且可以实现两路谐振电路均流的效果。

Description

一种交错并联双向DCDC谐振变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及新能源充电电源领域，更具体地说，涉及一种交错并联双向DCDC谐振变换器及其控制方法。

背景技术

目前新能源汽车的直流充电的主流模式还是单向模式，即充电桩将三相电网交流电转换为新能源汽车所需要的直流电，然后对新能源汽车进行充电。虽然双向充电模块既可以交流电转换为直流电给车辆充电，也可实现将车辆电池的直流电逆变到三相电网给电网放电。但是在实际新能源汽车充电过程中，极少被使用。这是因为目前的双向充电模块的DC/DC谐振电路单模块功率较小，效率不高，电池端电压范围窄。如果采用多路并联又存在均流问题。并且为了降低输入和副边纹波，目前的双向充电模块的DC/DC谐振电路需要其输入侧和副边侧都需要设置专门的滤波模块进行滤波，造成模块体积较大、成本较高。

发明内容

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的上述缺陷，提供一种可以实现大功率、高效率、超宽直流输入和副边范围同时又能实现均流控制的交错并联双向DCDC谐振变换器及其控制方法。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种交错并联双向DCDC谐振变换器，包括：交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路；所述第一谐振电路包括第一变压器模块、依次电连接在所述第一变压器模块的原边的第一原边桥式网络和第一原边谐振模块、设置在所述第一变压器模块的副边的第一副边谐振模块和第一副边桥式网络；所述第二谐振电路包括第二变压器模块、依次电连接在所述第二变压器模块的原边的第二原边桥式网络和第二原边谐振模块、设置在所述第二变压器模块的副边的第二副边谐振模块和第二副边桥式网络；其中所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络交错并联，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络交错并联；

在充电模式下，所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络主动发波控制且波形交错90度，所述第一原边谐振模块和所述第一变压器模块构成第一谐振网络，所述第二原边谐振模块和所述第二变压器模块构成第二谐振网络，所述第一副边谐振模块和所述第一副边桥式网络构成第一整流网络，所述第二副边谐振模块和所述第二副边桥式网络构成第二整流网络；

在放电模式下，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络主动发波控制且波形交错90度，所述第一变压器模块和所述第一副边谐振模块构成第一谐振网络，所述第二变压器模块和所述第二副边谐振模块构成第二谐振网络，所述第一原边桥式网络和所述第一原边谐振模块构成第一整流网络，所述第二原边桥式网络和所述第二原边谐振模块构成第二整流网络；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，所述第一原边桥式网络包括第一原边开关管整流桥，所述第二原边桥式网络包括第二原边开关管整流桥；所述第一副边桥式网络包括第一副边开关管整流桥和第一均流检测电阻，所述第二副边桥式网络包括第二副边开关管整流桥和第二均流检测电阻；所述第一均流检测电阻检测第一均流检测电压，所述第二均流检测电阻检测第二均流检测电压；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值，调节所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的开关管的开通波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，所述第一原边开关管整流桥和所述第二原边开关管整流桥分别包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的栅极接收控制信号，所述第一开关管的源极连接所述第二开关管的漏极、漏极连接和所述第三开关管的漏极，所述第三开关管的源极连接所述第四开关管的漏极，所述第二开关管的源极连接所述第四开关管的源极；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值；减小所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的所述第三开关管和所述第四开关管的所述开通波形脉宽以降低所述第一谐振电路或所述第二谐振电路的谐振电流。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，所述第一变压器模块和所述第二变压器模块分别包括第一变压器、第二变压器、单刀双掷开关和单刀单掷开关；

所述第一变压器的原边同名端连接所述第一原边谐振模块或所述第二原边谐振模块的第一端、原边异名端连接所述第二变压器的原边同名端，所述第二变压器的原边异名端连接所述第一原边谐振模块或所述第二原边谐振模块的第二端；

所述第一变压器的副边同名端连接所述单刀双掷开关的第一静触点、副边异名端连接所述单刀双掷开关的第二静触点和所述单刀单掷开关的动触头；所述第二变压器的副边同名端连接所述单刀双掷开关的动触头、副边异名端连接所述单刀单掷开关的静触点。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，进一步包括第一原边整流检测单元、第一副边整流检测单元、第二原边整流检测单元和第二副边整流检测单元；

所述第一原边整流检测单元设置在所述第一原边谐振模块和所述第一变压器模块的原边之间，所述第一副边整流检测单元设置在所述第一变压器模块的副边和所述第一副边桥式网络之间；所述第二原边整流检测单元设置在所述第二原边谐振模块和所述第二变压器模块的原边之间，所述第二副边整流检测单元设置在所述第二变压器模块的副边和所述第二副边桥式网络之间；

在充电模式下，所述第一原边整流检测单元和所述第二原边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的过流保护信号，所述第一副边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的第一整流电流信号和第二整流电流信号；基于所述第一整流电流信号同步整流所述第一副边桥式网络，基于所述第二整流电流信号同步整流所述第二副边桥式网络；

在放电模式下，所述第一副边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的过流保护信号；所述第一原边整流检测单元和所述第二原边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的所述第一整流电流信号和所述第二整流电流信号；基于所述第一整流电流信号同步整流所述第一原边桥式网络，基于所述第二整流电流信号同步整流所述第二原边桥式网络。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，所述第一原边整流检测单元、所述第一副边整流检测单元、所述第二原边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别包括电流互感器。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，所述第一原边谐振模块包括第一原边谐振电容和第一共模电感，所述第一原边谐振电容的第一端连接所述第一原边桥式网络的第一输出端、第二端连接所述第一共模电感的第一同名端，所述第一共模电感的第一异名端连接所述第一原边桥式网络的第二输出端，所述第一共模电感的第二同名端连接所述第一变压器模块的原边异名端、第二异名端连接所述第一变压器模块的原边同名端；

所述第二原边谐振模块包括第二原边谐振电容和第二共模电感，所述第二原边谐振电容的第一端连接所述第二原边桥式网络的第一输出端、第二端连接所述第二共模电感的第一同名端，所述第二共模电感的第一异名端连接所述第二原边桥式网络的第二输出端，所述第二共模电感的第二同名端连接所述第二变压器模块的原边异名端、第二异名端连接所述第二变压器模块的原边同名端。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器中，所述第一副边谐振模块包括第一副边谐振电容，所述第一副边谐振电容的第一端连接所述第一变压器模块的副边同名端、第二端连接所述第一副边桥式网络的第一输入端；

所述第二副边谐振模块包括第二副边谐振电容，所述第二副边谐振电容的第二端连接所述第二变压器模块的副边同名端、第二端连接所述第二副边桥式网络的第一输入端。

本发明解决其技术问题采用的另一技术方案是，构造一种交错并联双向DCDC谐振变换器的控制方法，所述交错并联双向DCDC谐振变换器包括交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路；所述第一谐振电路包括第一变压器模块、依次电连接在所述第一变压器模块的原边的第一原边桥式网络和第一原边谐振模块、设置在所述第一变压器模块的副边的第一副边谐振模块和第一副边桥式网络；所述第二谐振电路包括第二变压器模块、依次电连接在所述第二变压器模块的原边的第二原边桥式网络和第二原边谐振模块、设置在所述第二变压器模块的副边的第二副边谐振模块和第二副边桥式网络；其中所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络交错并联，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络交错并联；

所述控制方法包括：

在充电模式下，控制所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络主动发波且波形交错90度；

在放电模式下，控制所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络主动发波控制且波形交错90度；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

在本发明所述的交错并联双向DCDC谐振变换器的控制方法中，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路，进一步包括：

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值；减小所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的所述第三开关管和所述第四开关管的所述开通波形脉宽以降低所述第一谐振电路或所述第二谐振电路的谐振电流。

实施本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器及其控制方法，第一谐振电路和第二谐振电路通过原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，可以降低输入及输出的纹波电压，减小滤波器体积，降低模块成本，并且可以实现两路谐振电路均流的效果。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器的优选实施例的原理框图；

图2是本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器的优选实施例的电路图；

图3A-3B是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器的桥式网络的开关管主动发波的波形图；

图4是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器的原边谐振模块的谐振电流的示意图；

图5是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器的副边谐振模块的谐振电流的示意图；

图6是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器在均流控制时的开关管的开通脉宽波形图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

图1是本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器的优选实施例的原理框图。如图1所示，本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器，包括：交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路。所述第一谐振电路包括第一变压器模块310、依次电连接在所述第一变压器模块310的原边的第一原边桥式网络210和第一原边谐振模块110、设置在所述第一变压器模块310的副边的第一副边谐振模块410和第一副边桥式网络510。所述第二谐振电路包括第二变压器模块320、依次电连接在所述第二变压器模块320的原边的第二原边桥式网络120和第二原边谐振模块220、设置在所述第二变压器模块320的副边的第二副边谐振模块420和第二副边桥式网络520；其中所述第一原边桥式网络210和所述第二原边桥式网络120交错并联，所述第一副边桥式网络510和所述第二副边桥式网络520交错并联。

在本发明的优选实施例中，所述第一谐振电路和第二谐振电路采样相同构造。所述第一变压器模块310和所述第二变压器模块320可以包括至少两个原边串联，副边串联或并联的变压器。所述第一原边桥式网络210、第一副边桥式网络510、第二原边桥式网络120和第二副边桥式网络520可以是任何适合的开关管，例如MOS管、IGBT管，构成的全桥网络。所述第一原边谐振模块110、第一副边谐振模块410、第二原边谐振模块220和第二副边谐振模块420可以分别包括LC串联谐振单元、LLC串联谐振单元、SRC串联谐振单元、PRC并联谐振单元或LCC串并联谐振单元等等。

在充电模式下，所述第一原边桥式网络210和所述第二原边桥式网络120主动发波控制且波形交错90度，所述第一原边谐振模块110和所述第一变压器模块310构成第一谐振网络，所述第二原边谐振模块220和所述第二变压器模块320构成第二谐振网络。所述第一副边谐振模块410和所述第一副边桥式网络510构成第一整流网络，所述第二副边谐振模块420和所述第二副边桥式网络520构成第二整流网络。在放电模式下，所述第一副边桥式网络510和所述第二副边桥式网络520主动发波控制且波形交错90度，所述第一变压器模块310和所述第一副边谐振模块410构成第一谐振网络，所述第二变压器模块320和所述第二副边谐振模块420构成第二谐振网络，所述第一原边桥式网络210和所述第一原边谐振模块110构成第一整流网络，所述第二原边桥式网络120和所述第二原边谐振模块220构成第二整流网络。

这样，第一谐振电路和第二谐振电路通过原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，可以降低输入及输出的纹波电压，减小滤波器体积，降低模块成本。

进一步地，在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一副边桥式网络510和所述第二副边桥式网络520的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络210或所述第二原边桥式网络120的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

例如，可以采用电压互感器或者检测电阻检测分别检测所述第一副边桥式网络510和所述第二副边桥式网络520的第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2，通过控制第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2的之和可以实现电路总输出的电流控制，而通过比较第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2的检测差压和预设压差阈值可以实现所述第一谐振电路和第二谐振电路的均流。

例如，当UR1-UR2>预设压差阈值，启动均流策略，保证第一谐振电路和第二谐振电路同频的条件下，减小所述第一原边桥式网络210的开关管的开通脉宽，减小第一谐振电路的谐振电流以及输出功率直到-预设压差阈值<UR1-UR2<预设压差阈值。

例如，-预设压差阈值<UR1-UR2，启动均流策略，保证第一谐振电路和第二谐振电路同频的条件下，减小所述第二原边桥式网络220的谐振电流以及输出功率直到-预设压差阈值<UR1-UR2<预设压差阈值。

采用上述的均流策略，可以实现两路输出电流小于1A的均流效果。

图2是本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器的优选实施例的电路图。如图2所示，所述交错并联双向DCDC谐振变换器，包括：交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路；所述第一谐振电路包括第一变压器模块、依次电连接在所述第一变压器模块的原边的第一原边桥式网络和第一原边谐振模块、设置在所述第一变压器模块的副边的第一副边谐振模块和第一副边桥式网络；所述第二谐振电路包括第二变压器模块、依次电连接在所述第二变压器模块的原边的第二原边桥式网络和第二原边谐振模块、设置在所述第二变压器模块的副边的第二副边谐振模块和第二副边桥式网络；其中所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络交错并联，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络交错并联。

如图2所示，所述第一原边桥式网络包括开关管Q11、开关管Q12、开关管Q13和开关管Q14构成的第一原边开关管整流桥。所述第二原边桥式网络包括开关管Q21、开关管Q22、开关管Q23和开关管Q24构成的第二原边开关管整流桥。所述第一副边桥式网络包括开关管Q11 S、开关管Q12S、开关管Q13 S和开关管Q14_S构成的第一副边开关管整流桥和均流检测电阻R1。所述第二副边桥式网络包括开关管Q21 S、开关管Q22 S、开关管Q23 S和开关管Q24_S构成的第二副边开关管整流桥和均流检测电阻R2。所述第一原边谐振模块包括原边谐振电容Cr11和共模电感Lr1。所述第二原边谐振模块220包括原边谐振电容Cr21和共模电感Lr2。所述第一变压器模块包括变压器T11、变压器T12、单刀双掷开关K11和单刀单掷开关K12。所述第二变压器模块包括变压器T21、变压器T22、单刀双掷开关K21和单刀单掷开关K22。所述第一副边谐振模块410包括副边谐振电容Cr12。所述第二副边谐振模块420包括副边谐振电容Cr22。

在图2所示的优选实施例中，所述交错并联双向DCDC谐振变换器进一步包括第一原边整流检测单元、第一副边整流检测单元、第二原边整流检测单元和第二副边整流检测单元。在本优选实施例中，第一原边整流检测单元、所述第一副边整流检测单元、所述第二原边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别包括电流互感器CT11、CT12、CT21和CT22。

如图2所示，在第一谐振电路中，所述开关管Q11、所述开关管Q12、所述开关管Q13和所述开关管Q14的栅极接收控制信号，其具体控制信号的生成和控制过程可以参照现有技术的DCDC谐振变换器，在此不在累述。

所述开关管Q11的源极连接所述开关管Q12的漏极和所述原边谐振电容Cr11的第一端、漏极连接第一正极Vin+和所述开关管Q13的漏极，所述开关管Q13的源极连接所述开关管Q14的漏极和所述共模电感Lr1的第一异名端，所述开关管Q12的源极连接所述开关管Q14的源极和第一负极Vin-。所述原边谐振电容Cr11的第二端连接所述共模电感Lr1的第一同名端，所述共模电感Lr1的第二同名端经电流互感器CT11连接变压器T12的原边异名端、第二异名端连接变压器T11的原边同名端。所述变压器T11的原边异名端连接所述变压器T12的原边同名端。所述变压器T11的副边同名端连接所述单刀双掷开关K11的第一静触点1、副边异名端连接所述单刀双掷开关K11的第二静触点2和所述单刀单掷开关K11的动触头。所述变压器T12的副边同名端连接所述单刀双掷开关K11的动触头、副边异名端连接所述单刀单掷开关K12的静触点。所述变压器T11的副边同名端同时经副边谐振电容Cr12连接开关管Q11_S的源极和开关管Q12_S的漏极。所述变压器T12的副边异名端经电流互感器CT12连接开关管Q13_S的源极和开关管Q13_S的漏极.开关管Q11_S和开关管Q13_S的漏极连接第二正极Vout+，开关管Q12_S和开关管Q14_S的源极经均流检测电阻R1连接第二负极Vout-。

类似地，如图2所示，在第二谐振电路中，所述开关管Q21、所述开关管Q22、所述开关管Q23和所述开关管Q24的栅极接收控制信号，所述开关管Q21的源极连接所述开关管Q22的漏极和所述原边谐振电容Cr21的第一端、漏极连接第一正极Vin+和所述开关管Q23的漏极，所述开关管Q23的源极连接所述开关管Q24的漏极和所述共模电感Lr2的第一异名端，所述开关管Q22的源极连接所述开关管Q24的源极和第一负极Vin-。所述原边谐振电容Cr21的第二端连接所述共模电感Lr2的第一同名端，所述共模电感Lr2的第二同名端经电流互感器CT21连接变压器T22的原边异名端、第二异名端连接变压器T21的原边同名端。所述变压器T21的原边异名端连接所述变压器T22的原边同名端。所述变压器T21的副边同名端连接所述单刀双掷开关K21的第一静触点1、副边异名端连接所述单刀双掷开关K21的第二静触点2和所述单刀单掷开关K22的动触头。所述变压器T22的副边同名端连接所述单刀双掷开关K21的动触头、副边异名端连接所述单刀单掷开关K22的静触点。所述变压器T21的副边同名端同时经副边谐振电容Cr22连接开关管Q21_S的源极和开关管Q22_S的漏极。所述变压器T22的副边异名端经电流互感器CT22连接开关管Q23_S的源极和开关管Q23_S的漏极.开关管Q21_S和开关管Q23_S的漏极连接第二正极Vout+，开关管Q22_S和开关管Q24_S的源极经均流检测电阻R2连接第二负极Vout-。优选的，所述单刀双掷开关K11、K21和单刀单掷开关K12、K22优选为继电器。

图3A-3B是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器的桥式网络的开关管主动发波的波形图。图4是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器的原边谐振模块的谐振电流的示意图。图5是图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器的副边谐振模块的谐振电流的示意图。其中Lr1和Lr2分别表示第一谐振电路和第二谐振电路的原边谐振模块的谐振电流，Is1和Is2分别表示第一谐振电路和第二谐振电路的副边谐振模块的谐振电流。

下面对图2所示的交错并联双向DCDC谐振变换器说明如下。

在充电模式下，针对第一谐振电路，开关管Q11-Q14主动发波，波形如图3A所示。此时原边谐振电容Cr11、共模电感Lr1、变压器T11、T12构成谐振网络，副边谐振电容Cr12、开关管Q11_S-Q14_S构成整流网络。电流互感器CT11检测第一谐振电路的过流保护信号，电流互感器CT12检测所述第一谐振电路的第一整流电流信号。基于所述第一整流电流信号可以同步整流开关管Q11_S-Q14_S。具体的整流过程可以参照现有技术任何已知的整流方法，在此不在累述了。原边谐振模块和副边谐振模块的谐振电流参见图4-5所示。

针对第二谐振电路，类似地，开关管Q21-Q24主动发波，波形如图3B所示。此时原边谐振电容Cr21、共模电感Lr2、变压器T21、T22构成谐振网络，副边谐振电容Cr22、开关管Q21_S-Q24_S构成整流网络。电流互感器CT21检测第二谐振电路的过流保护信号，电流互感器CT22检测所述第二谐振电路的第二整流电流信号。基于所述第二整流电流信号可以同步整流开关管Q21_S-Q24_S。具体的整流过程可以参照现有技术任何已知的整流方法，在此不在累述了。原边谐振模块和副边谐振模块的谐振电流参见图4-5所示。

在放电模式下，控制过程和原理类似。

针对第一谐振电路，开关管Q11_S-Q14_S主动发波，波形同样如图3A所示。副边谐振电容Cr12、变压器T11、T12构成谐振网络，原边谐振电容Cr11、共模电感Lr1和开关管Q11-Q14构成整流网络。电流互感器CT12检测第一谐振电路的过流保护信号，电流互感器CT11检测所述第一谐振电路的第一整流电流信号。基于所述第一整流电流信号可以同步整流开关管Q11-Q14。具体的整流过程可以参照现有技术任何已知的整流方法，在此不在累述了。原边谐振模块和副边谐振模块的谐振电流参见图4-5所示。

针对第二谐振电路，同样地，开关管Q21_S-Q24_S主动发波，波形同样如图3B所示。副边谐振电容Cr22、变压器T21、T22构成谐振网络，原边谐振电容Cr21、共模电感Lr2和开关管Q21-Q24构成整流网络。电流互感器CT22检测第二谐振电路的过流保护信号，电流互感器CT21检测所述第二谐振电路的第二整流电流信号。基于所述第二整流电流信号可以同步整流开关管Q21-Q24。具体的整流过程可以参照现有技术任何已知的整流方法，在此不在累述了。原边谐振模块和副边谐振模块的谐振电流参见图4-5所示。

参见图3A-3B可知，在充电模式下，开关管Q11-Q14和开关管Q21-Q24主动发波且波形交错90度。在放电模式下，开关管Q11_S-Q14_S和开关管Q21_S-Q24_S主动发波且波形交错90度。而进一步参见图4-5可知，两路谐振电路采用原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，可以降低输入及输出的纹波电压，减小滤波器体积，降低模块成本。同时，充电模式、放电模式整流侧都实现同步整流，提高系统效率。在图2所示的优选实施例中，虽然在第一正极和第一负极之间连接两个滤波电容，在第二正极和第二负极之间连接两个滤波电容，但是根据前述记载可知，这些滤波电容的体积可以很小，优选可以忽略，因为两路谐振电路采用原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，已经可以有效降低输入及输出的纹波电压，可以参见图4-5所示谐振电流。

进一步地，如图2所示，针对第一谐振电路，所述单刀双掷开关K11和单刀单掷开关K12用于拓宽电压范围时，所述单刀双掷开关K11的动触头连接第一静触点1，单刀单掷开关K12闭合，可以实现变压器T11和T12的副边并联。所述交错并联双向DCDC谐振变换器可以实现对低压充放电功能。所述单刀双掷开关K11的动触头连接第二静触点2，单刀单掷开关K12断开，可以实现变压器T11、T12副边串联，所述交错并联双向DCDC谐振变换器可以实现对高压充放电功能。

针对第二谐振电路也是同理，所述单刀双掷开关K21和单刀单掷开关K22用于拓宽电压范围时，所述单刀双掷开关K21的动触头连接第一静触点1，单刀单掷开关K22闭合，可以实现变压器T21和T22的副边并联。所述交错并联双向DCDC谐振变换器可以实现对低压充放电功能。所述单刀双掷开关K21的动触头连接第二静触点2，单刀单掷开关K22断开，可以实现变压器T21、T22副边串联，所述交错并联双向DCDC谐振变换器可以实现对高压充放电功能。

采用这样的继电器的投切方式可以实现恒功率电压达到300-1000V超宽范围。如果第一谐振电路和第二谐振电路均采用15KW功率的谐振电路，通过第一谐振电路和第二谐振电路的原边、副边并联交错90°，可以实现30KW功率的双向DCDC模块。

进一步地，在本优选实施例中，使用均流检测电阻R1和均流检测电阻R2实现第一谐振电路和第二谐振电路的具体均流过程如下。

采用均流检测电阻R1和均流检测电阻R2可以获得第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2，通过控制第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2的之和可以实现电路总输出的电流控制，而通过比较第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2的检测差压和预设压差阈值可以实现所述第一谐振电路和第二谐振电路的均流。

例如，当UR1-UR2>预设压差阈值，启动均流策略，保证第一谐振电路和第二谐振电路同频的条件下，减小开关管Q14和Q13的开通脉宽如图6所示，即开关管Q11-Q14的开通脉宽如图6所示，而开关管Q21-Q24的开通脉宽保持不变，这样可以减小第一谐振电路的谐振电流以及输出功率直到-预设压差阈值<UR1-UR2<预设压差阈值。

例如，-预设压差阈值<UR1-UR2，启动均流策略，保证第一谐振电路和第二谐振电路同频的条件下，减小开关管Q24和Q23d的开通脉宽如图6所示，即开关管Q21-Q24的开通脉宽如图6所示，而开关管Q11-Q14的开通脉宽保持不变，这样可以减小第二谐振电路的谐振电流以及输出功率直到-预设压差阈值<UR1-UR2<预设压差阈值。采用上述的均流策略，可以实现两路输出电流小于1A的均流效果。类似的，也可以基于第一均流检测电压UR1和第二均流检测电压UR2之和，即UR1+UR2来实现总输出的电流控制。如前述控制类似，当总输出电流过大时，减小开关管的开通脉宽可以减小其谐振电流以及输出功率直到总输出电流满足要求。

实施本发明的交错并联双向DCDC谐振变换器，两路谐振电路采用原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，降低输入及输出的纹波电压，减小滤波器体积，降低模块成本；并且充电模式、放电模式整流侧都实现同步整流，提高系统效率。变压器副边的投切方式实现电压超宽恒功率范围。采用均流检测电阻可以实现两路输出的电流检测，从而实现总输出的电流控制和两路电路的均流控制。

本发明的进一步的优选实施例还涉及前述交错并联双向DCDC谐振变换器的控制方法。所述交错并联双向DCDC谐振变换器包括交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路；所述第一谐振电路包括第一变压器模块、依次电连接在所述第一变压器模块的原边的第一原边桥式网络和第一原边谐振模块、设置在所述第一变压器模块的副边的第一副边谐振模块和第一副边桥式网络；所述第二谐振电路包括第二变压器模块、依次电连接在所述第二变压器模块的原边的第二原边桥式网络和第二原边谐振模块、设置在所述第二变压器模块的副边的第二副边谐振模块和第二副边桥式网络；其中所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络交错并联，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络交错并联。

所述控制方法包括：在充电模式下，控制所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络主动发波且波形交错90度；在放电模式下，控制所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络主动发波控制且波形交错90度；在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

优选地，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路，进一步包括：在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值；减小所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的所述第三开关管和所述第四开关管的所述开通波形脉宽以降低所述第一谐振电路或所述第二谐振电路的谐振电流。

具体的控制步骤和过程可以参照图1-6所示的实施例，在此不在累述了。

本发明的两路谐振电路采用原边并联交错90°控制，副边并联交错90°控制，降低输入及输出的纹波电压，减小滤波器体积，降低模块成本；并且充电模式、放电模式整流侧都实现同步整流，提高系统效率。变压器副边的投切方式实现电压超宽恒功率范围。采用均流检测电阻可以实现两路输出的电流检测，从而实现总输出的电流控制和两路电路的均流控制。

虽然本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或材料，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，包括：交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路；所述第一谐振电路包括第一变压器模块、依次电连接在所述第一变压器模块的原边的第一原边桥式网络和第一原边谐振模块、设置在所述第一变压器模块的副边的第一副边谐振模块和第一副边桥式网络；所述第二谐振电路包括第二变压器模块、依次电连接在所述第二变压器模块的原边的第二原边桥式网络和第二原边谐振模块、设置在所述第二变压器模块的副边的第二副边谐振模块和第二副边桥式网络；其中所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络交错并联，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络交错并联；

在充电模式下，所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络主动发波控制且波形交错90度，所述第一原边谐振模块和所述第一变压器模块构成第一谐振网络，所述第二原边谐振模块和所述第二变压器模块构成第二谐振网络，所述第一副边谐振模块和所述第一副边桥式网络构成第一整流网络，所述第二副边谐振模块和所述第二副边桥式网络构成第二整流网络；

在放电模式下，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络主动发波控制且波形交错90度，所述第一变压器模块和所述第一副边谐振模块构成第一谐振网络，所述第二变压器模块和所述第二副边谐振模块构成第二谐振网络，所述第一原边桥式网络和所述第一原边谐振模块构成第一整流网络，所述第二原边桥式网络和所述第二原边谐振模块构成第二整流网络；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

2.根据权利要求1所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，所述第一原边桥式网络包括第一原边开关管整流桥，所述第二原边桥式网络包括第二原边开关管整流桥；所述第一副边桥式网络包括第一副边开关管整流桥和第一均流检测电阻，所述第二副边桥式网络包括第二副边开关管整流桥和第二均流检测电阻；所述第一均流检测电阻检测第一均流检测电压，所述第二均流检测电阻检测第二均流检测电压；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值，调节所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的开关管的开通波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

3.根据权利要求2所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，所述第一原边开关管整流桥和所述第二原边开关管整流桥分别包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管、所述第二开关管、所述第三开关管和所述第四开关管的栅极接收控制信号，所述第一开关管的源极连接所述第二开关管的漏极、漏极连接和所述第三开关管的漏极，所述第三开关管的源极连接所述第四开关管的漏极，所述第二开关管的源极连接所述第四开关管的源极；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值；减小所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的所述第三开关管和所述第四开关管的所述开通波形脉宽以降低所述第一谐振电路或所述第二谐振电路的谐振电流。

4.根据权利要求1所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，所述第一变压器模块和所述第二变压器模块分别包括第一变压器、第二变压器、单刀双掷开关和单刀单掷开关；

所述第一变压器的原边同名端连接所述第一原边谐振模块或所述第二原边谐振模块的第一端、原边异名端连接所述第二变压器的原边同名端，所述第二变压器的原边异名端连接所述第一原边谐振模块或所述第二原边谐振模块的第二端；

所述第一变压器的副边同名端连接所述单刀双掷开关的第一静触点、副边异名端连接所述单刀双掷开关的第二静触点和所述单刀单掷开关的动触头；所述第二变压器的副边同名端连接所述单刀双掷开关的动触头、副边异名端连接所述单刀单掷开关的静触点。

5.根据权利要求1-4中任意一项所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，进一步包括第一原边整流检测单元、第一副边整流检测单元、第二原边整流检测单元和第二副边整流检测单元；

所述第一原边整流检测单元设置在所述第一原边谐振模块和所述第一变压器模块的原边之间，所述第一副边整流检测单元设置在所述第一变压器模块的副边和所述第一副边桥式网络之间；所述第二原边整流检测单元设置在所述第二原边谐振模块和所述第二变压器模块的原边之间，所述第二副边整流检测单元设置在所述第二变压器模块的副边和所述第二副边桥式网络之间；

在充电模式下，所述第一原边整流检测单元和所述第二原边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的过流保护信号，所述第一副边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的第一整流电流信号和第二整流电流信号；基于所述第一整流电流信号同步整流所述第一副边桥式网络，基于所述第二整流电流信号同步整流所述第二副边桥式网络；

在放电模式下，所述第一副边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的过流保护信号；所述第一原边整流检测单元和所述第二原边整流检测单元分别检测所述第一谐振电路和所述第二谐振电路的所述第一整流电流信号和所述第二整流电流信号；基于所述第一整流电流信号同步整流所述第一原边桥式网络，基于所述第二整流电流信号同步整流所述第二原边桥式网络。

6.根据权利要求5所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，所述第一原边整流检测单元、所述第一副边整流检测单元、所述第二原边整流检测单元和所述第二副边整流检测单元分别包括电流互感器。

7.根据权利要求1-4中任意一项所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，所述第一原边谐振模块包括第一原边谐振电容和第一共模电感，所述第一原边谐振电容的第一端连接所述第一原边桥式网络的第一输出端、第二端连接所述第一共模电感的第一同名端，所述第一共模电感的第一异名端连接所述第一原边桥式网络的第二输出端，所述第一共模电感的第二同名端连接所述第一变压器模块的原边异名端、第二异名端连接所述第一变压器模块的原边同名端；

所述第二原边谐振模块包括第二原边谐振电容和第二共模电感，所述第二原边谐振电容的第一端连接所述第二原边桥式网络的第一输出端、第二端连接所述第二共模电感的第一同名端，所述第二共模电感的第一异名端连接所述第二原边桥式网络的第二输出端，所述第二共模电感的第二同名端连接所述第二变压器模块的原边异名端、第二异名端连接所述第二变压器模块的原边同名端。

8.根据权利要求7所述的交错并联双向DCDC谐振变换器，其特征在于，所述第一副边谐振模块包括第一副边谐振电容，所述第一副边谐振电容的第一端连接所述第一变压器模块的副边同名端、第二端连接所述第一副边桥式网络的第一输入端；

所述第二副边谐振模块包括第二副边谐振电容，所述第二副边谐振电容的第二端连接所述第二变压器模块的副边同名端、第二端连接所述第二副边桥式网络的第一输入端。

9.一种交错并联双向DCDC谐振变换器的控制方法，其特征在于，所述交错并联双向DCDC谐振变换器包括交错并联的第一谐振电路和第二谐振电路；所述第一谐振电路包括第一变压器模块、依次电连接在所述第一变压器模块的原边的第一原边桥式网络和第一原边谐振模块、设置在所述第一变压器模块的副边的第一副边谐振模块和第一副边桥式网络；所述第二谐振电路包括第二变压器模块、依次电连接在所述第二变压器模块的原边的第二原边桥式网络和第二原边谐振模块、设置在所述第二变压器模块的副边的第二副边谐振模块和第二副边桥式网络；其中所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络交错并联，所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络交错并联；

所述控制方法包括：

在充电模式下，控制所述第一原边桥式网络和所述第二原边桥式网络主动发波且波形交错90度；

在放电模式下，控制所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络主动发波控制且波形交错90度；

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路。

10.根据权利要求9所述的交错并联双向DCDC谐振变换器的控制方法，其特征在于，基于所述第一副边桥式网络和所述第二副边桥式网络的检测压差和预设压差阈值调节所述第一原边桥式网络或所述第二原边桥式网络的波形脉宽以均流所述第一谐振电路和所述第二谐振电路，进一步包括：

在所述第一谐振电路和所述第二谐振电路同频的情况下，基于所述第一均流检测电压和所述第二均流检测电压之间的所述检测压差和所述预设压差阈值；减小所述第一原边开关管整流桥或所述第二原边开关管整流桥的所述第三开关管和所述第四开关管的所述开通波形脉宽以降低所述第一谐振电路或所述第二谐振电路的谐振电流。

Images