CN115735314A - 两级ac/dc或dc/dc隔离电源变换器的自适应功率控制 - Google Patents

Abstract

一个两级功率变换器具有经由直流链路电压连接在一起的功率因子变换器(PFC)和双有源桥(DAB)变换器。DAB变换器輸出电池电流至电池电压。PFC控制器将一个参考功率常数除以电池电压，以得到一个电池电流基准，再将其乘以一个常数后，与直流链路电压进行比较，从而向PFC调整脉冲宽度调制(PWM)控制信号。在恒功率模式下，将参考功率常数除以电池电压後与电池电流进行比较，使DAB控制器调制原边侧和副边侧的PWM控制信号之间的占空比和相位差给DAB变换器。DAB变换器的占空比和相位差是通过在恒流模式下比较电池电流和电池电流限值以及通过在恒压模式下比较电池电压和电池电压限值来调制的。

Description

两级AC/DC或DC/DC隔离电源变换器的自适应功率控制

技术领域

本发明涉及两级功率变换器，更具体地涉及两级功率变换器的自适应控制。

背景技术

电动汽车(EV’s)在许多国家迅速被采用，政府补贴电动汽车和电动汽车充电器，以满足清洁能源的目标。如果电动汽车使用水力发电或太阳能等清洁能源产生的电力充电，那么二氧化碳等温室气体排放就会大幅减少。

图1展示了现有技术的用于电动汽车电池充电的两级功率变换器。交流电流(AC)被输入到第一级，其为一个功率因子变换器(Power-Factor-Converter，PFC)。PFC 10在第一级和第二级之间产生直流(DC)链路电压。所述第二级是一个隔离的DC-DC变换器12。DC-DC变换器12接收PFC 10的直流链路电压，产生用以给电池充电的输出电压。例如，PFC 10可以产生800伏的直流链路电压，其被DC-DC变换器12所使用，以输出电力来为电池充电，从最初的200伏(v)充电至电池充满时的750v。例如，DC-DC变换器12可以是双有源桥(DualActive Bridge，DAB)、LLC变换器、CLLLC变换器或相移全桥(Phase-Shifted Full Bridge，PSFB)变换器。

图1的两级功率变换器(two-stage power converter)可以安装在电动汽车内部，也可以安装在电动汽车充电器或充电站中。可以使用各种旁路，例如将电动汽车充电器的直流输出施加到电动汽车电池，绕过电动汽车的车载两级电源变换器，或绕过PFC级。

通过使用具有较高充电电流或充电电压的较高充电功率，可以减少电动汽车的充电时间。电动汽车的电池可以在较宽的电压范围内进行高速充电。在较宽的电压范围内充电会降低效率，特别是在较低的电池(输出)电压下，其循环电流相对较大，从而导致高传导损耗。此外，在低输出电压下，充电电流和功率可能需要降低，以防止半导体和变压器等组件过热。在较低的输出电压下，降低充电电流和功率会增加充电时间。

级之间的直流链路电压可以是固定电压，也可以是PFC 10的交流输入电压的函数或是电池电压的函数。直流链路电压也可能是可变的。由于直流链路电压由第一级的PFC10所产生且输出电压由第二级的DC-DC变换器12所产生，因此第一级的控制往往与第二级的输出隔离。由于DC-DC变换器12同时有原边侧晶体管和侧要侧晶体管，因此第二级的控制往往比较复杂。

期望有一种两级功率变换器的控制器，其可控制第一级，以产生随第二级的输出条件变化的直流链路电压。也期望有一种两级功率变换器，其可通过改变直流链路电压来提高充电效率，特别是针对低输出电压的情况。期望有一种第二级控制器，其在可变直流链路电压被第一级控制器所改变的情况下，可使用相移调制来控制输出电流、电压和功率。

发明内容

本发明提供一种两级功率变换器，包括：交流(AC)端口，用于连接到交流电网；直流(DC)端口，用于连接到电池；电池电流传感器，用于感应从所述直流端口到所述电池的电池电流；链路电容，在链路节点上具有直流链路电压；交流变换器，耦合到所述交流端口，用于当连接到所述链路电容时，将来自所述交流电网的交流电转换为所述链路节点上的所述直流链路电压；双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器，接收来自所述链路电容的所述直流链路电压，用于从所述交流电网对所述电池充电时，将所述直流链路电压转换为所述直流端口上的电池电压；交流控制器，控制所述交流变换器，所述交流控制器产生脉宽调制(Pulse-Width-Modulation，PWM)信号至所述交流变换器中晶体管的栅极；第一调制器，将参考功率常数除以所述电池电压以产生电池电流基准，并将所述电池电流基准乘以一个常数以产生与所述直流链路电压相比较的链路基准，以调制由交流控制器产生的所述PWM控制信号；DAB控制器，控制所述DAB变换器，所述DAB控制器产生原边控制信号至所述DAB变换器中的原边侧晶体管的栅极，所述DAB控制器也产生副边控制信号至所述DAB变换器中的副边侧晶体管；以及第二调制器，通过在恒功率模式下比较所述电池电流基准与所述电池电流、在恒流模式下比较电池电流限值与所述电池电流、在恒压模式下比较电池电压限值与所述电池电压，来调制由所述DAB控制器产生的所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的占空比和相位差；其中所述直流链路电压和所述电池电压控制所述交流变换器的运作，所述电池电压和所述电池电流控制所述DAB变换器的运作。

本发明提供一种两级可变链路电压变换器，包括：功率因子变换器(Power-Factor-Converter，PFC)，具有交流(AC)输入端以及用以驱动产生直流(DC)链路电压的直流(DC)链路电容的输出端；双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器，接收来自所述直流链路电容的所述直流链路电压并产生具有电池电压和电池电流的输出；PFC控制器，产生脉宽调制(PWM)控制信号至所述PFC中的晶体管；DAB控制器，产生原边控制信号至所述DAB变换器的原边侧的原边晶体管，并产生副边控制信号至所述DAB变换器的副边侧的副边晶体管，其中所述原边侧和所述副边侧连接于变压器上；除法器，接收代表所述电池电压和所述电池电流的输出功率的恒定值的参考功率常数，所述除法器将所述参考功率常数除以所述电池电压以产生随所述电池电压变化的电池电流基准；乘法器，将所述电池电流基准乘以一个常数，以产生随所述电池电压变化的链路基准；第一比较器，比较所述直流链路电压与所述链路基准，以产生应用于所述PFC控制器的第一调制因子；其中，响应所述直流链路电压的变化和所述电池电压的变化，所述第一调制因子致使所述PFC控制器调制所述PWM控制信号至所述PFC中晶体管；第一限制器，将所述电池电流基准限制于最大电池电流限值；以及恒功率/恒电流(CP/CC)比较器，比较所述电池电流与所述电池电流基准，以产生CP/CC调制因子；其中当所述CP/CC调制因子于功率保持恒定的CP模式下以及于所述电池电流保持恒定的CC模式下被施加至所述DAB控制器时，所述CP/CC调制因子，调制所述DAB控制器所产生的所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的相位差；藉此，所述PFC控制器调制所述直流链路电压以响应所述第一调制因子，所述第一调制因子是经由所述参考功率常数除以所述DAB变换器的所述电池电压，乘以所述常数，并与所述直流链路电压进行比较所产生。

本发明更提供一种两级变换器，包括：交流(AC)端口，用于连接到交流电源；第一直流(DC)端口，用于连接到电池；交流变换器，用于将来自所述交流电源的施加于所述交流端口的交流电转换为直流链路电压；双有源桥(DAB)变换器，将来自所述交流变换器的所述直流链路电压转换为经由第一直流端口施加到所述电池的电池电压；交流控制器，控制所述交流变换器，以将所述交流电转换为所述直流链路电压；DAB控制器，产生控制信号至所述DAB变换器，以转换所述直流链路电压为所述电池电压；第一计算器，将参考功率常数除以所述电池电压以产生电池电流基准，并将所述电池电流基准乘以常数，以产生链路基准；第一限制器，当所述电池电流基准超过最大电池电流时，将所述电池电流基准限制为所述最大电池电流；第一比较器，比较所述链路基准与所述直流链路电压，以调制所述交流控制器所产生的PWM控制信号；和第二比较器，比较所述电池电流与所述电池电流基准，以调制由DAB控制器产生的用以操作所述DAB变换器的所述控制信号；藉此，控制信号通过来自于所述第一个计算器和比较的结果进行调制。

附图说明

图1展示了现有技术中用于电动汽车电池充电的两级功率变换器。

图2是一个两级变换器的示意图。

图3是PFC第一级变换器的示意图。

图4是第二级DAB变换器的示意图。

图5强调了两级功率变换器的可变链路控制。

图6A-6C示出了用于控制两级变换器的可变链路自适应功率控制程序的流程图。

图7示出了采用两级功率变换器的CC(Constant-Current)和CP(Constant-Power)充电模

式的波形。

图8A-8B示出DAB变换器的电路模型。

图9是到DAB变换器中的原边、副边晶体管的PSM控制信号的波形图。

图10为配置为图腾柱功率因子校正(totem-pole power-factor correction)的充电模式时

的第一级PFC数字控制器的示意图。

图11示出配置用于充电模式的DAB数字控制器。

图12为单相交流充电模式下的两级变换器的示意图。

图13为三相交流充电模式下的两级变换器的示意图。

具体实施方式

本发明涉及两级功率变换器的控制器的改进。下面的描述是为了使本领域中具有通常技艺的人能够在特定应用及其要求的情况下，制作和使用本发明。对于本领域技术人员来说，对优选实施例的各种修改，是显而易见的，并且在此定义的一般原则可以应用于其他实施例。因此，本发明不打算局限于所示和描述的特定实施例，而被赋予与本发明所公开的原则和新颖性一致的最广泛的范围。

图2是两级变换器的示意图。两级变换器120具有交流前端与直流后端。交流端口将交流输入电压连接到AC-DC第一级变换器，功率因子变换器(Power-Factor converter,PFC)150，而第二级DC-DC双向变换器，双有源桥(DAB)变换器160，驱动电池电压VBAT到直流输出端口，为原边电池132充电。PFC 150和DAB变换器160通过链路电容168所产生的直流链路电压VLNK连接在一起。

DAB变换器160可运作于反向模式，以放电原边电池132，从而提供辅助电力给VLNK或给辅助直流端口(图中未显示)。PFC 150也可以运作于反向模式，以从VLNK供电给单相或三相交流电网。

交流端口可被插至标准单相交流插头154上，或插到三相交流插头156上。标准交流电在两根电线(P,N)上有一个交流正弦波，而三相AC三线输入A、B、C上有三个AC正弦波，依照120度相位分开。大多数家庭交流电是单相，但位于办公室和商业建筑的增压器可以使用三相交流电，其用于供电至商业等级的空调和照明设备。

单相AC插头154和三相AC插头156的P输入和A输入，它们短接在一起并应用于PFC150。同样，单相AC插头154和三相AC插头156的N输入和C输入短接在一起并应用于PFC 150。三相AC插头156的中间B输入被输入到PFC 150，而不与单相连接AC插头154连接。但是，当使用单相AC插头154而不使用三相AC插头156时，例如在家庭安装时，开关SW1将上输入A/P短路到中间输入B，使到PFC 150的上和中间AC输入通过开关SW1短接在一起。

当不使用单相AC插头154而使用三相AC插头156时，例如在商用增压器安装中，开关SW1断开，将上输入A(P)从中间输入B隔离，使得PFC 150的上及中间AC输入都由开关SW1隔离。然后PFC 150从三相AC插头156接收所有三个A、B、C输入。电磁干扰(EMI)滤波器158连接到A、B和C输入以滤除噪声，如于AC输入上的不需要的谐波。

PFC数字控制器152产生脉宽调制(PWM)控制信号到PFC 150内的晶体管的栅极，以控制PFC 150所执行的AC-DC或DC-AC(反向)变换的方向、电压和功率因子校正。同样，DAB数字控制器162产生相移调制(PSM)控制信号至DAB变换器160内的晶体管的栅极，以控制DAB变换器160所进行的DC-DC变换的方向、电压等变换特性。PSM控制信号被产生给DAB变换器160的原边侧和副边侧。

PFC数字控制器152感测交流输入上的电压和电流，以判断目前是单相交流还是三相交流。CAN(Controller Area Network)监控164监控原边电池132的状态，并向DAB数字控制器162报告电池状态。PFC数字控制器152和DAB数字控制器162之间的总线，如RS485总线，可用于控制器间的通信。链路电容168上的直流链路电压由PFC数字控制器152和DAB数字控制器162所监控。

图3是AC双向变换器的示意图。电压传感器202、204、206分别感测A(P)、B和C(N)的AC输入上的电压，电流传感器208、210、212感测在这些线上流动的相应电流。电感器214、216、218是串联电感器，用于提高VLNK电压，减少交流输入上的电流纹波。

开关SW1250对于三相AC是断开的，对于单相AC是闭合的。当施加单相AC而没有三相AC时，开关250将AC输入B短接到AC输入A/P。

当连接到单相AC电网时，开关SW1 250闭合。晶体管220、222、224、226以快速切换频率工作，如30～60KHz，而晶体管228、230以较慢的AC线频率(50Hz或60Hz)工作。晶体管220、222形成一个快速切换桥，互补PWM驱动信号被施加到它们的栅极上。晶体管224、226形成另一个快速切换桥，互补PWM驱动信号被施加于它们的栅极上。上拉晶体管220的栅极被PWM驱动信号所驱动，其与施加于上拉晶体管224栅极上的PWM驱动信号的相位相差180度。类似地，施加到下拉晶体管222的栅极的PWM驱动信号与施加到下拉晶体管226的栅极的PWM驱动信号相比，相位延迟180度。该180度相位差使得通过晶体管220、222的电流与通过晶体管224、226的电流相互交错。这种交错运行可以减少AC纹波电流。

晶体管228、230形成一个线路频率桥。当AC输入电压为其周期的正部分时，晶体管230持续导通，晶体管228持续关断。当AC输入电压处于AC周期的负部分时，晶体管228持续导通，晶体管230持续关断。PFC数字控制器152产生PWM控制信号给晶体管220、222、224、226以较高的切换频率切换，并产生PWM控制信号给晶体管228、230以较慢的AC线路频率切换。PFC数字控制器152控制AC双向变换器150运行为交错图腾柱(totem pole)功率因子校正控制，使用后面图6A至6C中所示的控制回路。

当连接三相AC电网时，开关SW1 250断开。晶体管220、222为A/P输入形成一个快速切换桥。晶体管220、222的栅极接收互补PWM驱动信号。晶体管224、226形成另一个快速切换桥，但这个桥用于B输入。晶体管224、226的栅极接收互补PWM驱动信号。晶体管228、230形成另一个快速切换桥。该桥用于C/N输入。晶体管228、230的栅极接收互补PWM驱动信号。

PFC数字控制器152使用空间向量PWM驱动信号控制PFC 150，对晶体管220、222、224、226、228、230进行三相功率因子校正。

对于单相模式，PFC数字控制器152产生的PWM控制信号的时序被改变。由于AC输入的A和B通过开关SW1短接在一起，施加到上拉晶体管220和下拉晶体管222的栅极上的PWM信号与施加到上拉晶体管224和下拉晶体管226栅极上的PWM信号的相位分别相差180度。这180度相移提供交错效果。施加到上拉晶体管228和下拉晶体管230栅极上的PWM信号具有电力线频率，例如50赫兹或60赫兹。晶体管220、222、224、226栅极上的PWM信号以更高的切换频率工作，例如30-60KHz。

当AC输入是单相时，PFC 150运行为交错图腾柱功率因子校正(PFC)转换器。上拉晶体管220与晶体管224交错，晶体管222与晶体管226交错，因为它们的控制栅极是由彼此180度相差的PWM信号驱动。当从三相AC输入运行时，三相功率因子校正是由PFC 150使用所谓的B6拓扑所提供的，开关SW1打开。单相或三相AC输入均可通过PFC数字控制器152实施控制模式，以低AC输入谐波和高功率因子运行。

来自PFC 150的整流交流电压经链路电容168滤波产生直流链路电压VLNK。DAB变换器160接收VLNK作为输入电压，输入电流由链路电容168所提供。

图4是第二级DAB变换器的示意图。变压器50将流经原边线圈52的原边侧电压和电流与流经副边线圈54的副边侧电流隔离开来。变压器50电感耦合副边线圈54至原边线圈52。

来自PFC 150的整流交流电压经过链路电容168滤波，以产生直流链路电压VLNK，其可被电压传感器80所感测。直流链路电压和接地端GND连接到晶体管20,22,24,26的全桥上。晶体管20,22之间的桥的中点，节点P1，与电感58和原边线圈52串联。电流传感器60感测流过原边线圈52的电流。交流电流经原边线圈52，然后流经电容28到达在晶体管24和26之间的电桥的第二个内部节点P2。

晶体管20、22、24、26的栅极由DAB数字控制器162所控制。这些栅极可以由相移调制(Phase-Shift-Modulation，PSM)信号所驱动。这些PSM驱动信号具有固定的高频率(例如50KHz～200KHz)，固定脉冲占空比约为50％。施加到晶体管22栅极的PSM控制信号与施加到晶体管20栅极的控制信号互补。同样，施加到晶体管24栅极的PSM控制信号与施加到晶体管26栅极的控制信号是互补的。

DAB变换器160还具有晶体管30,32,34,36的副边侧桥，这些晶体管也具有经由来自DAB数字控制器162的PSM信号所驱动的栅极。晶体管30、32、34、36的栅极由DAB数字控制器162控制。这些栅极可以由具有固定高频的PSM信号所驱动，固定的脉冲占空比约为50％。应用于晶体管30栅极的PSM控制信号与应用于晶体管32栅极的控制信号是互补的。同样，应用于晶体管34栅极的PSM控制信号与应用于晶体管36栅极的控制信号是互补的。

晶体管30,32之间的内部桥节点S1和晶体管34,36之间的另一个内部桥节点S2通过一个回路连接在一起，该回路包括串联的电感62、副边线圈54和电容38。该副边侧桥的输出对电容76充电并驱动直流输出端口，由电压传感器74测量VBAT电压，由电流传感器72测量从副边接地端GND1返回的DC1电流。

DAB变换器160作为功率转换器的CLLLC谐振槽，其中C表示电容，L表示电感。原边侧桥和副边侧桥的电容28、38，分别由原边侧和副边侧的电感58、62连接，以及与变压器50的磁电感连接。这是一个CLLLC结构，其在端电容之间有三个电感串联。可选择应用于晶体管20,22,24,26的栅极的PSM信号的频率，以实现从直流链路电压VLNK到直流输出端口VBAT所需的可控直流电流增益，并实现CLLLC槽的谐振频率。

四个互补的PSM信号的开关对被应用于晶体管20和22、24和26、30和32、34和36。一个原边高频脉宽调制的三电平交流电压在P1和P2之间产生，因为晶体管20的栅极是由一个PSM驱动信号驱动的，该PSM驱动信号与应用于晶体管24的栅极的PSM驱动信号相移(phaseshifted)。同样地，副边高频脉宽调制的三电平交流电压在S1和S2之间产生，因为晶体管30的栅极由PSM驱动信号驱动，该PSM驱动信号与应用于晶体管34的栅极的PSM驱动信号相移。当运作在正方向时，副边高频交流电压超前于原边高频交流电压。当运作在反方向时，副边高频交流电压滞后于原边高频交流电压。

应用于晶体管的栅极的PSM控制信号的切换频率是固定的，当切换频率匹配CLLLC谐振频率时，出现峰值的转换效率。

图5强调了两级功率变换器的可变链路控制。DAB转换器160的输出驱动正在充电的电池，输出电压被感测为VBAT，输出电池电流被感测为IBAT。PFC 150和DAB变换器160之间的链路电容168上的直流链路电压VLNK也被感测为VLNK。这三个变量，VLNK,VBAT和IBAT，被用来控制两级变换器。

通过比较器3来比较被感知的VLNK与链接基准VLNK_REF，以生成电流基准IL_REF。电流基准IL_REF致使PFC数字控制器152'去调整PWM控制信号到PFC 150，增加或减少VLNK，直到VLNK匹配VLNK_REF。

VLNK_REF不是常数，而是输出电压或电池电压VBAT的函数。除法器15将参考功率PREF除以VBAT，以得到电池电流基准IBAT_REF。乘法器17将电池电流基准IBAT_REF乘以常数K，以生成VLNK_REF到比较器3。因此，直流链路电压VLNK由PFC数字控制器152'和PFC 150来调整为，等于IBAT_REF*K，或

VLNK＝IBAT_REF*K

或

VLNK＝(PREF/VBAT)*K

PREF和K是常数或预先设定的值，所以VLNK是VBAT的函数。在CP模式下，当电池充电时，随着VBAT的上升，VLNK会下降。但是，当VLNK在CC模式下达到最大值VLNK_MAX时，VLNK不会随着VBAT的升高而调整。

第二级，DAB变换器160，其可在CP,CC或CV模式下工作。在CP模式下，将除法器15的IBAT_REF与比较器5所感测到的电池电流IBAT进行比较，致使DAB数字控制器162'去调整到DAB变换器160中的原边侧、副边侧晶体管的PSM控制信号的占空比和相位差，直到IBAT匹配IBAT_REF。由于IBAT_REF因除法器15而随VBAT而变化，DAB转换器160的输出电池电流IBAT随着输出电池电压VBAT的升高而降低，使输出功率保持在一个相对恒定的目标PREF上。

在CC模式下，通过比较器7来比较预先设置的电池电流限值IBAT_MAX与所感测到的电池电流IBAT，致使DAB数字控制器162'去调整DAB转换器160中的PSM控制信号的占空比和相位差，直到IBAT与IBAT_MAX相匹配。因此，在CC模式下，输出电池电流保持相对恒定。

在CV模式下，通过比较器9来比较预先设置的电池电压限值VBAT_MAX与所感测到的电池电压VBAT，致使DAB数字控制器162'去调整DAB转换器160中的PSM控制信号的占空比和相位差，直到VBAT与VBAT_MAX相匹配。因此，在CV模式下，输出电池电压保持相对恒定。

图6A-6C示出了控制两级变换器的可变链路自适应功率控制程序的流程图。该程序可以在PFC数字控制器152和DAB数字控制器162的硬件和/或固件中实现。

在图6A中，步骤502，通过读取存储设备或寄存器或通过硬连接到逻辑中，来获得预设常数。这些预设常数包括最大电池电流限值IBAT_MAX、最小电池电流限值IBAT_MIN、最大电池电压限值VBAT_MAX、最小电池电压限值VBAT_MIN、最大直流链路电压限值VLNK_MAX、最小直流链路电压限值VLNK_MIN以及目标或参考功率PREF。

步骤504，测量或感测三个变量，包括输出电池电压VBAT和电流IBAT，以及直流链路电压VLNK。步骤506，电池参考电流IBAT_REF按照PREF/VBAT来计算。步骤510，当计算出的IBAT_REF小于或等于电池电流限值IBAT_MAX时，使用CP模式(步骤524)。CP模式通常比CC或CV模式提供更快的充电。

步骤510，当计算出的IBAT_REF大于电池电流限值IBAT_MAX，使用CC模式(步骤522)。电池参考电流IBAT_REF被降低到电流限值IBAT_MAX。

在图6B中，步骤526，直流链路基准VLNK_REF按照K*IBAT_REF来计算，其中，CC模式的IBAT_REF被限制为IBAT_MAX(步骤522),或为CP模式下的PREF/VBAT(步骤506、524)。当所计算的VLNK_REF大于最大链路电压限值VLNK_MAX(步骤530)，则VLNK_REF降至VLNK_MAX(步骤532)，并采用CC模式来进行充电。

当直流链路参考电压超过最大值(步骤530,532)或当电池参考电流超过最大值(步骤510,522)时，使用恒流CC模式而非快速充电CP模式。当这些最大值没有被超过，则使用恒功率CP模式，以进行更快的充电。

当所计算出的VLNK_REF小于最小链路电压限值VLNK_MIN(步骤540)，则VLNK_REF被提高到最小VLNK_MIN(步骤542)。充电仍然可以使用CP或CC模式。

在图6C中，在步骤552中，将感测到的VLNK与计算得到的VLNK_REF进行比较，以调整PFC数字控制器152所产生至PFC 150的PWM控制信号的占空比。

在步骤554中，于CP模式下比较IBAT与IBAT_REF、或于CC模式下比较IBAT与IBAT_MAX、或于CV模式下比较VBAT与VBAT_MAX，以调整由DAB数字控制器162所产生的原边及副边PSM控制信号之间的占空比和相移，并驱动到DAB变换器160中的原边及副边晶体管。

在循环返回到步骤504以获取VLNK、IBAT或VBAT的新的测量值之前，步骤552和554可以并行执行多次。然后重新计算IBAT_REF和VLNK_REF。IBAT、VBAT和VLNK的目标会根据IBAT、VBAT和VLNK的新测量值来进行偏移。一旦电池充满电，该过程可被终止(未显示)。

图7示出了使用两级功率变换器的CC和CP充电模式的波形。在时间T0，两级变换器120被激活，PFC 150快速驱动VLNK到更高的电压，如VLNK从时间T0的300v提高到时间T1的500v。电池电流IBAT和电池的输出功率迅速上升，因为DAB变换器160使用上升的VLNK以驱动更多的电流和功率到电池。

在时间T1，达到最大电流限值IBAT_MAX,DAB变换器160的电流被限制在IBAT_REF＝IBAT_MAX，因此IBAT保持不变。CC模式从时间T1开始，一直延伸到时间T3。

在时间T2，随着充电电流IBAT向外部电池充电，VBAT开始显着上升。当VBAT增大，而IBAT不变时，输出功率也增大，因为功率＝IBAT*VBAT。

直流链路电压VLNK在CC模式下保持恒定，因为IBAT_REF是有限的，而不是VBAT的函数(步骤522,506图6A)。

在时间T3，VBAT已经上升到足够的程度，现在IBAT_REF＝PREF/VBAT小于IBAT_MAX(图6A，步骤506,510,524)，因此CC模式结束，并且开始CP模式。在CP模式下，输出功率保持不变，但随着充电电池VBAT的上升，IBAT会降低，以保持恒定功率(IBAT*VBAT)。当VBAT在CP模式上升时，IBAT_REF＝PREF/VBAT下降，VLNK_REF＝K*IBAT_REF也下降，使得VLNK在CP模式下降。请参见图6B的步骤526和图6A的步骤506。

最后，在时间T4，电池几乎充满，VBAT不再上升，所以VLNK和IBAT保持不变。一旦电池充满电，IBAT可以是涓流充电，或是充电也可以被关闭。

图8A-8B示出了DAB变换器的电路模型。图8A示出了DAB变换器160的第一谐波近似(First Harmonic Approximation，FHA)模型。变压器50将流经原边线圈52的原边侧电压和电流与流经副边线圈54的副边侧电流隔离开来。变压器50电感耦合副边线圈54至原边线圈52。

原边电压源61是DAB变换器160中的原边晶体管20,22和24,26所产生的电压。晶体管20,22之间的电桥的中点，节点P1，与电感58和原边线圈52串联。交流电流经原边线圈52，然后流经电容28到达晶体管24和26之间的电桥的第二个内部节点P2。

副边电压源63是由副边晶体管30,32,34,36所产生的电压。副边电压源63由一个包括电感62、副边线圈54和电容38的串联回路所连接。

DAB变换器160作为功率变换器的CLLLC谐振槽，其中C表示电容，L表示电感。原边侧桥和副边侧桥的电容28、38，分别与原边侧和副边侧的电感58、62连接，并且和变压器50的磁电感连接。这是一个CLLLC结构，在端电容之间有三个电感串联。

图8B是DAB变换器的简化模型。电感55建模变压器50。参数被参照至原边侧，因此调整了电感62和电容38的值。

通过DAB转换器160的功率传输可计算为:

其中Zm为图8B的简化模型的等效阻抗，n为圈数比N1/N2，其中N1为原边线圈52的圈数,N2为副边线圈54的圈数。

M为调制因子:

其中，*₁为原边侧占空比，*₂为副边侧占空比，θ为原边侧和副边侧的相位差。M在0到1之间。调制因子M越高，输出功率越高。

图9是到DAB转换器的原边和副边晶体管的PSM控制信号的波形图。到原边侧晶体管20,22,24,26的栅极的PSM控制信号分别为G_20,G_22,G_24，和G_26，以产生原边电压Vp。到副边侧晶体管30,32,34,36的PSM控制信号分别为G_30,G_32,G_34，和G_36，以产生副边电压Vs。

到晶体管20的栅极的PSM信号G_20被*₁延迟，以获得到晶体管24的栅极的G_24。G_22是G_20的反相(inverse)，G_26是G_24的反相。

到晶体管20的栅极的PSM信号G_20被-θ延迟以获得到晶体管30的栅极的G_30。到晶体管30的栅极的PSM信号G_30被延迟*₂以获得到晶体管34的栅极的G_34。G_32是G_30的反相，G_36是G_34的反相。

图10是当第一级PFC数字控制器被配置为具有图腾柱功率因子校正的充电模式时的示意图。本例中的充电模式为原边电池132从交流电充电时。

DC链路电压不是恒定的，而是允许DC链路电压在恒功率期间随着电池电压的增加而下降。DAB数字控制器162使用直流链路自适应控制，以减小在DAB 160中的晶体管的循环电流，相较于固定直流链路电压，提高了效率。

PFC数字控制器152从DAB数字控制器162中的最小化器331中获取原边电池132的参考电池电流IBAT_REF，并利用电池参考电流IBAT_REF调整PWM控制信号。参考电池电流IBAT_REF通过乘法器来乘以常数K，并被输入最小化器281，当乘积IBAT_REF*K小于最大链接电压VLNK_MAX时，最小化器281将乘积IBAT_REF*K作为VLNK_REF来传递。

来自最小化器281的最小值,VLNK_REF，是整个控制回路的参考电池电压。该参考电池电压与交流电压峰值VAC-PEAK进行比较，接着VLNK_REF和VAC-PEAK中的最大值由最大选择器280来选择。

直流链路电压VLNK由电压采样器258采样，以产生VLNK-S,VLNK-S经由加法器282减去由最大选择器280所选择的最大电压。比例积分器(PI)284对加法器282的和进行积分，然后在乘法器286中乘以交流电压的均方根(RMS)的平方数的倒数，然后在乘法器288中乘以当前交流电压VAC，以生成电流基准IL-REF。

流过A和B交流线的电流，由霍尔传感器252分别感测为电流IA和IB。A线和C线的AC电压，由电压传感器256分别感测为VAC-P和VAC-N。极性检测和计算器251对VAC进行整流，并计算VRMS，还产生极性信号，这使得选择器254选择IA或IB以生成LA-FB和LB-FB。

加法器274将参考电流IL-REF减去来自选择器254的电流LA-FB，然后由比例积分器(PI)264积分，再通过乘法器272乘以VAC/(VPFC-S)，以控制由PWM控制器260产生的、到上拉晶体管220和下拉晶体管222的栅极的控制信号的脉宽或占空比。

加法器278将参考电流IL-REF减去来自选择器254的电流LB-FB，然后由比例积分器(PI)266积分，再通过乘法器276乘以VAC/(VPFC-S)，以控制由PWM控制器262产生的、到上拉晶体管224和下拉晶体管226的栅极的控制信号的脉宽。

到上拉晶体管228和下拉晶体管230的栅极上的PWM控制信号是由另一个PWM控制器(未示出)产生，其切换频率等于AC输入频率，例如50Hz或60Hz，用于单相AC运行。对于三相AC运行，则产生空间向量PWM控制信号。

图11示出了为充电模式配置的DAB数字控制器。对于电池充电，DAB数字控制器162中的控制回路考虑了恒压(CV)、恒流(CC)和恒功率(CP)三种模式。电压传感器320所感测到的电池电压VBAT为VBAT-S，霍尔传感器314所感测到的电池电流IBAT为IBAT-S。

对于CP模式，寄存器308中的参考功率PREF经由除法器312除以所感测到的电池电压VBAT-S，得到CP模式电流限值，其应用于最小化器331的上输入。

对于CC模式，从寄存器306的电池电流限值IBAT_MAX被应用到最小化器331的下输入。最小化器331选择IBAT_MAX(CC模式)或PREF/VBAT-S(CP模式)中的较小值作为IBAT_REF。

经由加法器304将参考电池电流IBAT_REF减去所感测的电池电流IBAT-S，并且用比例积分器(PI)302积分，以得到CC/CP模式基准。

对于CV模式，恒压(CV)模式基准，VBAT_MAX，其被存储在寄存器310中。经由加法器332，寄存器310中的VBAT_MAX减去电压传感器320所感测到的电池电压VBAT-S，然后用比例积分器(PI)334积分，以获得到最小选择器330的输入。

最小选择器330从CP/CC模式(PI 302的上输入)和CV模式(PI 334的下输入)中选择最小参考值。因此，对于电池充电，DAB数字控制器162中的控制回路考虑了恒压(CV)、恒流(CC)和恒功率(CP)三种模式。

当PI 334生成的针对CV模式的相移参考值(phase shift reference)小于PI 302生成的针对CP/CC模式的相移参考值时，CV模式将被触发。然后最小选择器330选择CV模式的参考值。

最小选择器330的输出是θ，它受相移限制器336的限制。占空比由占空比计算器计算，死区时间(dead-time)由死区时间计算器338计算。当上拉和下拉晶体管在切换过程中都关闭时，死区时间计算器338计算死区时间，以防止电流涌动。到原边侧晶体管20、22、24、26的栅极的PSM控制信号是通过相移PSM控制器340基于相移θ的控制回路计算来产生的。在相移调制控制中，可以对相移和占空比进行调制。至副边侧晶体管30、32、34、36的栅极的控制信号也由相移PSM控制器340所产生。

图12是在单相交流充电模式下的两级变流器的示意图。对于在输入A/P所测量到的交流电压和交流电流，交流输入有一个正弦波。直流链路电压随交流输入而波动，但波动很小。例如，当交流输入电压为±300v时，交流电流峰值为20A，直流链路电压为380v±12v。因此直流链路电压的波动为24/380，约为6％。总谐波失真(Total Harmonic Distortion，THD)较低。交流电流与交流电压同相，采用图腾柱功率因子校正控制。

图13是运作在三相交流充电模式下的两级变流器示意图。交流输入有3路正弦波，分别用于A、B、C交流输入。这些正弦波的相位相差120度。对此三个交流输入的每个输入，其交流电流与交流电压是同相的。每个正弦波的电压从-300伏特到+300伏特交替，电流从-20a到+20a交替。PFC 150是由一个低THD的空间矢量PWM所控制。输入交流电流与输入交流电压的相位基本一致。

直流链路电压随三个交流输入而波动，但波动非常小。例如，当交流输入电压为±300伏时，直流链路电压在649.9～650.2伏之间波动。因此直流链路电压的波动或纹波为0.3/650，约为0.05％。

[可选实施例]发明人还考虑了其他几个实施例。例如，上拉晶体管220和下拉晶体管222都可以是n通道晶体管；或者上拉晶体管220可以是p通道晶体管，下拉晶体管222可以是n通道晶体管，用栅极电压反转来解释固有的p通道反转逻辑。其他的晶体管也可能都是n信道或者p信道上拉。

虽然已经描述了AC-DC第一级和DC-DC第二级，但也可能有其他组合，如两个DC-DC级。例如，第一级可以是buck变换器、boost变换器、buck-boost变换器或其他单向或双向DC-DC变换器。第二级可以是CLLLC DAB变换器，LCL DAB变换器或其他基于導抗的DAB变换器。第一级和第二级通过链路电容产生的直流链路电压VLNK连接在一起，因此第一级可以基于第二级的参考输出电流/功率的函数来产生一个可变的VLNK。

虽然已经描述了对3种模式CP、CC、CV的支持，但在一些实施例中可能不支持其中的一些模式。例如，可能只支持CP或CC模式。

DAB数字控制器162可以产生与DAB 160谐振频率相等的固定切换频率的PSM控制信号，以达到最高效率。

常数参数有一个固定的值，在运行过程中不会变化，但是如输出功率等操作条件可在一个固定的范围内就保持不变，例如在目标的10％以内。

被乘法器270相乘的常数K可以计算出在10％(0.9)以内:

其中Zm为图8B的简化模型的等效阻抗，n为圈数比N1/N2，其中N1为原边线圈52的圈数,N2为副边线圈54的圈数。K与CLLLC变换器的设计参数有关。

在描述直流链路电压、电池电压和电池电流之间的比较时，可以对这些物理电压和电流的所推导或所感测的版本进行实际的比较。这些电压和电流的数字版本可以通过ADC产生，然后进行数字比较。感测这些电压和电流可以防止这些节点的干扰。因此，当描述与直流链路电压的比较时，可以认知到这种比较是通过与直流链路电压的推导或感测版本来执行的。

通过将相移θ设为负值，其意味着原边电压领先副边电压，可以实现双向反向操作。所有晶体管均可实现零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)，以防止电压尖峰，降低开关损耗。DAB变换器适用于广泛的输出电压和负载条件。也可支持非电池负载。通过可变的直流链路电压，可以在充电或其他操作过程中，随着输出电流和功率的变化，保持较高的调制因子M，以最小化DAB变换器160的原边侧和副边侧的无功功率。

可以用恒定的切换频率和相移调制来调节输出功率或电流。可以通过改变相移来提供反向操作，例如，从电动汽车到电网。在DAB变换器160中，可以保持较高的调制因子M以降低无功功率的损耗。

可以支持各种操作条件。例如，输入电压Vin＝375v，输出电压VBAT＝359v，输出功率P＝1952W；Vin＝375v,VBAT＝362v,P＝3001W。其他运作点的例子有，在CC模式下，VBAT＝100v,IBAT＝15.5A；以及VBAT＝250v,IBAT＝15.3A，以及在CP模式下，VBAT＝400v,P＝5800W；以及VBAT＝500v,P＝5800W。还有许多其他可能的例子和变体。可支持非常广的输出电压范围，以允许更广泛的电动汽车类型来进行充电。在较低的输出电压下，可以获得更高的输出功率，从而提供更短的充电时间。

DAB变换器160除了CLLLC还可以有其他谐振槽配置，例如LCL。PFC 150可输入单相和三相交流。对于单相交流输入，直流链路电压可以限制在390V～600V之间，额定功率为6.6kW。三相交流输入时，直流链路电压可限制在650V～845V之间，额定功率为11kW。还有其他可能的例子。

可以添加开关，以使DAB变换器160的输出连接到副边电池或另一个负载。可添加各种其他的旁路或连接组件。可以添加额外的端口，并使用额外的开关连接到这些额外的端口。例如，可以将交流电家用电器克被安置在新的交流端口上或可以具有交流端口，或可以在交流端口上安置一个额外的开关，以在交流电网和交流电器之间进行切换。一个额外的开关可以在太阳能电池和原边电池132或二次电池之间进行选择。

开关可以是电源继电器，也可以是晶体管开关或传输栅极。在放电模式下，DAB变换器160的切换频率可以固定在谐振频率上。然后直流链路电压是可变的、不管制的，并且用PFC 150来调节交流输出电流或电压。

虽然两级转换器可能被安装于电动汽车上，两级转换器也可位于家中，可以是电动汽车充电站，也可以是便携式电动汽车充电器，而不一定需要被安装于电动汽车上。两级变换器120可以分为两部分，一部分在电动汽车上，另一部分在家庭或充电站。两级变换器120可用于电动汽车以外的用途，如备用电源系统，为工业或医疗设备供电。两级变换器120也可作为可再生能源存储系统。在电网高峰时段，电池可以通过放电向电网提供能量，而在低需求时段，电池可以通过电网或太阳能电池板充电。如此一来，从而为电网的稳定和安全提供峰值电力均衡。

虽然电动车已经被描述过，但电动车可能同时拥有一个电动引擎和一个燃烧汽油的内燃机，比如插电式混合动力汽车或电动车。电动汽车可以有第二个引擎，燃烧汽油为电池充电，同时有一个电动引擎作为驱动系统。电动汽车可以有自己的电源，比如再生制动(regenerative brakes)，这些电源可以绕过两级变换器120直接对电动汽车电池充电，也可以连接到两级变换器120的端口上。

当电池电压下降超过限制范围时，直流链路电压可以上升，当超出该工作范围时，直流链路电压可以相对稳定。当切换频率与谐振频率在一个期望范围内，如在一个数量级内，或在10％以内，切换频率可以被视为等于谐振频率。当切换频率与谐振频率完全相等时，效率最高，但电感和电容等电路特性和布局的差异会使如此精确匹配变得不合理或不现实，因此在一个数量级范围内的近似匹配可被视为相等。

图6A-6C、10、11中的控制回路所示出的PFC数字控制器152和DAB数字控制器162的操作可以多种方式实现，并具有多种变化。操作可以合并、重新排序或跳过。可以使用硬件、固件、软件或其各种组合。时序和相位差可以被调整。有些步骤可以在其他序列或循环中重新排序。PFC数字控制器152和DAB数字控制器162不一定是数字控制器，但可以用模拟(analog)的方式中来执行部分或全部控制功能。

可以在控制回路中加入更复杂的逻辑和控制树，比如在断电模式中加入禁用晶体管来禁用操作。滤波器可以添加到各种节点，如添加电容器、电阻、电感，或电阻、电容和电感的网络。可以增加漏电电阻。可能存在寄生电容和电阻。滞后可以增加更复杂的波形整形。可以在各阶段之间添加缓冲器，也可以添加多个阶段或虚拟阶段。在一些变压器实施例中可能存在辅助线圈，而一些实施例可能具有超过3组先圈，或具有不同的极性和配置。

通过除法器、最小选择器和最小化器、乘法器等进行的计算，可以由硬件单元执行，既可以是特定的单元，也可以是由固件或软件编写的通用单元。比较可以通过比较器、运算放大器等在模拟域进行，也可以是数字比较器，其对通过模拟数字变换器(ADC)从模拟电压和电流所产生的数字值进行比较。计算逻辑可以共享或重复使用，也可以专用。

可以使用不同尺寸的晶体管、电容、电阻和其他器件，可以使用多种布局安排，如多支管、环形管、甜甜圈管或不规则形状的晶体管。

一些PWM或PSM控制信号被描述为具有180度的相位分离。据了解，这些是理想的相值，实际的相可能会有一些变化，如+/-5％，10％等，但仍然被认为具有180度的相位分离。

电流可以是正电流或负电流，并向任意方向流动。许多二阶和三阶电路效应可能存在，并且可能是显着的，特别是对于较小的器件尺寸。在设计过程中，可以用电路模拟来考虑这些次要因素。

发明的背景部分可以包含关于发明的问题或环境的背景信息，而不是描述其他人的现有技术。因此，在背景部分包含的材料并不是申请人对现有技术的承认。

此处描述的任何方法或过程都是机器实现的或计算机实现的，并打算由机器、计算机或其他设备执行，且不打算在没有此类机器协助的情况下仅由人类执行。产生的有形结果可以包括报告或在诸如计算机显示器、投影设备、音频产生设备和相关媒体设备等显示设备上的其他机器产生的显示，也可以包括机器产生的硬拷贝打印输出。计算机对其他机器的控制是另一个看得见的结果。

上述对本发明实施例的描述是为了展示和说明而提出的。不打算详尽无遗或将本发明限制于所公开的精确形式。许多修改和变化可因上述的教示而被启发。本发明的范围不应受本详细说明的限制，而应受本发明所附权利要求的限制。

Claims (20)

1.一种两级功率变换器，其特征在于，包括：

交流(AC)端口，用于连接到交流电网；

直流(DC)端口，用于连接到电池；

电池电流传感器，用于感应从所述直流端口到所述电池的电池电流；

链路电容，在链路节点上具有直流链路电压；

交流变换器，耦合到所述交流端口，用于当连接到所述链路电容时，将来自所述交流电网的交流电转换为所述链路节点上的所述直流链路电压；

双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器，接收来自所述链路电容的所述直流链路电压，用于从所述交流电网对所述电池充电时，将所述直流链路电压转换为所述直流端口上的电池电压；

交流控制器，控制所述交流变换器，所述交流控制器产生脉宽调制(Pulse-Width-Modulation，PWM)信号至所述交流变换器中晶体管的栅极；

第一调制器，将参考功率常数除以所述电池电压以产生电池电流基准，并将所述电池电流基准乘以一个常数以产生与所述直流链路电压相比较的链路基准，以调制由交流控制器产生的所述PWM控制信号；

DAB控制器，控制所述DAB变换器，所述DAB控制器产生原边控制信号至所述DAB变换器中的原边侧晶体管的栅极，所述DAB控制器也产生副边控制信号至所述DAB变换器中的副边侧晶体管；以及

第二调制器，通过在恒功率模式下比较所述电池电流基准与所述电池电流、在恒流模式下比较电池电流限值与所述电池电流、在恒压模式下比较电池电压限值与所述电池电压，来调制由所述DAB控制器产生的所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的占空比和相位差；

其中所述直流链路电压和所述电池电压控制所述交流变换器的运作，所述电池电压和所述电池电流控制所述DAB变换器的运作。

2.根据权利要求1中的两级功率变换器，其特征在于，其中在所述恒功率模式下对所述电池充电时，所述直流链路电压随着所述电池电压的上升而下降；

其中所述直流链路电压不是在电池充电时的固定电压，所述直流链路电压是在所述恒功率模式下充电时，随着所述电池电压上升而下降的可变电压。

3.根据权利要求1中的两级功率变换器，其特征在于，其中所述AC端口还包括:

A/P线，用于连接单相交流电的P线，以及用于连接三相交流电的A线；

B线，用于连接三相交流电的B线；

C/N线，用于连接单相交流电的N线，以及用于连接三相交流电的C线；

其中所述A线、所述B线和所述C线各携带一个交流波，所述交流波与所述A线、所述B线和所述C线的其他交流波间隔120度相位；

第一开关，用于在所述交流端口接收单相交流电时，将所述B线短接至所述A/P线，以及在所述交流端口接收三相交流电时，将所述B线从所述A/P线隔离；

其中，所述交流变换器还包括:

第一串联电感，将所述A/P线连接到A节点；

A上晶体管，具有用于控制所述A节点和上节点之间的电流传导的栅极；

A下晶体管，具有用于控制所述A节点和地节点之间电流传导的栅极；

第二串联电感，将所述B线连接到B节点；

B上晶体管，具有用于控制所述B节点和所述上节点之间的电流传导的栅极；

B下晶体管，具有用于控制所述B节点和所述地节点之间的电流传导的栅极；

第三串联电感，将所述C/N线连接到C节点；

C上晶体管，具有用于控制C节点和所述上节点之间的电流传导的栅极；

C低晶体管，具有用于控制C节点和所述地节点之间电流传导的栅极；

其中在从所述交流电网对所述电池充电时，所述上节点连接至所述链路电容的上端子；

其中所述链路电容的下端子连接至所述地节点。

4.根据权利要求1中的两级功率变换器，其特征在于，其中DAB变换器还包括:

变压器，具有原边线圈和副边线圈；

原边电桥，通过与所述原边线圈串联的第一电容和第一电感，接收所述直流链路电压并驱动所述变压器的所述原边线圈；

副边电桥，从所述直流端口连接至所述电池电压，当电池放电时，所述副边电桥，通过与所述副边线圈串联的第二电容和第二电感，驱动所述变压器的所述副边线圈；

其中在对电池充电时，DAB变换器运作为CLLLC谐振功率变换器。

5.根据权利要求4中的两级功率变换器，其特征在于，其中所述原边电桥进一步包括:

第一上主晶体管，具有用于控制所述连接节点和第一主节点之间的电流的栅极；

第二上主晶体管，具有用于控制所述连接节点和所述第一主节点之间的电流的栅极；

第一下主晶体管，具有用于控制所述接地节点和第二主节点之间的电流的栅极；

第二下主晶体管，具有用于控制所述接地节点和所述第二主节点之间电流的栅极；

所述第一主节点和所述第二主节点，通过与所述第一线圈串联的所述第一电容和所述第一电感，以驱动流经所述变压器的所述原边线圈的电流回路。

6.根据权利要求5中的两级功率变换器，其特征在于，其中所述副边电桥还包括:

第一上次晶体管，具有用于控制具有所述电池电压的所述直流端口与第一次节点之间的电流的栅极；

第二上次晶体管，具有用于控制具有所述电池电压的所述直流端口与所述第一次节点之间的电流的栅极；

第一下次晶体管，具有用于控制电池接地端与第二次节点之间的电流的栅极；

第二下次晶体管，具有用于控制所述电池接地端与所述第二次节点之间的电流的栅极；

其中所述第一次节点和所述第二次节点，通过与所述副边线圈串联的所述第二电容和所述第二电感，以驱动流经所述变压器的所述副边线圈的电流回路。

7.根据权利要求4中的两级功率变换器，其特征在于，其中，所述交流控制器产生所述PWM控制信号至所述交流变换器中的第一对和第二对晶体管，使具有至少为所述交流端口的交流线路频率的两倍大小的切换频率，所述交流控制器产生控制信号至所述交流变换器中的第三对晶体管，使具有与所述交流线路频率相等的切换频率。

8.根据权利要求7中的两级功率变换器，其特征在于，其中用于控制DAB控制器的第二调制器还包括:

第一选择器，接收所述参考功率常数并接收所述电池电流限值，并选择所述电池电流基准和所述电池电流限值中较小的一个作为所选电流基准；

第一比较器，比较所选电流基准与所述电池电流，以产生第一调制因子；

第二比较器，比较所述电池电压限值与所述电池电压，以产生第二调制因子；

第二选择器，接收所述第一调制因子和所述第二调制因子，并选择所述第一调制因子和所述第二调制因子中较小者以作为相移因子；

相移限制器，限制所述相移因子；

其中响应于相移因子，所述DAB控制器，调制所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的所述占空比和所述相位差。

9.一种两级可变链路电压变换器，其特征在于，包括：

功率因子变换器(Power-Factor-Converter，PFC)，具有交流(AC)输入端以及用以驱动产生直流(DC)链路电压的直流(DC)链路电容的输出端；

双有源桥(Dual Active Bridge，DAB)变换器，接收来自所述直流链路电容的所述直流链路电压并产生具有电池电压和电池电流的输出；

PFC控制器，产生脉宽调制(PWM)控制信号至所述PFC中的晶体管；

DAB控制器，产生原边控制信号至所述DAB变换器的原边侧的原边晶体管，并产生副边控制信号至所述DAB变换器的副边侧的副边晶体管，其中所述原边侧和所述副边侧连接于变压器上；

除法器，接收代表所述电池电压和所述电池电流的输出功率的恒定值的参考功率常数，所述除法器将所述参考功率常数除以所述电池电压以产生随所述电池电压变化的电池电流基准；

乘法器，将所述电池电流基准乘以一个常数，以产生随所述电池电压变化的链路基准；

第一比较器，比较所述直流链路电压与所述链路基准，以产生应用于所述PFC控制器的第一调制因子；

其中，响应所述直流链路电压的变化和所述电池电压的变化，所述第一调制因子致使所述PFC控制器调制所述PWM控制信号至所述PFC中晶体管；

第一限制器，将所述电池电流基准限制于最大电池电流限值；以及

恒功率/恒电流(CP/CC)比较器，比较所述电池电流与所述电池电流基准，以产生CP/CC调制因子；

其中当所述CP/CC调制因子于功率保持恒定的CP模式下以及于所述电池电流保持恒定的CC模式下被施加至所述DAB控制器时，所述CP/CC调制因子，调制所述DAB控制器所产生的所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的相位差；

藉此，所述PFC控制器调制所述直流链路电压以响应所述第一调制因子，所述第一调制因子是经由所述参考功率常数除以所述DAB变换器的所述电池电压，乘以所述常数，并与所述直流链路电压进行比较所产生。

10.根据权利要求9的所述两级可变链路电压变换器，其特征在于，其中所述DAB控制器在CP模式或CC模式期间，响应于CP/CC调制因子调制所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的占空比。

11.根据权利要求9的所述两级可变链路电压变换器，其特征在于，其中所述DAB控制器在CP模式或CC模式期间，响应于CP/CC调制因子调制所述原边控制信号和所述副边控制信号之间的相位差。

12.根据权利要求9的所述两级可变链路电压变换器，其特征在于，进一步包括:

恒压(CV)比较器，比较所述电池电压与最大电池电压限值相，以产生CV调制因子；

其中所述DAB控制器，在CV模式中，响应于所述CV调制因子，调制所述原边控制信号和所述副边控制信号之间的占空比或相位差。

13.根据权利要求12的所述两级可变链路电压变换器，其特征在于，其中当所述电池电压等于或高于所述最大电池电压限值时，所述CV调制因子被施加至所述DAB控制器，并且所述CP/CC调制因子被忽略。

14.根据权利要求9的所述两级可变链路电压变换器，其特征在于，更包括:

第二限制器，当所述链路基准大于最大链路电压限值时，用所述最大链路电压限值覆写所述链路基准；

第三限制器，当所述链路基准小于最小链路电压限值时，用所述最小链路电压限值覆写所述链路基准；

藉此，将所述直流链路电压限制在所述最大链路电压限值和所述最小链路电压限值之间的范围内。

15.一种两级变换器，其特征在于，包括：

交流(AC)端口，用于连接到交流电源；

第一直流(DC)端口，用于连接到电池；

交流变换器，用于将来自所述交流电源的施加于所述交流端口的交流电转换为直流链路电压；

双有源桥(DAB)变换器，将来自所述交流变换器的所述直流链路电压转换为经由第一直流端口施加到所述电池的电池电压；

交流控制器，控制所述交流变换器，以将所述交流电转换为所述直流链路电压；

DAB控制器，产生控制信号至所述DAB变换器，以转换所述直流链路电压为所述电池电压；

第一计算器，将参考功率常数除以所述电池电压以产生电池电流基准，并将所述电池电流基准乘以常数，以产生链路基准；

第一限制器，当所述电池电流基准超过最大电池电流时，将所述电池电流基准限制为所述最大电池电流；

第一比较器，比较所述链路基准与所述直流链路电压，以调制所述交流控制器所产生的PWM控制信号；和

第二比较器，比较所述电池电流与所述电池电流基准，以调制由DAB控制器产生的用以操作所述DAB变换器的所述控制信号；

藉此，控制信号通过来自于所述第一个计算器和比较的结果进行调制。

16.根据权利要求15的所述两级变换器，其特征在于，更包括:

第二限制器，当所述链路基准大于最大链路电压限值时，用所述最大链路电压限值覆写所述链路基准；

第三限制器，当所述链路基准小于最小链路电压限值时，用所述最小链路电压限值覆写所述链路基准；

藉此，将所述直流链路电压限制在所述最大链路电压限值和所述最小链路电压限值之间的范围内。

17.根据权利要求16的所述两级变换器，其特征在于，其中所述DAB控制器所产生的所述控制信号包括对所述DAB变换器中原边侧晶体管的栅极的原边控制信号和对所述DAB变换器中副边侧晶体管的栅极的副边控制信号；

其中所述DAB控制器通过所述第二比较器调制，以调制所述DAB控制器所产生的所述原边控制信号与所述副边控制信号之间的占空比或相位差。

18.根据权利要求17的所述两级变换器，其特征在于，更包括:

链路电容，连接在所述直流链路电压与接地端之间；

其中所述交流变换器包括六个晶体管，其排列为三对晶体管，每对晶体管的晶体管间具有一个输入节点，所述输入节点接收在所述交流端口上的三根交流输入线中的一根，所述交流输入线携带三相交流电，所述每对晶体管具有连接到所述直流链路电压的一个上晶体管和连接到所述接地端的一个下晶体管；

其中，当所述交流端口连接到三相交流电网时，所述交流控制器配置所述交流变换器运作为六管三相整流器，并产生脉宽调制(PWM)控制信号至所述交流变换器内的所述六个晶体管，对三相交流电进行整流，以产生所述直流链路电压；以及

第一开关，当所述交流端口连接到单相交流电网时，将所述三根交流输入线的中间线短接至所述三根交流输入线的第一线；

其中，当所述交流端口连接到所述单相交流电网时，所述交流控制器通过向所述交流变换器内的所述六个晶体管产生PWM控制信号，整流单相交流电产生所述直流链路电压，以配置所述交流变换器运作为交错式图腾极升压电路。

19.根据权利要求18的所述两级变换器，其特征在于，其中所述DAB变换器还包括:

变压器，具有原边线圈和副边线圈；

第一电桥，具有作为所述直流链路电压与所述原边线圈之间的电桥连接的四个第一电桥晶体管，所述第一电桥具有与原边线圈串联的电容和电感；

第二电桥，具有作为所述第一直流端口与所述副边线圈之间的电桥连接的四个第二电桥晶体管，所述第二电桥具有与所述副边线圈串联的电容和电感；

其中所述DAB控制器产生相移调制(Phase-Shift-Modulation,PSM)控制信号，所述DAB控制器将所述PSM控制信号施加于所述DAB中的所述四个第一桥晶体管的栅极，并将所述PSM控制信号施加于所述四个第二桥晶体管，以操作所述DAB将所述直流链路电压转换为所述电池电压。

20.根据权利要求19的所述两级变换器，其特征在于，其中所述PSM控制信号的切换频率与所述DAB控制器的谐振频率在一个数量级内匹配，所述谐振频率为流经所述原边线圈的原边电流回路中的组件和流经所述副边线圈的副边电流回路中的组件的电容值和电感值的函数。

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