CN115664216A - 一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法及装置，所述算法包括以下步骤：确定变换器的输出电压误差v_{o_error}，并进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_{er_on}；基于输出电压V_o、调节器预输出值v_{er_on}及前N个周期的调节器期望值v_{er_exp} ^‑N，计算功率前馈补偿值v_{er_short}；将调节器预输出值v_{er_on}和功率前馈补偿值v_{er_short}相加，得到当前周期的调节器期望值v_{er_exp}；基于当前周期的调节器期望值计算结果，调节变换器的输出电压。本方案在不额外增加硬件电路和控制环路的情况下，显著提升变换器的动态响应特性。

Description

一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法及装置

技术领域

本发明涉及变换器，具体涉及一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法及装置。

背景技术

动态响应速率是衡量电源性能优劣的关键指标之一，用户所面临的动态工况主要有输入电压突变及输出负载突变，采用输入电压前馈控制可有效抑制输入电压扰动，而目前常用的提升负载动态响应速率的方法有：调节器设计优化、输出电流内环控制、负载端并接大电容等。

调节器设计的优化依赖于变换器的精确建模，而对于结构复杂的变换器而言，模型建立具有较大难度，即使通过扫频等方式得到被控对象的伯德图，受限于变换器稳定裕度的要求，通过优化调节器设计来优化动态的效果有限，尤其是在宽输入或宽输出范围的应用条件下，其动态优化效果将更为有限。

加入负载电流内环控制可以实时监测到负载电流的情况从而有效提升负载动态响应速率，然而，此方案一方面需要增加额外的硬件电流采样电路，一定程度增加了硬件电路复杂程度，另一方面，电流内环的引入增加了控制环路的复杂程度。

在输出端并接大电容可有效减小动态过程中负载电压的波动，且不会增加控制电路的复杂程度，但是大电容的接入将大幅增加变换器的体积重量，严重影响变换器的功率密度。

总之，现有技术的快速负载动态响应方案会增加控制环路或硬件电路的复杂程度，且优化效果有限。

发明内容

发明目的：本发明的目的在于提供一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法及装置，该方案在在不额外增加硬件电路和控制环路的情况下，最快能在一个计算周期内完成负载动态补偿，且优化效果显著。

技术方案：本发明的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，包括以下步骤：

S1：确定变换器的输出电压误差v_{o_error}，并进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_{er_on}；

S2：基于输出电压V_o、调节器预输出值v_{er_on}及前N个控制计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N，计算功率前馈补偿值v_{er_short}；

S3：将调节器预输出值v_{er_on}和功率前馈补偿值v_{er_short}相加，得到当前周期的调节器期望值v_{er_exp}；

S4：基于当前周期的调节器期望值计算结果，调节变换器的输出电压。

步骤S1中，所述确定变压器的输出电压误差v_{o_error}，并进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_{er_on}，具体包括以下：首先，采样变换器的输入电压V_in和输出电压V_o；再将采样到的输出电压V_o与预先设定的输出电压V_o的闭环参考值V_{o_ref}作差，得到变压器的输出电压误差v_{o_error}；之后根据变换器的输出电压误差v_{o_error}，进行调节器的预调节计算，调节器的预调节计算包括，首先进行调节器补偿计算得到调节器补偿输出值v_er，对调节器补偿输出值v_er进行限幅处理，得到调节器预输出值v_{er_on}；

根据权利要求1所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，其特征在于，步骤S2中，所述功率前馈补偿值v_{er_short}的表达式为：

式中，C_f表示变换器输出滤波电容；L_m表示变换器中变压器的激磁电感；f_s表示变换器开关频率；f_ctrl表示变换器控制计算频率；N表示用于计算功率前馈补偿值所存储的变量值所在控制计算周期与当前控制计算周期间相隔的控制计算周期数，N为大于等于1的正整数；V_o表示当前计算周期采样到的变换器输出电压；V_o ^-N表示前N个计算周期时的输出电压值；v_{er_exp} ^-N表示前N个计算周期用于计算T₁的调节器输出。

步骤S4中，所述基于当前周期的调节器期望值计算结果，调节变换器的输出电压，具体包括以下：根据将变换器的输入电压V_in和调节器期望值v_{er_exp}，计算出第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂；根据第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂生成PWM波，用于驱动第一开关管Q₁、第二开关管Q₂。

通过在步骤S2前加入判断条件，从而判断不同计算周期下是否需要重新计算功率前馈补偿值v_{er_short}；所述判断条件为判断电压误差v_{o_error}是否大于预设值v_{o_error_th}；若是，则重新计算功率前馈补偿值v_{er_short}；若否，则直接计算调节器期望值v_{er_exp}。

本发明还包括一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的装置，所述装置包括：减法器模块(200)，用于确定输出电压误差v_{o_error}；变换器预调节模块(201)，用于基于输出电压误差v_{o_error}进行环路补偿计算，并对计算结果进行限幅，得到调节器预输出值v_{er_on}；功率前馈模块，用于计算得到功率前馈补偿值v_{er_short}；第一加法器模块，用于计算得到调节器期望值v_{er_exp}；输出电压调整模块，用于基于调节器期望值调整变换器的输出电压；其中，减法器模块、变换器预调节模块、第一加法器模块、输出电压调整模块顺序连接；所述功率前馈模块的第一输入端的输入信号为输出电压V_o，第二输入端与变换器预调节模块的输出端连接，第三输入端与第一加法器模块的输出端连接，功率前馈模块的输出端与第一加法器模块的输入端连接。

所述功率前馈模块包括第一数据存储模块、暂态突变功率计算模块、加法器、暂态前馈值计算模块、第二数据存储模块、突变前功率计算模块；所述第一数据存储模块、暂态突变功率计算模块、加法器、暂态前馈值计算模块顺序连接，第二数据存储模块和突变前功率计算模块连接，突变前功率计算模块的输出端与第二加法器连接。

所述第一数据存储模块用于存储前N个计算周期时的输出电压值V_o ^-N；所述暂态突变功率计算模块根据当前周期采样到的输出电压V_o及所存储的前N个周期的输出电压V_o ^-N计算出暂态突变的功率P_{o_short}：

式中，C_f表示变换器输出滤波电容；f_ctrl表示变换器控制频率；

所述第二数据存储模块存储前N个计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N；

所述突变前功率计算模块根据前N个计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N计算出负载突变前变换器在前N个计算周期的输出功率P_{o_last}：

其中，L_m表示激磁电感值，f_s表示变换器的开关频率；

所述第二加法器将暂态突变的功率P_{o_short}和负载突变前变换器在前N个计算周期的输出功率P_{o_last}相加得到负载突变后总功率P_{o_total}；所述暂态前馈值计算模块用于根据计算得到的负载突变后总功率P_{o_total}及限幅装置输出值v_{er_on}计算出功率前馈补偿值v_{er_short}，该值作为第一加法器模块的输入信号。

有益效果：本发明的技术方案与现有技术相比，其有益效果在于：能实现变换器暂态工况的快速、精确补偿，最快能在一个计算周期完成暂态补偿，本发明技术方案无需增加额外的硬件电路和控制环路，这使得变换器具有高功率密度和控制结构简单的特点。

附图说明

图1为本发明的流程示意图；

图2为本发明所述基于功率前馈的提升变换器动态响应装置的结构示意图；

图3为有源钳位反激变换器及其关键电流走向示意图；

图4为有源钳位反激变换器临界连续模式典型波形示意图；

图5为功率前馈模块的算法推导结构示意图；

图6为图5所述功率前馈模块的工作流程图；

图7为功率前馈控制方案的具体实施流程；

图8为一种带条件判断的功率前馈控制方案的具体实施流程；

图9为传统比例积分控制的动态实验波形；

图10为采用功率前馈控制算法的动态实验波形。

具体实施方式

下面结合具体实施方式和说明书附图对本发明的技术方案进行详细介绍。

如图1所示，本发明的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，包括以下步骤：

S1：确定变换器的输出电压误差v_{o_error}，并进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_{er_on}；具体包括以下内容：

S700：采样变换器的输入电压V_in和输出电压V_o；

S701：将采样到的输出电压V_o与预先设定的输出电压V_o的闭环参考值V_{o_ref}作差，得到变换器的输出电压误差v_{o_error}；

S702：根据变换器的输出电压误差v_{o_error}，进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_er，对调节器预输出值v_er进行限幅处理，得到v_{er_on}；其中，调节器预输出值v_er的表达式如公式(3)所示；

S2：基于输出电压V_o、调节器预输出值v_{er_on}及前N个控制计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N，计算功率前馈补偿值v_{er_short}；功率前馈补偿值v_{er_short}的表达式参见公式(20)；步骤S2与步骤S703对应；

S3：将调节器预输出值v_{er_on}和功率前馈补偿值v_{er_short}相加，得到当前周期的调节器期望值v_{er_exp}；步骤S3与步骤S704对应；

S4：基于当前周期的调节器期望值计算结果，调节变换器的输出电压，具体包括以下内容：

S705：根据将变换器的输入电压V_in和调节器期望值v_{er_exp}，计算出第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂；

S706：根据第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂生成PWM波，用于驱动第一开关管Q₁、第二开关管Q₂；

S707：将本计算周期采样到的输出电压V_o存放在V_o ^-1变量中，用于下一周期所述功率前馈补偿值的计算；

S708：将本周期计算得到的调节器期望值存放到v_{er_exp} ^-1变量中，用于下一周期所述功率前馈补偿值的计算；

S709：等待下一个计算周期。

本发明还包括基于功率前馈的提升变换器动态响应装置，该装置应用于各类功率变换器，本实施例中以采用比例积分调节器的数字控制式有源钳位反激变换器为例，对本方案进行详细描述，特别地，本发明实例所阐述的快速负载响应算法同样可以采用模拟电路实现；本发明实例所阐述的快速负载响应算法同样适用于其他调节器，例如PID调节器、多零多极调节器等；本发明实例所阐述的快速负载响应算法同样适用于其他功率拓扑，如四开关升降压变换器、升压变换器、谐振型变换器等。

如图3所示，本实施例采用的有源钳位反激电路由原边和副边两部分组成，并由变压器T₁连接原副边，实现能量传递，变压器T₁的匝比为n：1。有源钳位反激电路的原边由输入电压源V_in、第一开关管Q₁、第二开关管Q₂、变压器激磁电感L_m、变压器漏感L_r、钳位电容C_r构成。第一开关管Q₁还包含其寄生二极管D₁和寄生电容C₁；第二开关管Q₂为钳位开关管，同样地，Q₂也包含其寄生二极管D₂及寄生电容C₂。具体连接方式如下：输入电压源V_in分别连接变压器漏感L_r一端、钳位电容C_r一端，变压器漏感L_r另一端连接变压器激磁电感L_m，变压器激磁电感L_m与变压器T₁原边并联连接之后，分别连接第一开关管Q₁、第二开关管Q₂，第一开关管Q₁、寄生二极管D₁和寄生电容C₁三者并联连接，第二开关管Q₂、寄生二极管D₂、寄生电容C₂三者并联连接，钳位电容C_r另一端连接第二开关管Q₂。

有源钳位反激电路的副边包括整流二极管D₃、电容C₃、第三开关管Q₃、输出滤波电容C_f和负载电阻R_LD，负载电阻R_LD两端的电压即为输出电压记为V_o。具体连接方式如下：整流二极管D₃、电容C₃、第三开关管Q₃三者并联连接，第三开关管Q₃的漏极连接副边绕组的一端，变压器副边绕组的另一端连接输出滤波电容C_f、输出滤波电容C_f和负载电阻R_LD并联连接之后与第三开关管Q₃连接。

如图2所示，基于功率前馈的提升变换器动态响应的装置为有源钳位反激电路的控制结构，用于实现输出电压V_o的稳压控制及快速动态响应。该装置包括减法器模块200、变换器预调节模块、调节器201、限幅装置202、第一加法器模块203、输出电压调整模块、以及功率前馈模块206，其中，变换器预调节模块用于基于输出电压误差v_{o_error}进行环路补偿计算，并对计算结果进行限幅，得到调节器预输出值v_{er_on}，变换器预调节模块包括调节器201和限幅装置202；输出电压调整模块用于基于调节器期望值调整变换器的输出电压，输出电压调整模块包括T₁～T₂计算模块204和PWM生成模块205。各模块之间的具体连接方式如下：减法器模块200、调节器201、限幅装置202、第一加法器模块203、T₁～T₂计算模块204、PWM生成模块205顺序连接；功率前馈模块206的第一输入端的输入信号为输出电压V_o，第二输入端与限幅装置202的输出端连接，第三输入端与第一加法器模块203的输出端连接，功率前馈模块206的输出端与第一加法器模块(203)的输入端连接。

基于功率前馈的提升变换器动态响应的装置的输入信号为实时采样的输出电压V_o以及设定的所述输出电压V_o的闭环参考值V_{o_ref}；基于功率前馈的提升变换器动态响应的装置的输出信号为G_Q1、G_Q2，分别用于驱动有源钳位反激电路中的第一开关Q₁、第二开关管Q₂。

减法器200的输入信号为输出电压V_o与闭环参考值V_{o_ref}，输出信号为两输入信号的差值，记为v_{o_error}，减法器200的输出信号v_{o_error}的表达式为：

v_{o_error}＝V_{o_ref}-v_o (1)

调节器201用于对输出误差信号进行调节补偿计算，以实现变换器的稳压输出功能。调节器201的输入信号为减法器200的输出信号v_{o_error}，本实施例中采用的是数字控制方式，调节器103采用的是比例积分调节器，其S域表达式为：

其中，k_p为比例系数，k_i为积分系数。调节器201的输出信号记为v_er，则其S域的表达式为：

限幅模块202对调节器201输出v_er进行限幅，在本实施例中，采用数字控制芯片软件实现，限幅模块202的输入信号即为调节器201的输出v_er，输出信号即为限幅输出结果，记为v_{er_on}，同时，v_{er_on}也表征当前周期下最终用于计算Q₁导通时间的调节器预输出值。以下为本实施例中限幅模块实现限幅的具体过程：限定v_er的最大值为v_{er_max}，限定v_er最小值为v_{er_min}，即，当调节器201输出结果v_er>v_{er_max}时，限幅输出结果v_{er_on}＝v_{er_max}；当调节器输出结果v_er<v_{er_min}时，限幅输出结果v_{er_on}＝v_{er_min}，当调节器输出值v_er介于v_{er_min}和v_{er_max}之间时，限幅输出结果v_{er_on}＝v_er。

第一加法器203的输入信号为限幅装置202的输出结果v_{er_on}与功率前馈模块206的输出结果v_{er_short}，第一加法器203的输出信号为输入信号相加的结果，记为v_{er_exp}，加法器输出结果v_{er_exp}是最终用于计算Q₁导通时间的值，其表征的是新负载状态下用于计算Q₁导通时间的调节器期望值。第一加法器203输出结果v_{er_exp}的表达式为：

v_{er_exp}＝v_{er_on}+v_{er_short} (4)

T₁～T₂计算模块204的输入信号为第一加法器203的输出结果v_{er_exp}及变换器输入电压V_in，T₁、T₂为第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间，在本实施例中，忽略死区时间，可以认为第一开关管Q₁与第二开关管Q₂互补导通，T₁、T₂的计算公式为：

T₂＝T_s-T₁ (6)

其中T_s为变换器的开关周期。

PWM生成模块205根据T₁～T₂计算模块204的结果生成PWM用于驱动第一开关管Q₁、第二开关管Q₂。

功率前馈模块206为本方案的关键模块，其输入信号为采样得到的变换输出电压V_o、限幅装置202的输出结果v_{er_on}以及第一加法器203的输出结果v_{er_exp}，功率前馈模块的输出结果即为功率前馈补偿值，记为v_{er_short}，其表征的是当前计算周期在调节器输出结果v_{er_on}的基础上，为满足新负载功率需求还需叠加的补偿值。

下面将详细阐述本发明专利所提出的功率前馈算法的理论依据及推导过程。

输出负载突变是电力电子变换器所需面对的基本动态情况。用户期望变换器在面对各种负载跳变情况时都具有优良的动态表现，即具有较小的输出电压波动，且输出电压能在极短的时间内恢复到闭环参考值。要实现快速的负载响应，也就是要实现输入功率快速跟随负载跳变，若输入功率大于负载所需功率，将造成输出电压过充；若输入功率小于负载所需功率，将造成输出电压跌落。

要探求实现快速负载响应的算法，首先要明晰负载功率与变换器中相关变量的对应关系，结合图3简要阐述本实施例中有源钳位反激变换器的工作原理，在本实施例中，有源钳位反激变换器工作在临界连续模式，变压器漏感L_r上流经的电流记为i_Lr，变压器激磁电感L_m上流经的电流记为i_Lm，漏感电流i_Lr及激磁电感电流i_Lm的正方向如图3所示。变换器的单个工作周期可以被划分为t₀～t₁、t₁～t₂、t₂～t₃、t₃～t₄共4个工作模态，如图4所示。t₀～t₁时间段，Q₁导通，输入电压V_in给变压器T₁励磁，漏感电流i_Lr和激磁电感电流i_Lm相等且同步线性上升，在此阶段，原副边断开，负载由输出滤波电容C_f支撑供电。在t₁～t₂时间段，第一开关管Q₁关断，第二开关管Q₂导通，副边整流二极管D₃导通，变压器T1两端的电压被输出电压钳位，激磁电流线性下降，变压器漏感L_r与钳位电容C_r谐振，能量通过变压器向副边传递。在t₂时刻，漏感电流i_Lr和激磁电感电流i_Lm相等，变压器原副边脱开。t₂～t₃时间段内，在钳位电容C_r电压的作用下，电感去磁，激磁电感电流i_Lm与漏感电流i_Lr同步下降。在t₃时刻，第二开关管Q₂关断，此时激磁感电流下降为负值，该电流在t₃～t₄时间段内同时给第一开关管Q₁的寄生电容C₁放电，给第二开关管Q₂的寄生电容C₂充电，在t₄时刻到来前，第一寄生电容C₁完成放电，由第一寄生二极管D₁提供续流路径，为第一开关管Q₁提供零电压开通的条件，由此进入下一个开关周期。

在本实施例中，死区时间较短，可以认为激磁电感上的能量全部转传递到负载端，由此可以得到输出功率的表达式：

其中，P_o为输出功率，L_m为激磁电感感值，i_max为激磁电感电流的最大值，f_s为变换器开关频率。由于激磁电感L_m上电流最小值可以近似为零，根据伏秒平衡有下式成立：

其中T₁为第一开关管Q₁的导通时间。结合式(7)～式(8)可以看出，在电路参数固定、变换器输入电压固定、变换器开关频率f_s固定的情况下，第一开关管Q₁的导通时间T₁与输出功率P_o存在一一对应关系，也就是说，当负载发生突变时，只要T₁能快速跟随负载的变化，变换器就能具有好的负载响应。值得指出的是，此处所提到的输出功率P_o实际上指的是输入端可以提供到输出端的功率，而非输出负载所需要的功率。

探求影响T₁变化速率的因素，若暂不考虑功率前馈模块108及限幅装置104的作用，即有以下关系成立：

v_{er_short}＝0 (9)

v_{er_on}＝v_er (10)

结合式(4)可以得到：

v_{er_exp}＝v_er (11)

结合式(5)、式(11)可以看出，第一开关管Q₁的导通时间T₁变化的快慢直接取决于调节器输出变化的快慢。同样地，结合式(5)、式(7)、式(8)、式(11)可以得到输出功率P_o与调节器输出v_er的对应关系：

由于本发明实施例采用的是数字控制pi调节器，对调节器进行离散化处理，如下所示：

v_er(k)＝v_{er_integ}(k)+k_p·e(k) (13)

其中，v_er(k)为当前周期的调节器输出v_er；v_{er_integ}(k)为当前周期积分环节输出值；e(k)为当前周期的减法器输出信号v_{o_error}；积分环节输出值v_{er_integ}(k)的表达式为：

v_{er_integ}(k)＝v_{er_integ}(k-1)+k_i·e(k) (14)

其中，v_{er_integ}(k-1)为上一个计算周期的积分环节输出值。结合式(13)～(14)可以看出，增加调节器输出v_er的变化速率可以通过增加比例系数k_p和积分系数k_i来实现，但是这种提升调节速率的方案一方面，会直接影响到变换器的稳定性，造成输出震荡；另一方面，当比例系数k_p或积分系数k_i给得过大可能会造成过调节，若给得不够大则需要好几个计算周期才可以得到期望的v_er，达不到快速负载响应的效果。

而本发明的技术方案提出的功率前馈方案不仅可以实现快速补偿，同时可以给出精确的补偿值，不会造成过补偿或补偿不足的现象，且适用于任何调节器。由式(12)可以看出，只需要知道突变后的输出功率值就可以计算得到所需提供的调节器输出值，也就是现行负载状态所期望的调节器输出值。显然地，即使调节器输出v_er不能快速跟随负载变化，调节器期望值可以在调节器输出值基础上叠加一个精确的补偿值而快速得到，而调节器期望值即为第一加法器205的输出v_{er_exp}，调节器输出值经限幅得到v_{er_on}，而功率前馈模块208的核心功能就是用于计算出功率前馈补偿值v_{er_short}。

如图5和图6所示，功率前馈模块208包括第一数据存储模块500、暂态突变功率计算模块501、第二加法器502、暂态前馈值计算模块503、第二数据存储模块504、突变前功率计算模块505。

功率前馈模块206的具体工作过程如下：

S600：获取输出电压V_o、调节器预输出值v_{er_on}；

S601：根据本计算周期采样到的输出电压V_o及存储的前N个计算周期的输出电压V_o ^-N计算出暂态突变的功率P_{o_short}；

S602：根据前N个计算周期存储的调节器期望值v_{er_exp} ^-N计算变换器突变前功率P_{o_last}；

S603：计算变换器负载突变后的总功率P_{o_total}；

S604：根据变换器负载突变后的总功率P_{o_total}及得到的调节器预输出值v_{er_on}计算功率前馈补偿值v_{er_short}；

S605：存储输出电压值，令V_o ^-N＝V_o；

S606：存储调节器期望值，令v_{er_exp} ^-N＝v_{er_exp}；

S607等待下一个计算周期。

在本实施例中，第一数据存储模块500用于存储前N个计算周期时的输出电压值V_o ^-N，当N＝1时，第一数据存储模块500的输出为前1个计算周期的输出电压采样值V_o ^-1；当N＝2时，第一数据存储模块500的输出为前两个计算周期的输出电压采样值V_o ^-2；以此类推。

暂态突变功率计算模块501则是根据当前周期采样到的输出电压V_o及所存储的前N个周期的输出电压V_o ^-N两个输入信号利用公式(17)计算出暂态突变的功率大小，记为P_{o_short}，并以此作为暂态突变功率计算模块501的输出。

第二加法器502用于计算得到负载突变后的输出功率，记为P_{o_total}。

暂态前馈值计算模块503根据计算得到的负载突变后总功率P_{o_total}及调节器输出值利用公式(15)计算出需要前馈补偿的值，作为第一加法器205的输入信号。

第二数据存储模块504用于存储前N个计算周期的v_{er_exp}值，值得注意的是，第二数据存储模块504的N的取值与第一数据存储模块500相同。

突变前功率计算模块505利用公式(16)计算负载突变前变换器的输出功率，与暂态突变功率相加可以得到负载突变后变换器的总共功率，变换器的总功率表达式为：

P_{o_total}＝P_{o_last}+P_{o_short} (15)

显然地，结合式(12)，可以得到突变前功率计算模块505的输出结果P_{o_last}的表达式：

其中，v_{er_exp} ^-N为前N个控制计算周期的调节器期望值，而相对应的，P_{o_last}为前N个计算周期的输出功率。而暂态突变功率计算模块501的输出结果P_{o_short}可以根据滤波电容的电压变化求得：

其中，V_o为当前计算周期采样到的变换器输出电压；V_o ^-N为前N个计算周期所采样的变换器输出电压值，N的取值与上述v_{er_exp} ^-N中N的取值相同；f_ctrl为数字控制计算频率。由此，结合式(12)、式(15)、式(16)、式(17)即可得到负载突变后所期望的调节器输出：

由于当前计算周期通过pi调节已经产生了一个输出v_{er_on}，为使得最终输出的调节结果为v_{er_exp}，暂态前馈值计算模块503的输出结果，也就是功率前馈模块206的输出结果v_{er_short}的表达式为：

v_{er_short}＝v_{er_exp}-v_{er_on} (19)

即

式中，C_f表示变换器输出滤波电容；L_m表示变换器中变压器的激磁电感；f_s表示变换器开关频率；f_ctrl表示变换器控制计算频率；N表示用于计算功率前馈补偿值所存储的变量值所在控制计算周期与当前控制计算周期间相隔的控制计算周期数，N为大于等于1的正整数；V_o表示当前控制计算周期采样到的变换器输出电压；V_o ^-N表示前N个控制计算周期时的输出电压值；v_{er_exp} ^-N表示前N个控制计算周期计算得到的调节器期望值。

由上述分析可知，理论上，功率前馈算法最短可以在一个计算周期内实现精确的负载跳变功率补偿，在不影响变换器稳定性的前提下，实现了快速且精确的负载突变响应。

如图7所示，以N＝1为例，针对功率前馈模块206的工作过程，本发明还包括基于功率前馈的提升变换器动态响应算法，包括以下步骤：

步骤S700：采样变换器的输入电压V_in和输出电压V_o；

步骤S701：减法器200将采样到的输出电压V_o与预先设定的输出电压V_o的闭环参考值V_{o_ref}作差，得到输出电压误差v_{o_error}；

步骤S702：调节器201进行闭环调节计算：本实施例中采用的是比例积分调节器；

步骤S703：功率前馈模块206根据式(20)计算功率前馈补偿值v_{er_sh}ort，；

步骤S704：第一加法器203对步骤S702和步骤S703结果求和，得到调节器期望值v_{er_exp}；

步骤S705：将变换器的输入电压V_in和调节器期望值v_{er_exp}输入T₁～T₂计算模块204，T₁～T₂计算模块204计算出第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂；

步骤S706：PWM生成模块205根据第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂生成PWM波，用于驱动第一开关管Q₁、第二开关管Q₂；

步骤S707：将本计算周期采样到的输出电压V_o存放在V_o ^-1变量中，用于下一周期所述功率前馈补偿值的计算；

步骤S708：将本周期计算得到的调节器期望值存放到v_{er_exp} ^-1变量中，用于下一周期所述功率前馈补偿值的计算；

步骤S709：等待下一个计算周期。

综上可知，本发明算法实际上是在调节器计算结果上叠加一个功率前馈补偿值，如式(20)所示，得到新负载状态所期望的调节器输出，以此达到快速、精确的动态补偿效果。而为了减小控制器的计算压力，也可以对功率前馈补偿值的计算方式进行简化，下面给出式(20)的一种简化结果：

应当指出，任何在式(20)基础上进行简化或近似的算法均属于本发明的保护范围。

此外，并非每个计算周期都要进行功率前馈补偿计算，可以在功率前馈模块中加入条件判断，如图8所示，给出了在功率前馈模块加入判断条件的控制算法的具体工作流程，分为步骤800～811。应当指出，采用了其他判断条件的功率前馈补偿算法也属于本发明的保护范围。

步骤800：采样变换器的输入电压V_in和输出电压V_o；

步骤801：减法器200将采样到的输出电压V_o与预先设定的输出电压V_o的闭环参考值V_{o_ref}作差，得到输出电压误差v_{o_error}；

步骤802：调节器201进行闭环调节计算：本实施例中采用的是比例积分调节器；，本实施例中采用的是比例积分调节器；

步骤803：判断步骤801得到的电压误差v_{o_error}是否大于预设值v_{o_error_th}，若是则进入步骤804，若否，则进入步骤805；

步骤804：根据式(20)计算功率前馈补偿值v_{er_short}，其中，V_o ^-1为上一个计算周期中步骤809的结果，v_{er_exp} ^-1为上个计算周期中步骤810的结果；

步骤805：直接将v_{er_short}赋0；

步骤806：第一加法器203对步骤802及步骤804结果求和，得到调节器期望值v_{er_exp}；

步骤807：将变换器的输入电压V_in和调节器期望值v_{er_exp}输入T₁～T₂计算模块204，T₁～T₂计算模块204计算出第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂；

步骤808：PWM生成模块205根据导通时间T₁、T₂生成PWM波，用于驱动用于驱动第一开关管Q₁、第二开关管Q₂；

步骤809：将本计算周期采样到的输出电压V_o存放在V_o ^-1变量中，用于下一周期所述功率前馈补偿值的计算；

步骤810：将本周期计算得到的调节器期望值存放到v_{er_exp} ^-1变量中，用于下一周期所述功率前馈补偿值的计算；

步骤811：等待下一个计算周期。

为了进一步说明本方案的技术效果，在输入电压28V，输出电压12V，采用比例积分调节器的条件下，比较了是否采用功率前馈补偿算法下空载切满载的动态实验波形，图9为未采用功率前馈补偿的实验波形，图10为采用功率前馈补偿的实验波形，显然地，功率前馈补偿算法下的输出电压跌落及响应时间都明显优于仅采用比例积分调节器的方案。

Claims (8)

1.一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，其特征在于，包括以下步骤：

S1：确定变换器的输出电压误差v_{o_error}，并进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_{er_on}；

S2：基于输出电压V_o、调节器预输出值v_{er_on}及前N个控制计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N，计算功率前馈补偿值v_{er_short}；

S3：将调节器预输出值v_{er_on}和功率前馈补偿值v_{er_short}相加，得到当前控制计算周期的调节器期望值v_{er_exp}；

S4：基于当前控制计算周期的调节器期望值计算结果，调节变换器的输出电压。

2.根据权利要求1所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，其特征在于，步骤S1中，所述确定变换器的输出电压误差v_{o_error}，并进行调节器的预调节计算，得到调节器预输出值v_{er_on}，具体包括以下：

首先，采样变换器的输入电压V_in和输出电压V_o；再将采样到的输出电压V_o与预先设定的输出电压V_o的闭环参考值V_{o_ref}作差，得到变换器的输出电压误差v_{o_error}；之后根据变换器的输出电压误差v_{o_error}，进行调节器的预调节计算，调节器的预调节计算包括，首先进行调节器补偿计算得到调节器补偿输出值v_er，对调节器补偿输出值v_er进行限幅处理，得到调节器预输出值v_{er_on}。

3.根据权利要求1所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，其特征在于，步骤S2中，所述功率前馈补偿值v_{er_short}的表达式为：

式中，C_f表示变换器输出滤波电容；L_m表示变换器中变压器的激磁电感；f_s表示变换器开关频率；f_ctrl表示变换器控制计算频率；N表示用于计算功率前馈补偿值所存储的变量值所在控制计算周期与当前控制计算周期间相隔的控制计算周期数；N表示大于等于1的正整数；V_o表示当前控制计算周期采样到的变换器输出电压；V_o ^-N表示前N个控制计算周期时的输出电压值；v_{er_exp} ^-N表示前N个控制计算周期计算得到的调节器期望值。

4.根据权利要求1所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，其特征在于，步骤S4中，所述基于当前控制计算周期的调节器期望值计算结果，调节变换器的输出电压，具体包括以下：

根据变换器的输入电压V_in和调节器期望值v_{er_exp}，计算出第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂；

根据第一开关管Q₁、第二开关管Q₂的导通时间T₁、T₂生成PWM波，用于驱动第一开关管Q₁、第二开关管Q₂。

5.根据权利要求1所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，其特征在于：通过在步骤S2前加入判断条件，从而判断不同计算周期下是否需要计算功率前馈补偿值v_{er_short}；

所述判断条件为判断电压误差v_{o_error}是否大于预设值v_{o_error_th}；若是，则计算功率前馈补偿值v_{er_short}；若否，则直接令v_{er_short}等于零。

6.一种基于功率前馈的提升变换器动态响应的装置，其特征在于：该装置采用权利要求1所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应的算法，所述装置包括：

减法器模块(200)，用于确定输出电压误差v_{o_error}；

变换器预调节模块，用于基于输出电压误差v_{o_error}进行环路补偿计算，并对计算结果进行限幅，得到调节器预输出值v_{er_on}；

功率前馈模块(206)，用于计算得到功率前馈补偿值v_{er_short}；

第一加法器模块(203)，用于计算得到调节器期望值v_{er_exp}；

输出电压调整模块，用于基于调节器期望值调整变换器的输出电压；

其中，减法器模块(200)、变换器预调节模块、第一加法器模块(203)、输出电压调整模块顺序连接；

所述功率前馈模块(206)的第一输入端的输入信号为变换器输出电压V_o，第二输入端与变换器预调节模块的输出端连接，第三输入端与第一加法器模块(203)的输出端连接，功率前馈模块(206)的输出端与第一加法器模块(203)的输入端连接。

7.根据权利要求6所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应装置，其特征在于：所述功率前馈模块包括第一数据存储模块(500)、暂态突变功率计算模块(501)、加法器(502)、暂态前馈值计算模块(503)、第二数据存储模块(504)、突变前功率计算模块(505)；

所述第一数据存储模块(500)、暂态突变功率计算模块(501)、加法器(502)、暂态前馈值计算模块(503)顺序连接，第二数据存储模块(504)和突变前功率计算模块(505)连接，突变前功率计算模块(505)的输出端与第二加法器(502)连接。

8.根据权利要求7所述的基于功率前馈的提升变换器动态响应装置，其特征在于：所述第一数据存储模块(500)用于存储前N个控制计算周期时的输出电压值V_o ^-N；

所述暂态突变功率计算模块(501)根据当前控制计算周期采样到的输出电压V_o及所存储的前N个控制计算周期的输出电压V_o ^-N计算出暂态突变的功率P_{o_short}：

式中，C_f表示变换器输出滤波电容；f_ctrl表示变换器控制计算频率；

所述第二数据存储模块(504)存储前N个控制计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N；

所述突变前功率计算模块(505)根据前N个控制计算周期的调节器期望值v_{er_exp} ^-N计算出负载突变前变换器在前N个控制计算周期的输出功率P_{o_last}：

其中，L_m表示激磁电感值，f_s表示变换器的开关频率；

所述第二加法器(502)将暂态突变的功率P_{o_short}和负载突变前变换器在前N个控制计算周期的输出功率P_{o_last}相加得到负载突变后总功率P_{o_total}；

所述暂态前馈值计算模块(503)用于根据计算得到的负载突变后总功率P_{o_total}及调节器预输出值v_{er_on}计算出功率前馈补偿值v_{er_short}，该值作为第一加法器模块(203)的输入信号。

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