CN115589208A - 一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备，所述方法包括：对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换得到数字信号；将对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号与数字信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；根据预设I/Q参考信号和第一I/Q信号计算第一I/Q信号的修正量；将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与修正量进行相乘后相加，得到修正信号；将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。通过解调信号与模拟信号相乘和滤波后，根据预设I/Q参考信号一起计算得到修正量，用于对高次谐波进行快速补偿，并准确地对幅度相位进行控制。
Description
技术领域
本发明涉及电力系统技术领域，特别涉及一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备。
背景技术
磁合金腔高频系统有推挽工作模式、负载带宽高和推动放大具有非线性的特点，同时加速过程中束流频谱丰富，束流和腔体相互作用产生束流负载效应，导致磁合金腔上建立起高次谐波场造成束流损失且受限于负载磁环功率密度，并且因为高次谐波存在会降低整个磁合金腔的加速梯度，所以需要抑制高次谐波减小束流损失、提高磁合金腔加速梯度。
目前高频系统的高次谐波抑制大多采用前馈方式(从壁电流检测器上取束流信号做频谱分析然后作为前馈加到驱动信号上)，但推动级在大功率工作状态是非线性的，会引起束流谐波补偿不完全且推动级本身产生高次谐波无法补偿。
直接反馈是另外一种高次谐波抑制方案，从腔上取信号做直接反馈能降低束流看到的阻抗，但若应用于扫频工作的系统中，会导致高次谐波频段重合，模拟滤波器件带宽受限。
而对于数字低电平中采用直接采样与滤波能很好区分各频段信号，再通过幅度和相位控制从而理论上可以实现对高次谐波补偿，但反馈系统带宽受限于延迟，对幅度和相位进行直接控制时，干扰过大会导致幅度和相位发生耦合。
因而现有技术还有待改进和提高。
发明内容
本发明的主要目的在于提供一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备，旨在解决现有技术中在进行高次谐波补偿时，反馈系统带宽的延迟过大且幅度相位易发生耦合的问题。
为了达到上述目的，本发明采取了以下技术方案：
一种磁合金腔谐波补偿控制方法，所述磁合金腔谐波补偿控制方法包括：
对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号；
将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；
根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量；
将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号；
将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。
所述磁合金腔谐波补偿控制方法中，所述对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号的步骤具体包括：
将所述腔压信号经过多个预设分压电容分压后，得到第一分压信号；
将所述第一分压信号经过衰减器进行衰减后得到第二分压信号，并将所述第二分压信号输入至ADC转换器中，得到所述数字信号。
所述磁合金腔谐波补偿控制方法中，所述将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号的步骤具体包括：
将基波频率控制字与谐波次数相乘得到预设高次谐波频率控制字，并在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加得到相位累加信号；
利用正余弦查找表或坐标转换算法，得到所述相位累加信号对应相位的正弦信号和余弦信号；其中，所述解调信号包括所述正弦信号和所述余弦信号；
将所述正弦信号和所述余弦信号分别与所述数字信号相乘得到所述倍频信号；
利用低通滤波器对所述倍频信号进行滤波，得到所述第一I/Q信号；其中，所述预设高次谐波为六次谐波。
所述磁合金腔谐波补偿控制方法中，所述根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量的步骤具体包括：
将所述预设I/Q参考信号减去所述第一I/Q信号，得到I/Q误差；
将所述I/Q误差输入到PI控制器，得到所述第一I/Q信号的修正量；其中，所述预设I/Q参考信号为“0”。
所述磁合金腔谐波补偿控制方法中，所述将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号的步骤具体包括：
将输入预设的第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号，先依次进行相乘相加及相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到相位控制字；
在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加后，再与所述相位控制字进行累加得到第一调制信号；
将所述第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到所述修正信号。
所述磁合金腔谐波补偿控制方法中，所述将输入预设的第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号，先依次进行相乘相加及相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到相位控制字的步骤具体包括：
输入单个谐波的预设幅度和预设相位后，利用所述正余弦查找表查找得到第二I/Q信号；
将所述第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号相乘并相加后，得到第二调制信号；
将所述第二调制信号依次进行数模转换、功率放大、信号衰减和模数转换后，得到第三调制信号；
将所述第三调制信号与所述解调信号进行相乘后滤波得到第三I/Q信号；
利用所述坐标转换算法计算所述第三I/Q信号的相位后，进行取反得到相位控制字。
所述磁合金腔谐波补偿控制方法中，所述预设分压电容包括：上分压电容和下分压电容，所述腔压信号与所述第一分压信号的比值为：2000：1；所述第一分压信号为所述下分压电容两端上的采样信号。
一种磁合金腔谐波补偿控制系统，所述磁合金腔谐波补偿控制系统包括：
数字信号生成模块，用于对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号；
第一I/Q信号生成模块，用于将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；
修正量生成模块，用于根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量；
修正信号生成模块，用于将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号；
模拟信号生成模块，用于将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。
一种控制器，所述控制器包括：存储器、处理器、显示器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的磁合金腔谐波补偿控制程序，所述磁合金腔谐波补偿控制程序被所述处理器执行时实现如上所述的磁合金腔谐波补偿控制方法的步骤。
一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有磁合金腔谐波补偿控制程序，所述磁合金腔谐波补偿控制程序被处理器执行时实现如上所述的磁合金腔谐波补偿控制方法的步骤。
相较于现有技术，本发明提供的一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备，所述方法包括：对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换得到数字信号；将对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号与数字信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；根据预设I/Q参考信号和第一I/Q信号计算第一I/Q信号的修正量；将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与修正量进行相乘后相加，得到修正信号；将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。通过解调信号与模拟信号相乘和滤波后，根据预设I/Q参考信号一起计算得到修正量，用于对高次谐波进行快速补偿，并准确地对幅度相位进行控制。
附图说明
图1为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制方法的较佳实施例的流程图；
图2为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制方法的较佳实施例中步骤S100的流程图；
图3为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制方法的较佳实施例中步骤S200的流程图；
图4为本发明提供的基波从0ms-20ms变化的频率曲线；
图5为本发明提供的利用数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号得到第一I/Q信号的实现过程的原理图；
图6为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制方法的较佳实施例中步骤S300的流程图；
图7为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制方法的较佳实施例中步骤S400的流程图；
图8为本发明提供的对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生第一调制信号的实现过程的原理图；
图9为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制方法的较佳实施例中步骤S410的流程图；
图10为本发明提供的计算相位控制字的实现过程的原理图；
图11为本发明提供的磁合金腔谐波补偿控制系统的架构关系图；
图12为本发明提供的控制器的较佳实施例的运行环境示意图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案及效果更加清楚、明确，以下参照附图并举实施例对本发明进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
本技术领域技术人员可以理解，除非特意声明，这里使用的单数形式“一”、“一个”、“所述”和“该”也可包括复数形式。应该进一步理解的是，本发明的说明书中使用的措辞“包括”是指存在所述特征、整数、步骤、操作、元件和/或组件，但是并不排除存在或添加一个或多个其他特征、整数、步骤、操作、元件、组件和/或它们的组。应该理解，当我们称元件被“连接”或“耦接”到另一元件时，它可以直接连接或耦接到其他元件，或者也可以存在中间元件。此外，这里使用的“连接”或“耦接”可以包括无线连接或无线耦接。这里使用的措辞“和/或”包括一个或更多个相关联的列出项的全部或任一单元和全部组合。
本技术领域技术人员可以理解，除非另外定义，这里使用的所有术语(包括技术术语和科学术语)，具有与本发明所属领域中的普通技术人员的一般理解相同的意义。还应该理解的是，诸如通用字典中定义的那些术语，应该被理解为具有与现有技术的上下文中的意义一致的意义，并且除非像这里一样被特定定义，否则不会用理想化或过于正式的含义来解释。
针对直接控制幅度和相位造成在多谐波情况下发生耦合的问题，本发明提供了一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备。通过将幅度和相位所代表极坐标系信号转换到笛卡尔坐标系得到正交分量进行控制能解决，该设计同时在数字信号处理环节减少了坐标转换算法，反而减小了信号处理造成的延迟，提高整个系统反馈带宽。
并且，本发明中通过先对磁合金腔的腔压信号进行处理得到数字信号后，与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号进行相乘并滤波，得到第一I/Q信号，并根据预设I/Q参考信号一起得到第一I/Q信号的修正量后，与对所有基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号进行相乘相加，最后，经过DAC转换后输出模拟信号至功率源，从而实现快速地对高次谐波进行补偿，准确地对幅度相位进行控制，有效地改善了相位易发生耦合的问题。
下面通过具体示例性的实施例对磁合金腔谐波补偿控制方法设计方案进行描述，需要说明的是，下列实施例只用于对发明的技术方案进行解释说明，并不做具体限定：
请参阅图1，本发明提供的一种磁合金腔谐波补偿控制方法，所述磁合金腔谐波补偿控制方法包括：
S100、对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号。
具体地，本发明中基于I/Q分量反馈对高次谐波进行抑制的过程，可以分为四个阶段：第一、信号的采集；第二、谐波提取；第三、PI控制环节；第四、修正信号的调制输出。
首先，需要进行信号的采集阶段：
由于，磁合金腔的腔压信号的峰峰值高达数十千伏，对所述腔压信号直接进行数字处理是不可能实现的，所以，需要对其在保留幅度相位信息的情况下(即相位不变的情况下)进行多级衰减，从而有利于进行信号处理，提高了数字处理的准确性，然后，将经过衰减后的信号传输至ADC(ADC：Analog-to-Digital Converte，中文名称为模数转换器)中进行ADC转换，即进行模数转换后，得到所述数字信号。
更进一步地，请参阅图2，所述S100、对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号的步骤具体包括：
S110、将所述腔压信号经过多个预设分压电容分压后，得到第一分压信号；
S120、将所述第一分压信号经过衰减器进行衰减后得到第二分压信号，并将所述第二分压信号输入至ADC转换器中，得到所述数字信号。其中，所述预设分压电容包括：上分压电容和下分压电容，所述腔压信号与所述第一分压信号的比值为：2000：1；所述第一分压信号为所述下分压电容两端上的采样信号。
具体地，在对所述腔压信号进行多级衰减时，多级衰减包括电容分压和采用衰减器，首先，对所述腔压信号进行电容分压，电容分压采用上下两个分压电容串联分压实现，容值分别为25pF和50nF，那么，所述腔压信号和下分压电容所取信号(第一分压信号)的比值为2000：1，即通过电容分压采样之后，功率源在磁合金腔上建立的电压(腔压信号)和电容采样得到电压(第一分压信号)比是2000：1。
但是，经过第一级衰减后的电压对数字信号处理来说仍很大，但为了提高传输过程中信噪比，电容分压比又不能太高，所以，在进入ADC之前需要对第一分压信号进行二次衰减以满足模拟前端的匹配要求，二次衰减采用衰减器来完成，即将所述第一分压信号经过衰减器进行衰减后得到第二分压信号，最后，将所述第二分压信号输入至ADC转换器中，得到所述数字信号。
并且，本命发明中由于ADC的输入信号(第二分压信号)要求的幅度在±2V，所以，衰减器可以采用20dB衰减，是为了保证第一分压信号经过衰减之后的幅度在±2V。
进一步地，请继续参阅图1，S200、将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号。
具体地，在谐波提取的阶段：
由于束流加速要求，磁合金腔系统工作在扫频状态，那么，其信号的频率是不断变化的，将各谐波I/Q分量通过直接采样的方式提取则需要用到DDS技术，即对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生所述解调信号，然后，将所述解调信号与所述数字信号相乘，相乘结果包括倍频信号，并对所述倍频信号进行滤波得到所述第一I/Q信号，以便根据所述第一I/Q信号计算得到所述第一I/Q信号的修正量。
更进一步地，请参阅图3，所述S200、将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号的步骤具体包括：
S210、将基波频率控制字与谐波次数相乘得到预设高次谐波频率控制字，并在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加得到相位累加信号；
S220、利用正余弦查找表或坐标转换算法，得到所述相位累加信号对应相位的正弦信号和余弦信号；其中，所述解调信号包括所述正弦信号和所述余弦信号；
S230、将所述正弦信号和所述余弦信号分别与所述数字信号相乘得到所述倍频信号；
S240、利用低通滤波器对所述倍频信号进行滤波，得到所述第一I/Q信号。其中，所述预设高次谐波为六次谐波。
其中，所述谐波次数就是该谐波的频率是基波频率的多少倍，例如：基波是1MHz，那对应的二次谐波就是2MHz，如果基波频率从1MHz-2MHz线性变化，那么其对应的二次谐波频率就是从2MHz-4MHz线性变化，如图4所示为基波从0ms-20ms变化的频率曲线。
具体地，在谐波提取的阶段：
首先，对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生所述解调信号时，所述预设高次谐波频率控制字通过基波频率控制字和谐波次数相乘可得，那么本实施例中六次谐波＝基波频率控制字×6倍；且各谐波采用相同工作时钟累加频率完全锁定。
然后，在每个工作时钟上将相位寄存器内存储的值和对应谐波的频率控制字累加一次，并将累加结果储存在相位寄存器中，作为每次累加后更新所述相位寄存器的值，直至计算至所述预设高次谐波，得到相位累加值(相位累加信号)。其次，根据所述相位累加值寻址(正余弦)查找表(LUT：Look-Up-Table，中文名称为查找表，是指提前将所有不同输入得到的结果算出来，存储到ROM中，后续通过输入去直接寻址结果，省去了再计算的过程)或者使用CORDIC(CORDIC：Coordinate Rotation Digital Computer，中文名为：坐标旋转数字计算，是一种化繁为简的算法，通过基本的加减和移位运算代替乘法运算，逐渐逼近目标值，得出函数的数值解)算法就能得到对应相位的解调信号，即对应相位的正弦信号和余弦信号，以便变化频率控制字(控制频率发生的字，通过改变频率控制字的内容，可改变频率是否发生和可改变频率变化，而频率控制字是通过扫频曲线(事先知道的固定的变化的频率曲线)和DDS所需配置位宽得到的)能得到需要的扫频信号。
具体为在第一个时钟上相位寄存器的初始值与一次谐波的频率控制字进行相加，并在每一次累加后将累加结果保存在所述相位寄存器中，以便更新所述相位寄存器中的数值；在第二个时钟上，将最新存储在所述相位寄存器的值与二次谐波的频率控制字进行相加，并同样保存在所述相位寄存器中，依次下去，直至所述预设高次谐波(六次谐波)控制字与上一个时钟上相位寄存器内存储的值进行累加，得到所述相位累加信号。之后，根据所述相位累加值寻址正余弦查找表或者使用CORDIC算法就能得到对应相位的正弦信号和余弦信号。
再者，将所述正弦信号和所述余弦信号分别与所述数字信号相乘得到所述倍频信号，该过程公式表示为：
其中，A是指采样得到的信号的幅度；n就是谐波次数，本实施例中n＝6；
是指采样信号的相位，就是采样信号和解调信号的相位差；LPF为有源低通滤波器，是一种滤波器，主要用于通过低频信号以及衰减高于首选截止频率的高频信号，所述数字信号为
所述解调信号中的正弦信号为sin(nωt)；所述解调信号中的余弦信号为cos(nωt)；所述第一I/Q信号包括：
和
最后，利用低通滤波器对所述倍频信号进行滤波，得到所述第一I/Q信号。而由于各谐波频率差距最小为1MHz，因此采用的低通滤波器阻带要低于1MHz，同时该滤波器决定了系统控制带宽上限，其通带不能太低，为了减小数字算法的延时，综合考虑采用了100kHz通带的IIR低通滤波器。其中，图5中描述了如何获取得到所述第一I/Q信号的原理图，即频率控制字经过直接数字合成后与ADC转换后的数字信号进行相乘后，再经过所述低通滤波器进行滤波得到。
进一步地，请继续参阅图1，S300、根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量。
具体地，在所述PI控制环节：
首先，通过根据所述预设I/Q参考信号与所述第一I/Q信号一起计算得到所述第一I/Q信号的修正量，用于对所述第一I/Q信号进行补偿。
更进一步地，请参阅图6，所述S300、根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量的步骤具体包括：
S310、将所述预设I/Q参考信号减去所述第一I/Q信号，得到I/Q误差；
S320、将所述I/Q误差输入到PI控制器，得到所述第一I/Q信号的修正量；其中，所述预设I/Q参考信号为“0”。
具体地，为了尽可能抑制高次谐波，将控制谐波的幅度参考值设定为0，经过坐标转换得到对应的所述预设I/Q参考信号都是0，由所述预设I/Q参考信号和低通滤波器得到的高次谐波对应的I/Q分量(所述第一I/Q信号)作差，即将所述预设I/Q参考信号中的预设I参考信号和预设Q参考信号，对应减去所述第一I/Q信号中的第一I信号和第一Q信号，得到每个谐波的I/Q误差，最后，将所述I/Q误差通过PI控制器(比例和积分的)得到第一I/Q信号的修正量。其中，该如何得到第一I/Q信号的修正量的过程的原理图同样参考图5，即I/Q设定值与所述低通滤波器输出的第一I/Q信号分别相乘后输入到PI控制器中该部分过程。
进一步地，请继续参阅图1，S400、将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号。
具体地，在修正信号的调制输出阶段：
在数字运算过程中调制DDS和解调DDS的使能信号和频率控制字是严格对应的，磁合金腔系统工作在扫频状态下，频率控制字是不断变化的，且信号在传输过程中存在延迟，导致DAC的输出信号通过线缆、功率源、磁合金腔及数字环节传输到解调DDS时和解调信号存在频率差值，使对应的I/Q信号发生了耦合，在系统闭环之前需要对I/Q信号进行解耦否则会造成系统不稳定，解耦的法是让两者的频率保持一致，但测量从调制到解调之间信号传输的时间是比较困难的，且受ADC采样时钟频率限制，增加解调DDS频率控制字的延迟进行解耦是不精确的，会引入新误差。
那么，本申请中利用测量调制后信号到达解调DDS时的I/Q值，将I/Q值通过CORDIC算法得到由于延迟导致两者频率不同引起的相位变化值，对其取反的相位信号作为偏移量加到调制DDS的相位控制字(相位控制字(pword)用来控制输出正弦信号的相位)上，能对延迟引起的I/Q耦合进行解耦，同时不受限于ADC的采样时钟。
所以，对基波到预设高次谐波进行调制DDS后，将得到的所述第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到所述修正信号，以便经过DAC输出作为推动级的驱动信号，从而有效地实现了对高次谐波的抑制。
更进一步地，请参阅图7，所述S400、将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号的步骤具体包括：
S410、将输入预设的第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号，先依次进行相乘相加及相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到相位控制字；
S420、在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加后，再与所述相位控制字进行累加得到第一调制信号；其中，所述初始调制信号等于所述解调信号。
S430、将所述第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到所述修正信号。
具体地，在计算得到所述第一I/Q信号的修正量后，先对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生所述初始调制信号(大小等于所述解调信号)，并预设所述第二I/Q信号，再将所述第二I/Q信号与所述初始调制信号进行相乘和相加，并将相加后的结果依次进行DAC输出、经过推动级、负载、衰减器到ADC等相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到所述相位控制字。
然后，同样地在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加，该过程和对基波到预设高次谐波进行解调DDS的过程是一致的，之后，将累加的结果再次与所述相位控制字进行累加，得到所述第一调制信号，对应图5中频率控制字先经过相位偏移后，再进行直接数字合成，得到所述第一调制信号。
最后，将所述第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，即将从基波到六次谐波的PI控制器输出的同相分量(I)的修正量分别和对应谐波的调制DDS产生的正弦信号相乘，PI控制器输出的反向分量(Q)分别和对应谐波的调制DDS产生的余弦信号相乘，之后将各谐波I/Q修正量和对应正弦余弦相乘的结果相加，得到所述修正信号，对应图5中经过直接数字合成得到所述第一调制信号后，与PI控制器输出的I/Q分量分别对应相乘并相加，得到所述修正信号。
其中，对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生所述第一调制信号的实现过程如图8所示，而图8中将相位控制字放进去叠加的部分除去后，就是对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生所述解调信号的实现过程，同时也是对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生所述初始调制信号的实现过程。
更进一步地，请参阅图9，所述S410、将输入预设的第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号，先依次进行相乘相加及相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到相位控制字的步骤具体包括：
S411、输入单个谐波的预设幅度和预设相位后，利用所述正余弦查找表查找得到第二I/Q信号；
S412、将所述第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号相乘并相加后，得到第二调制信号；
S413、将所述第二调制信号依次进行数模转换、功率放大、信号衰减和模数转换后，得到第三调制信号；
S414、将所述第三调制信号与所述解调信号进行相乘后滤波得到第三I/Q信号；
S415、利用所述坐标转换算法计算所述第三I/Q信号的相位后，进行取反得到相位控制字。
具体地，计算得到所述相位控制字的过程如下：
在开环状态下(没有加入所述修正信号的情况)输入单个谐波的预设幅度和预设相位，并通过(正余弦)查找表的方法得到第二I/Q信号，同时，为了控制腔两端在推动级增益存在差异的情况下不会发生耦合，每个谐波必须进行单独测试，且需要在设定幅度时需要调整腔两端系统回采幅度(采样得到的信号的幅度)尽可能一致，所以，在设定单个谐波的相位时需要将两端设置为同向，且预设相位均设为0°，这样计算起来最简单。
然后，将所述第二I/Q信号与所述初始调制信号相乘之后相加，得到所述第二调制信号，并由DAC进行模数转换后输出，该过程如图10所示，其中，相位设定值和幅度设定值共同构成预设的第二I/Q信号。之后，经过推动级(多级功率放大器)进行功率放大、负载(本实施例中为磁合金腔，作用产生加速电场)、衰减器进行信号衰减后，输入到ADC进行模数转换，得到所述第三调制信号。
最后，再将所述第三调制信号和对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘及滤波之后，得到所述第三I/Q信号，并利用所述坐标转换算法(CORDIC算法)计算所述第三I/Q信号的相位，即CORDIC算法内部会自动将所述所述第三I/Q信号转换到0-360°相位，之后，对所述第三I/Q信号进行取反，得到所述相位控制字。
进一步地，请继续参阅图1，S500、将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。
具体地，在计算得到单个谐波的修正信号后，将所有谐波的修正信号进行相加，并经过DAC转换后得到所述模拟信号，以便输出至推动级例如所述功率源，作为推动级的驱动信号，从而实现对高次谐波的抑制，准确地对幅度相位进行控制，有效地改善了相位易发生耦合的问题。
进一步地，请参阅图11，本发明还提供一种磁合金腔谐波补偿控制系统，所述磁合金腔谐波补偿控制系统包括：
数字信号生成模块1，用于对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号；
第一I/Q信号生成模块2，用于将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；
修正量生成模块3，用于根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量；
修正信号生成模块4，用于将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号；
模拟信号生成模块5，用于将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。
具体地，本发明中所述磁合金腔谐波补偿控制方式在所述磁合金腔谐波补偿控制系统上实现的，那么所述磁合金腔谐波补偿控制方法实现步骤如下：
本发明中基于I/Q分量反馈对高次谐波进行抑制的过程，可以分为四个阶段：第一、信号的采集；第二、谐波提取；第三、PI控制环节；第四、修正信号的调制输出。
首先，需要进行信号的采集阶段：
为了实现对信号进行处理，提高数字处理的准确性，需要首先对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减，并将经过衰减后的信号传输至ADC中进行ADC转换，得到所述数字信号。
然后，进入谐波提取的阶段：
利用DDS技术进行直接采样提取各谐波I/Q分量，即对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生所述解调信号，并将所述解调信号与所述数字信号相乘后，得到所述倍频信号，在对所述倍频信号进行滤波得到所述第一I/Q信号。
其次，进入所述PI控制环节：
根据所述预设I/Q参考信号与所述第一I/Q信号，一起计算得到所述第一I/Q信号的修正量。
再者，进入修正信号的调制输出阶段：
对基波到预设高次谐波进行调制DDS后，将得到的所述第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到所述修正信号，并将所有谐波的修正信号进行相加后，经过DAC转换得到所述模拟信号，以便输出至推动级例如所述功率源，作为推动级的驱动信号，从而实现对高次谐波的抑制，准确地对幅度相位进行控制，有效地改善了相位易发生耦合的问题。
本发明中通过采用直接采样的方式得到高次谐波的I/Q值(所述解调信号)，然后，通过反馈的方式加入所述修正信号后将其控制为0，从而有效地实现了快速地对高次谐波进行补偿，以及由于延时和系统失谐而造成I/Q环路耦合之间的解耦方案。
进一步地，请参阅图12，基于上述磁合金腔谐波补偿控制方法，本发明还相应提供了一种控制器，所述控制器包括处理器10、存储器20，及显示器30。图12仅示出了控制器的部分组件，但是应理解的是，并不要求实施所有示出的组件，可以替代的实施更多或者更少的组件。
所述存储器20在一些实施例中可以是所述控制器的内部存储单元，例如控制器的硬盘或内存。所述存储器20在另一些实施例中也可以是所述控制器的外部存储设备，例如所述控制器上配备的插接式硬盘，智能存储卡(Smart Media Card,SMC)，安全数字(SecureDigital,SD)卡，闪存卡(Flash Card)等。进一步地，所述存储器20还可以既包括所述控制器的内部存储单元也包括外部存储设备。所述存储器20用于存储安装于所述控制器的应用软件及各类数据，例如所述安装控制器的程序代码等。所述存储器20还可以用于暂时地存储已经输出或者将要输出的数据。在一实施例中，存储器20上存储有磁合金腔谐波补偿控制程序40，该磁合金腔谐波补偿控制程序40可被处理器10所执行，从而实现本申请中磁合金腔谐波补偿控制方法。
所述处理器10在一些实施例中可以是一中央处理器(Central Processing Unit,CPU)，微处理器或其他数据处理芯片，用于运行所述存储器20中存储的程序代码或处理数据，例如执行所述磁合金腔谐波补偿控制方法等。
所述显示器30在一些实施例中可以是LED显示器、液晶显示器、触控式液晶显示器以及OLED(Organic Light-Emitting Diode，有机发光二极管)触摸器等。所述显示器30用于显示在所述控制器的信息以及用于显示可视化的用户界面。所述控制器的部件10-30通过系统总线相互通信。
在一实施例中，当处理器10执行所述存储器20中磁合金腔谐波补偿控制程序40时实现的步骤，可以参照上述磁合金腔谐波补偿控制方法中的对应描述，在此不再赘述。
进一步地，本发明还提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有磁合金腔谐波补偿控制程序，所述磁合金腔谐波补偿控制程序被处理器执行时实现如上所述的磁合金腔谐波补偿控制方法的步骤。
综上所述，本发明提供的一种磁合金腔谐波补偿控制方法及相关设备，所述方法包括：对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换得到数字信号；将对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号与数字信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；根据预设I/Q参考信号和第一I/Q信号计算第一I/Q信号的修正量；将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与修正量进行相乘后相加，得到修正信号；将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。通过解调信号与模拟信号相乘和滤波后，根据预设I/Q参考信号一起计算得到修正量，用于对高次谐波进行快速补偿，并准确地对幅度相位进行控制。
可以理解的是，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。
Claims (10)
1.一种磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述磁合金腔谐波补偿控制方法包括：
对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号；
将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；
根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量；
将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号；
将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。
2.根据权利要求1所述的磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号的步骤具体包括：
将所述腔压信号经过多个预设分压电容分压后，得到第一分压信号；
将所述第一分压信号经过衰减器进行衰减后得到第二分压信号，并将所述第二分压信号输入至ADC转换器中，得到所述数字信号。
3.根据权利要求1所述的磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号的步骤具体包括：
将基波频率控制字与谐波次数相乘得到预设高次谐波频率控制字，并在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加得到相位累加信号；
利用正余弦查找表或坐标转换算法，得到所述相位累加信号对应相位的正弦信号和余弦信号；其中，所述解调信号包括所述正弦信号和所述余弦信号；
将所述正弦信号和所述余弦信号分别与所述数字信号相乘得到所述倍频信号；
利用低通滤波器对所述倍频信号进行滤波，得到所述第一I/Q信号；其中，所述预设高次谐波为六次谐波。
4.根据权利要求1所述的磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量的步骤具体包括：
将所述预设I/Q参考信号减去所述第一I/Q信号，得到I/Q误差；
将所述I/Q误差输入到PI控制器，得到所述第一I/Q信号的修正量；其中，所述预设I/Q参考信号为“0”。
5.根据权利要求3所述的磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号的步骤具体包括：
将输入预设的第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号，先依次进行相乘相加及相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到相位控制字；
在每一个时钟上将所述预设高次谐波频率控制字与相位寄存器内存储的值进行累加后，再与所述相位控制字进行累加得到第一调制信号；
将所述第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到所述修正信号。
6.根据权利要求5所述的磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述将输入预设的第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号，先依次进行相乘相加及相应处理后，与所述解调信号进行相乘后滤波，再进行计算得到相位控制字的步骤具体包括：
输入单个谐波的预设幅度和预设相位后，利用所述正余弦查找表查找得到第二I/Q信号；
将所述第二I/Q信号与对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的初始调制信号相乘并相加后，得到第二调制信号；
将所述第二调制信号依次进行数模转换、功率放大、信号衰减和模数转换后，得到第三调制信号；
将所述第三调制信号与所述解调信号进行相乘后滤波得到第三I/Q信号；
利用所述坐标转换算法计算所述第三I/Q信号的相位后，进行取反得到相位控制字。
7.根据权利要求2所述的磁合金腔谐波补偿控制方法，其特征在于，所述预设分压电容包括：上分压电容和下分压电容，所述腔压信号与所述第一分压信号的比值为：2000：1；所述第一分压信号为所述下分压电容两端上的采样信号。
8.一种磁合金腔谐波补偿控制系统，其特征在于，所述磁合金腔谐波补偿控制系统包括：
数字信号生成模块，用于对磁合金腔的腔压信号进行多次衰减后进行ADC转换，得到数字信号；
第一I/Q信号生成模块，用于将所述数字信号与对基波到预设高次谐波进行解调DDS产生的解调信号相乘得到倍频信号后，进行滤波得到第一I/Q信号；
修正量生成模块，用于根据预设I/Q参考信号和所述第一I/Q信号计算所述第一I/Q信号的修正量；
修正信号生成模块，用于将对基波到预设高次谐波进行调制DDS产生的第一调制信号与所述修正量进行相乘后相加，得到修正信号；
模拟信号生成模块，用于将所有谐波的修正信号继续相加并经过DAC转换后得到模拟信号，以输出至功率源。
9.一种控制器，其特征在于，所述控制器包括：存储器、处理器、显示器及存储在所述存储器上并可在所述处理器上运行的磁合金腔谐波补偿控制程序，所述磁合金腔谐波补偿控制程序被所述处理器执行时实现如权利要求1-7任一项所述的磁合金腔谐波补偿控制方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，所述计算机可读存储介质存储有磁合金腔谐波补偿控制程序，所述磁合金腔谐波补偿控制程序被处理器执行时实现如权利要求1-7任一项所述的磁合金腔谐波补偿控制方法的步骤。
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