CN115498885A - 一种转换电路、提升转换电路工作增益的方法及介质 - Google Patents

Abstract

本申请提供一种转换电路、提升转换电路工作增益的方法及介质，以提升转换电路工作增益。转换电路包括原边电路、第一副边电路、变压器和控制器；原边电路包括谐振腔和开关网络；变压器的副边与第一副边电路连接；第一副边电路，用于为变压器提供电能；变压器，用于将电能提供给原边电路；控制器用于在第一时长内，控制开关网络的第一输入端M1与第二输入端M2之间连通，以为谐振腔储存变压器提供的电能；在第二时长内，控制开关网络的第一输入端M1与第二输入端M2之间不连通，且第一输入端处M1的电平与第二输入端处M2的电平不同，以使开关网络将变压器提供的电能和谐振腔储存的电能传输至负载。

Description

一种转换电路、提升转换电路工作增益的方法及介质

技术领域

本申请涉及电子技术领域，尤其涉及一种转换电路、提升转换电路工作增益的方法及介质。

背景技术

随着电动汽车技术的不断发展和普及，以及不同国家和地区的电网发展现状，用户对充放电电压的匹配提出更高要求。因此，对电动汽车的关键电气部件车载充电器(on-board charger，OBC)的宽范围输入输出能力提出更高的要求。如图1中示出了一种OBC电路结构，包括原边电路、变压器、副边电路和控制器。原边电路连接外部电源的场景中，OBC正向工作。控制器控制原边电路将外部电能通过变压器传输到副边电路，对动力电池充电。在OBC正向工作时，控制器控制原边电路将电能输出到变压器时，同步控制副边电路进行整流。原边电路连接外部负载的场景中，OBC反向工作，控制器控制副边电路将动力电池提供的电能通过变压器传输到原边电路，对负载充电。在OBC反向工作时，控制器控制副边电路将电能输出到变压器时，同步控制原边电路进行整流。通常OBC中的原边电路或者副边电路采用电感电感电容(LLC)、电容电感电感电容(CLLC)谐振拓扑结构，该谐振拓扑结构使得OBC正向工作或者反向工作时，输出增益可调范围较小，并且增益范围较小。可见，现有方案中，OBC输入输出能力较差。

发明内容

有鉴于此，本申请提供一种转换电路、以及提升转换电路工作增益的方法，以提升转换电路工作的增益，提高转换电路的输入输出能力。

第一方面，本申请提供一种转换电路，包括原边电路、第一副边电路、变压器和控制器；所述变压器的副边与所述第一副边电路连接；所述原边电路包括谐振腔和第一开关网络，所述第一开关网络的输入侧通过所述谐振腔与所述变压器的原边连接；所述第一开关网络的输出侧与负载连接；所述第一开关网络的输入侧包括第一输入端M1和第二输入端M2；所述第一副边电路，用于在所述控制器的控制下为所述变压器提供电能；所述变压器，用于将所述电能提供给所述原边电路；所述控制器，用于在第一时长内，控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，以使所述谐振腔储存所述变压器提供的电能；以及在第二时长内，控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，以使所述第一开关网络将所述变压器提供的电能和所述谐振腔储存的电能传输至所述负载。

本申请实施例中，转换电路反向工作情形下，控制器可以在第一时长内控制原边电路的开关网络的开关状态，使变压器的原边对原边电路中的谐振腔充电。然后在第二时长内，控制原边电路的开关网络中的开关状态，使变压器的原边以及谐振腔一同对原边电路连接的负载充电。相比于，现有对原边电路同步整流过程中变压器的原边单独为负载充电时的电压，变压器原边和谐振腔一同为负载充电的电压更高，具有更高的增益，从而实现提升转换电路反向工作的输出增益。

一种可能的设计中，所述第一开关网络包括并联的两个桥臂，每个所述桥臂包括串联的上桥臂开关和下桥臂开关，所述两个桥臂中第一桥臂上的上桥臂开关Q1与下桥臂开关Q2之间的连接点为所述第一输入端M1，第二桥臂上的上桥臂开关Q3与下桥臂开关Q4之间的连接点为所述第二输入端M2；所述控制器在控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通时，可以具体控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；所述控制器在控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同时，可以具体控制所述第一桥臂上的上桥臂开关Q1和所述第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态；或者控制所述第一桥臂上的下桥臂开关Q2和所述第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

本申请实施例中，控制器可以通过控制第一开关网络中各桥臂的上桥臂开关均处于导通状态或者控制各桥臂的下桥臂开关均处于导通状态，使得第一输入端M1与第二输入端M2之间连通，由于第一输入端M1和第二输入端M2连通，则谐振腔被短路，此时变压器的原边对谐振腔充电，谐振腔储存电能。控制器也可以通过控制第一开关网络中一个桥臂的上桥臂开关以及另一个桥臂的下桥臂开关均处于导通状态，可使第一输入端M1和第二输入端M2不连通，并且两者电平不同，此时负载、第一开关网络、谐振腔和变压器的原边形成回路，变压器的原边和谐振腔一同对负载充电，实现提升转换电路为负载提供交流电能的输出增益。

一种可能的设计中，所述第一时长和所述第二时长均在前半控制周期或者后半控制周期中，所述第一时长的结束时刻在所述第二时长的启示时刻之前，所述控制器可以在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；以及在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的上桥臂开关Q1和所述第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态；或者，所述控制器可以在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；以及在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的下桥臂开关Q2和所述第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

本申请实施例中，在前半控制周期内及后半控制周期内，变压器的原边为谐振腔充电的电流方向，以及变压器的原边和谐振腔一同为负载充电时的电压方向可以相反。在一个控制周期中的前半控制周期和后半控制周期内均可以实现在一个控制周期中对负载充电，并实现提升转换电路为负载提供电能的输出增益。

一种可能的设计中，所述谐振腔可以至少包括谐振电容Cr和谐振电感Lr；所述谐振电容Cr与所述谐振电感Lr形成的支路连接在所述第一输入端M1与所述变压器的原边之间，或者所述支路连接在所述第二输入端M2与所述变压器的原边之间；或者，所述谐振电容Cr连接在所述第一输入端M1与所述变压器的原边的第一端a1之间，所述谐振电感Lr连接在所述第二输入端M2与所述变压器的原边的第二端a2之间；或者，所述谐振电感Lr连接在所述第一输入端M1与所述变压器的原边的第一端a1之间，所述谐振电容Cr连接在所述第二输入端M2与所述变压器的原边的第二端a2之间。本申请实施例中，谐振腔在原边电路中的位置较为灵活，场景适应性较高。

一种可能的设计中，转换电路还包括第二副边电路，所述第二副边电路的输入端与所述变压器的副边连接，所述第二副边电路的输出端与低压负载连接；所述变压器，具体用于将所述电能中的一部分电能提供给所述原边电路，另一部分电能提供给所述第二副边电路；所述第二副边电路，用于在所述控制器的控制下将所述另一部分电能提供给所述低压负载。

本申请实施例中，转换电路可以为磁集成电路。转换电路反向工作时，第一副边电路可以通过变压器为原边电路和第二副边电路提供电能，可实现同时为低压电负载和外部电源供电。

一种可能的设计中，所述控制器与所述第一副边电路连接，还可以控制所述第一副边电路为所述变压器提供所述电能的工作频率与所述谐振腔的谐振频率相同。

本申请实施例中，控制器控制第一副边电路的工作频率与谐振腔的谐振频率相同，也即第一副边电路工作在谐振点时，可使第一副边电路为变压器提供的电压为固定电压，从而控制器可以对原边电路和第二副边电路进行解耦控制。

第二方面，本申请提供一种转换电路，包括原边电路、副边电路、变压器和控制器；所述原边电路包括谐振腔，所述谐振腔与所述变压器的原边连接，所述副边电路包括第二开关网络，所述第二开关网络的第一输入端P1与所述变压器的副边的第一端b1连接，所述第二开关网络的第二输入端P2与所述变压器的副边的第二端b2连接，所述原边电路与电源连接，所述电源用于为所述原边电路提供电能；所述控制器，用于在第一时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，以使所述变压器处于短路状态时所述谐振腔储存所述电源输出的电能；以及在第二时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端P1处的电平与所述第二输入端P2处的电平不同，以使所述变压器将所述电源输出的电能以及所述谐振腔储存的电能提供给所述副边电路。

本申请实施例中，转换电路正向工作情形下，控制器可以在第一时长内控制副边电路的第二开关网络的开关状态，使变压器处于短路状态，可使电源对原边电路中的谐振腔充电。然后在第二时长内，控制副边电路的第二开关网络中的开关状态，使变压器不处于短路状态，使变压器将电源提供的电能以及谐振腔存储的电能一同提供给所述副边电路，实现提升转换电路正向工作的输出增益。相比于，现有对副边电路同步整流过程中变压器的副边单独为负载充电时的电压，变压器将电源提供的电能和谐振腔储存的电能一同提供给副边电路，从而使得副边电路连接的负载充电的电压更高，具有更高的增益，从而实现提升转换电路正向工作的输出增益。

一种可能的设计中，所述第二开关网络包括并联的两个桥臂，每个所述桥臂包括串联的上桥臂开关和下桥臂开关，所述两个桥臂中第一桥臂上的上桥臂开关T1与下桥臂开关T2之间的连接点与所述变压器的副边的第一端b1连接，第二桥臂上的上桥臂开关T3与下桥臂开关T4之间的连接点与所述副边的第二端b2连接；所述控制器在控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通时，可以具体控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；所述控制器在控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端P1处的电平与所述第二输入端P2处的电平不同时，可以具体控制所述第一桥臂上的上桥臂开关T1和所述第二桥臂上的下桥臂开关T4处于导通状态；或者，控制所述第一桥臂上的下桥臂开关T2和所述第二桥臂上的上桥臂开关T3处于导通状态。

本申请实施例中，控制器可以通过控制第二开关网络中各桥臂的上桥臂开关均处于导通状态或者控制各桥臂的下桥臂开关均处于导通状态，使得第一输入端P1与第二输入端P2之间连通，由于第一输入端P1和第二输入端P2连通，则变压器被短路，此时电源对谐振腔充电，谐振腔储存电能。控制器也可以通过控制第二开关网络中一个桥臂的上桥臂开关以及另一个桥臂的下桥臂开关均处于导通状态，可使第一输入端P1和第二输入端P2不连通，并且两者电平不同，此时变压器未处于短路状态，电源、原边电路和变压器的原边形成回路，电源和谐振腔一同对变压器的原边放电，实现提升原边电路为副边电路提供交流电能的输出增益，从而实现副边电路提升对为负载提供交流电能的输出增益。

一种可能的设计中，所述第一时长和所述第二时长均在前半控制周期或者后半控制周期中，所述第一时长的结束时刻在所述第二时长的启示时刻之前，所述控制器可以在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；以及在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的上桥臂开关T1和所述第二桥臂上的下桥臂开关T4处于导通状态；或者，所述控制器可以在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；以及在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的下桥臂开关T2和所述第二桥臂上的上桥臂开关T3处于导通状态。

本申请实施例中，在前半控制周期内及后半控制周期内，电源为谐振腔充电的电流方向，以及电源和谐振腔一同对变压器的原边放电时的电压方向可以相反。在一个控制周期中的前半控制周期和后半控制周期内均可以实现在一个控制周期中对负载充电，并实现提升转换电路为负载提供电能的输出增益。

第三方面，本申请提供一种提升转换电路工作增益的方法，可以应用于如第一方面及设计中的转换电路。所述方法包括：控制器在第一时长内，控制所述第一开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，以使所述谐振腔储存所述变压器提供的电能；所述控制器在第二时长内，控制所述第一开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，以使所述第一开关网络将所述变压器提供的电能和所述谐振腔储存的电能传输至所述负载。

一种可能的设计中，所述控制器控制所述第一开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，包括：控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者，控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态。

一种可能的设计中，所述控制器控制所述开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，包括：控制所述第一桥臂上的上桥臂开关Q1和所述第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态；或者控制所述第一桥臂上的下桥臂开关Q2和所述第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

一种可能的设计中，所述控制器还可以控制所述第二副边电路将所述另一部分电能提供给与所述第二副边电路连接的低压电源。

一种可能的设计中，所述控制器可以控制所述第一副边电路为所述变压器提供所述电能的工作频率与所述谐振腔的谐振频率相同。

第四方面，本申请提供一种提升转换电路工作增益的方法，可以应用于如第二方面及设计中的转换电路。所述方法包括：控制器在第一时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，以使所述变压器处于短路状态时所述谐振腔储存所述电源输出的电能；所述控制器在第二时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端处P1的电平与所述第二输入端处P2的电平不同，以使所述变压器将所述电源输出的电能以及所述谐振腔储存的电能提供给所述副边电路。

一种可能的设计中，所述控制器在第一时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，包括：在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；所述控制器在第二时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，包括：在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的上桥臂开关T1和所述第二桥臂上的下桥臂开关T4处于导通状态。

一种可能的设计中，所述控制器控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，包括：控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者，控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态。

一种可能的设计中，所述控制器控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端处P1的电平与所述第二输入端处P2的电平不同，包括：控制所述第一桥臂上的上桥臂开关T1和所述第二桥臂上的下桥臂开关T4处于导通状态；或者，控制所述第一桥臂上的下桥臂开关T2和所述第二桥臂上的上桥臂开关T3处于导通状态。

第五方面，本申请提供一种计算机可读存储介质，所述计算机可读存储介质存储有计算机指令，当所述计算机可读存储介质中的计算机指令被电子设备中的控制器执行时，使得所述控制器执行上述第三方面中任一设计所述的方法或者执行上述第四方面中任一设计所述的方法。

上述第三方面及第五方面中任一方面中的任一可能设计可以达到的技术效果，请参照上述第一方面或第二方面中的任一可能设计可以达到的技术效果，这里不再重复赘述。

附图说明

图1为一种OBC电路结构示意图；

图2为一种电动汽车的结构示意图；

图3为一种转换电路的结构示意图；

图4为一种转换电路的具体结构示意图；

图5为另一种转换电路的具体结构示意图；

图6为一种转换电路反向工作时的控制信号时序示意图；

图7为一种第一副边电路工作状态示意图；

图8为另一种第一副边电路工作状态示意图；

图9为一种原边电路工作状态示意图；

图10为另一种原边电路工作状态示意图；

图11为又一种原边电路工作状态示意图；

图12为再一种原边电路工作状态示意图；

图13为一种转换电路正向工作时的控制信号时序示意图；

图14为一种原边电路工作状态示意图；

图15为另一种原边电路工作状态示意图；

图16为一种第一副边电路工作状态示意图；

图17为另一种第一副边电路工作状态示意图；

图18为又一种第一副边电路工作状态示意图；

图19为再一种第一副边电路工作状态示意图；

图20为本申请实施例提供的一种提升转换电路工作增益方法示意流程图；

图21为本申请实施例提供的一种提升转换电路工作增益方法示意流程图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本申请作进一步地详细描述。方法实施例中的具体操作方法也可以应用于装置实施例或系统实施例中。需要说明的是，在本申请的描述中“至少一个”是指一个或多个，其中，多个是指两个或两个以上。鉴于此，本发明实施例中也可以将“多个”理解为“至少两个”。“和/或”，描述关联对象的关联关系，表示可以存在三种关系，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，字符“/”，如无特殊说明，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。另外，需要理解的是，在本申请的描述中，“第一”、“第二”等词汇，仅用于区分描述的目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性，也不能理解为指示或暗示顺序。

需要指出的是，本申请实施例中“连接”可以理解为电连接，两个电学元件连接可以是两个电学元件之间的直接或间接连接。例如，A与B连接，既可以是A与B直接连接，也可以是A与B之间通过一个或多个其它电学元件间接连接，例如A与B连接，也可以是A与C直接连接，C与B直接连接，A与B之间通过C实现了连接。在一些场景下，“连接”也可以理解为耦合，如两个电感之间的电磁耦合。总之，A与B之间连接，可以使A与B之间能够传输电能。

需要指出的是，本申请实施例中的开关管和开关可以是继电器、金属氧化物半导体场效应晶体管(metal oxide semiconductor field effect transistor，MOSFET)，双极结型管(bipolar junction transistor，BJT)，绝缘栅双极型晶体管(insulated gatebipolar transistor，IGBT)等多种类型的开关管中的一种或多种，本申请实施例对此不再一一列举。每个开关管皆可以包括第一电极、第二电极和控制电极，其中，控制电极用于控制开关管的导通或断开。当开关管导通时，开关管的第一电极和第二电极之间可以传输电流，当开关管断开时，开关管的第一电极和第二电极之间无法传输电流。以MOSFET为例，开关管的控制电极为栅极，开关管的第一电极可以是开关管的源极，第二电极可以是开关管的漏极，或者，第一电极可以是开关管的漏极，第二电极可以是开关管的源极。本申请实施例中的开关管和开关可以在电平为第一电平的信号驱动下处于导通状态，在电平为第二电平的信号驱动下处于断路状态。第一电平可以为高电平，第二电平可以为低电平。或者第一电平为低电平，第二电平为高电平。便于描述，下面的示例中以第一电平为高电平，第二电平为低电平举例说明。

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

电动汽车多以电能驱动，图2示例性示出了一种电动汽车的系统结构示意图。如图2所示，电动汽车10主要包括车载充电OBC11、动力电池12、电机13和车轮14。其中，动力电池12为大容量、高功率的蓄电池。在电动汽车行驶时，动力电池12可以为电机13供电，电机13进而可以驱动车轮14转动，从而实现车辆移动。

在电动汽车10充电时，一般可以通过充电桩20为电动汽车10充电，在此情形下OBC11正向工作。如图2所示，充电桩20主要包括电源电路21和充电枪22。电源电路21的输入端可以接收工频电网30提供的交流电能，电源电路21的输出端通过线缆与充电枪22连接。一般来说，电源电路21可以将接收到的交流电转换为与电动汽车10相适配的充电电能。经电源电路21转换后的充电电能可以通过充电枪22输入OBC11。

OBC11将接收到的一部分充电电能提供给动力电池12，动力电池12进而存储该部分电能。可选地，OBC11还可以将接收到的另一部分充电电能提供给电动汽车10中的低压负载，以供低压负载使用，例如，低压负载中的铅酸蓄电池可以存储该部分电能，低压负载中的车载收音机也可以使用该部分电能工作。

在电动汽车10对外部负载供电时，一般可以通过动力电池12为外部负载供电，在此情形下OBC11反向工作。外部负载可以通过线缆与OBC11连接，OBC11可以将动力电池12提供的电能转换为与外部负载相适配的供电电能，经OBC11转换后的供电电能可以通过线缆输入外部负载。

在一种可能的设计中，OBC11可以采用磁集成方案，同时为动力电池12充电和低压负载供电。低压负载可以为车辆(电动汽车10)内部的功能电路或车载设备，且低压负载的额定电压远低于动力电池12的额定电压。示例性的，低压负载可以包括但不限于电动汽车10内部的铅酸蓄电池、车载收音机、车载导航器等等，本申请实施例对此不再一一列举。

本申请实施例提供的转换电路反向工作或者OBC反向工作过程，可以应用在将动力电池中的电能提供给外部负载的场景中。图3示例性示出了本申请提供的转换电路结构示意图，如图3所示，转换电路主要包括控制器、原边电路、副边电路和变压器。例如，转换电路可以实施为OBC11。其中，副边电路可以包括第一副边电路，也可以包括第二副边电路。

其中，控制器与转换电路连接，控制器可以生成多种控制信号以控制转换电路工作。示例性的，控制器可以是转换电路内部的微处理器(microcontroller unit，MCU)、通用中央处理器(central processing unit，CPU)、通用处理器、数字信号处理(digitalsignal processing，DSP)、专用集成电路(application specific integrated circuits，ASIC)、现场可编程门阵列(field programmable gate array，FPGA)等其中的任意一种，也可以是其它可编程逻辑器件、晶体管逻辑器件、硬件部件中的任意一种或多种的组合。

一种可能的电路结构中，如图3所示，转换电路可以主要包括原边电路、第一副边电路和变压器。变压器的原边与原边电路连接，变压器的副边与副边电路连接。

转换电路正向工作时，原边电路可以连接第一电源。第一电源可以是外部电源，或者充电装置等。原边电路可以接收第一电源输入的电能，该输入电能可以是直流电能。原边电路可以为逆变电路，能够将接收到的直流电能转换为交流电能，并输出给变压器。变压器可以对接收到的交流电能进行变压，并将变压后的电能提供第一副边电路。第一副边电路可以基于变压后的电能对连接的第二电源充电，例如第一副边电路可以对动力电池充电。

本申请实施例中，第一副边电路可为整流电流，可以将接收到的交流电能整流为第一直流电能，并将该第一直流电能输出给第二电源。

在一些可能的实现方式中，转换电路还可以包括第二副边电路，第二副边电路与变压器的副边连接。变压器可以对接收到的交流电能进行变压，并将变压后的一部分交流电能提供第一副边电路，将变压后的另一部分交流电能提供给第二副边电路。本申请实施例中，第二副边电路也可以为整流电路，可以将接收到的交流电能整流为第二直流电能，并将该第一直流电能输出给连接的低压负载。低压负载可以为第三电源。

需要指出的是，第一直流电能和第二直流电能的电流、电压和功率等方面皆可以相同或不同，第一直流电能和第二直流电能相互独立。

在一些可能的实现方式中，转换电路还可以包括功率因数校正电路。功率因数校正电路的输入电能可以是交流电能。功率因数校正电路可以在控制器的控制下，对交流电能进行功率校准，将功率校准后的交流电能转换为直流电能，并将直流电能提供给原边电路。

转换电路反向工作时，第一副边电路可以接收第二电源输入的电能，该输入电能可以是直流电能。第一副边电路可以为逆变电路，能够将接收到的直流电能转换为交流电能，并输出给变压器。变压器可以对接收到的交流电能进行变压，并将变压后的电能提供原边电路。原边电路可以将变压后的电能提供给连接的负载。

接下来，分别对转换电路中的原边电路、第一副边电路和变压器作进一步的示例性说明。

变压器，在本申请实施例中，变压器的原边与原边电路连接，变压器的副边分别与副边电路连接。因此，变压器可以向第一副边电路输出交流电能，或者接收第一副边电路输出交流电能。

一个示例中，如图4所示，变压器的原边可以包括原边绕组Pr，变压器的副边包括副边绕组Sr1。其中，原边绕组Pr的两端(a1和a2)与原边电路连接。转换电路正向工作时，原边绕组Pr的两端可以接收原边电路输出的交流电能。副边绕组Sr1的两端(b1和b2)与第一副边电路连接，副边绕组Sr1的两端可以向第一副边电路输出交流电能。转换电路反向工作时，副边绕组Sr1的两端(b1和b2)可以接收第一副边电路输出的交流电能，原边绕组Pr的两端可以向原边电路输出交流电能。

另一个示例中，如图5所示，变压器的原边包括原边绕组Pr，变压器的副边包括副边绕组Sr1，副边绕组Sr2和副边绕组Sr3。其中，原边绕组Pr的两端(a1和a2)与原边电路连接。副边绕组Sr1的两端(b1和b2)与第一副边电路连接。副边绕组Sr2的一端c1与第二副边电路连接，副边绕组Sr2的另一端与副边绕组Sr3的一端连接，记为c3端(即两个副边绕组的公共端)，副边绕组Sr3的另一端c2与第二副边电路连接。

转换电路正向工作时，原边绕组Pr的两端可以接收原边电路输出的交流电能，副边绕组Sr1的两端可以向第一副边电路输出第一交流电能，副边绕组Sr2的c1端和副边绕组Sr3的c2端可以向第二副边电路输出第二交流电能。可以理解，第一交流电能和第二交流电能的频率相等，且第一交流电能和第二交流电能的频率等于原边绕组Pr接收到的交流电能(总交流电能)的频率。但第一交流电能和第二交流电能的电压的有效值可以相同也可以不同，二者之间相互独立。实现原边电路连接的第一电源可以对第一副边电路连接的第二电源以及第二副边电路连接的低压负载充电。

转换电路反向工作时，副边绕组Sr1的两端可以接收第一副边电路输出的交流电能，原边绕组Pr的两端可以向原边电路输出第三交流电能，副边绕组Sr2的c1端和副边绕组Sr3的c2端可以向第二副边电路输出第四交流电能。本申请实施例中，转换电路反向工作时，控制器对第二副边电路的控制过程和对原边电路的控制过程可以互相独立，也即对第二副边电路和原边电路解耦控制。

第一副边电路，在本申请实施例中，转换电路反向工作时，第一副边电路可以作为逆变电路，第一副边电路可以在控制器的控制下，将接收到的总直流电能转换为总交流电能。示例性的，副边电路可以包括第二开关网络。第二开关网络可以包括桥式逆变电路，如图4所示，第二开关网络可以包括全桥电路，全桥电路可以包括两个桥臂。每个桥臂包括串联的上桥臂开关和下桥臂开关。例如，桥臂A包括串联的开关T1(上桥臂开关)和开关T2(下桥臂开关)。桥臂B包括串联的开关T3(上桥臂开关)和开关T4(下桥臂开关)。

具体来说，开关T1的第一电极可以与第一副边电路的高电势输入端S3连接，开关T1的第二电极可以与开关T2的第一电极连接，开关T2的第二电极可以与第一副边电路的低电势输入端S4连接。开关T1的第二电极与开关T2的第一电极之间的连接点可记为P1(第二开关网络的第一输入端P1)。开关T3的第一电极可以与第一副边电路的高电势输入端S3连接，开关T3的第二电极可以与开关T4的第一电极连接，开关4的第二电极可以与第一副边电路的低电势输入端S4连接。开关T3的第二电极与开关T4的第一电极之间的连接点可记为P2(第二开关网络的第二输入端P2)。

转换电路反向工作的情形下，如图6所示，控制器可以通过发送周期性的第一副边控制信号(参见控制信号ST1_a、控制信号ST2_a、控制信号ST3_a和控制信号ST4_a)，以控制第一副边电路将接收到的直流电能转换为具有一定周期时长(频率)的交流电能。假设交流电能的周期为T，图6示例性示出了本申请实施例中第一副边电路中各开关的控制信号时序图。

其中，控制信号ST1_a用于控制开关T1的导通及断开，控制信号ST2_a用于控制开关管T2的导通及断开，控制信号ST3_a用于控制开关T3的导通及断开，控制信号ST4_a用于控制开关管T4的导通及断开。控制信号ST1_a和控制信号ST4_a可以为相同的控制信号。控制信号ST2_a和控制信号ST3_a可以为相同的控制信号。如图6所示，控制信号ST1_a和控制信号ST4_a的周期时长为T，且在每个周期的时间段t1内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号ST2_a和控制信号ST3_a的周期时长为T，且在每个周期的时间段t2内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号ST1_a和控制信号ST2_a为互补信号，即时间段t1和时间段t2的时长相等且互不重叠。示例性的，时间段t1的占空比可以为50％或接近50％。时间段t2的占空比可以为50％或者接近50％。

在时间段t1内，第一副边电路的开关状态可以如图7所示，开关T1和开关T4导通，开关T2和开关T3断开。如图7中的箭头所示，在时间段t1内，电流由第一副边电路的高电势输入端S3输入，依次流经开关T1、副边绕组Sr1和开关T4，并从第一副边电路的低电势输入端S4输出。此时，副边绕组Sr1的b1端电势大于b2端电势，如图6所示，副边绕组Sr1接收到的总交流电能的电压(P1和P2处的电压)处于正半周期，即b1端的电势减去b2端的电势后的电势差为正。

在时间段t2内，第一副边电路的开关状态可以如图8所示，开关T2和开关T3导通，开关T1和开关T4断开。如图8中的箭头所示，在时间段t2内，电流由第一副边电路的高电势输入端S3输入，依次流经开关T3、副边绕组Sr1和开关T2，并从第一副边电路的低电势输入端S4输出。此时，副边绕组Sr1的b2端电势大于b1端电势，如图6所示，副边绕组Sr1接收到的总交流电能的电压(P1和P2处的电压)处于负半周期，即b2端的电势减去b1端的电势后的电势差为正。

由此可见，控制器通过控制开关T1和开关T4，与开关T2和开关T3之间交替导通及断开，使得副边绕组Sr1处的电流方向交替变换，b1端和b2端之间的电压方向也交替变换，从而能够为副边绕组Sr1提供交流电能。

在一种可能的实现方式中，第一副边电路还可以包括电容C1。电容C1可以设置在第二开关网络和变压器的副边之间。在转换电路正向工作时，电容C1可以具有隔直作用。如图4所示，电容C1的第一极可以与节点P1连接，电容C1的第二极可以与副边绕组Sr1的b1端连接。或者，电容C1的第一级可以与节点P2连接，电容C1的第二级可以与副边绕组Sr1的b2端连接。可选地，第一副边电路还可以包括电容Cj，电容Cj连接在高电势输入端S3和低电势输入端S4之间。电容Cj可以用于稳定向动力电池的输出电压，例如，稳定向动力电池输出的电压。

原边电路，如图4所示，在本申请实施例中原边电路可以包括第一开关网络和谐振腔。第一开关网络可以包括全桥电路。全桥电路可以包括两个桥臂，每个桥臂包括串联的上桥臂开关和下桥臂开关。例如，第一桥臂包括串联的开关Q1(上桥臂开关)和开关Q2(下桥臂开关)。第二桥臂包括串联的开关Q3(上桥臂开关)和开关Q4(下桥臂开关)。每个桥臂上的两个开关之间的连接点可记为输入端。例如，开关Q1和开关Q2之间的连接点可记为第一输入端M1，开关Q3和开关Q4之间的连接点可记为第二输入端M2。开关Q1连接在第一输出端S1和第一输入端M1之间，开关Q3连接在第一输出端S1和第二输入端M2之间。开关Q2连接在第二输出端S2和第一输入端M1之间，开关Q4连接在第二输出端S2和第一输入端M2之间。

谐振腔可以至少包括谐振电感Lr和谐振电容Cr。一种可能的设计中，第一开关网络的第一输入端M1和第二输入端M2分别通过谐振腔与变压器的原边连接。如图4所示，谐振电容Cr可以连接在第一开关网络的第一输入端M1于原边绕组Pr的a1端之间，谐振电感Lr可以连接在第一开关网络的第二输入端M2原边绕组Pr的a2端之间。或者，谐振电感Lr可以连接在第一开关网络的第一输入端M1于原边绕组Pr的a1端之间谐振电容Cr可以连接在第一开关网络的第二输入端M2原边绕组Pr的a2端之间。

另一种可能的设计中，第一开关网络的第一输入端M1或者第二输入端M2通过谐振腔与变压器的原边连接。如图5所示，谐振电感Lr和谐振电容Cr串联形成第一支路。所述第一支路连接在第一开关网络的第一输入端M1与原边绕组Pr之间，例如，第一支路的第一端N1与第一开关网络的第一输入端M1连接，第一支路的第二端N2与原边绕组Pr的a1端连接。此时，第一开关网络的第二输入端M2与原边绕组Pr的a2端连接。或者，所述第一支路连接在第一开关网络的第二输入端M2与原边绕组Pr之间，例如，第一支路的第一端N1与第一开关网络的第二输入端M2连接，第一支路的第二端N2与原边绕组Pr的a2端连接。此时，第一开关网络的第一输入端M1与原边绕组Pr的a1端连接。

谐振腔也可以为包括谐振电感Lr和谐振电容Cr的其它谐振拓扑结构。可选地，如图4所示，谐振腔还可以包括励磁电感Lp，由谐振电感Lr。励磁电感Lp的一端与第一输入端M1连接，另一端与第二输入端M2连接。励磁电感Lp、谐振电容Cr和谐振电感Lr一同参与谐振，此时变压器的原边绕组Pr可以不参与谐振过程。在变压器将电能提供给原边电路时，励磁电感Lp可提升电压，也即转换电路反向工作时，谐振腔中包括励磁电感Lp的设计，也可以提升输出电压。

转换电路正向工作时，原边电路可以作为逆变电路，可以在控制器的控制下，将接收到的直流电能转换为交流电能。控制器可以通过发送周期性的原边控制信号以控制原边电路将接收到的直流电能转换为具有一定周期时长(频率)的交流电能。可选地，原边电路可以包括电容Ci，电容Ci连接在原边电路的第一输出端S1和第二输出端S2之间。转换电路正向工作时，电容Ci可以用于稳定外部电源为原边电路提供的电压。

转换电路反向工作时，原边电路的两端可以接收原边绕组Pr的两端输出的交流电能。原边电路可以工作在整流状态。变压器提供给原边电路的电能，可在原边电路的谐振腔中产生接近正弦波的谐振电流。控制器可以通过发送周期性的原边控制信号，以控制原边电路将接收到的交流电能转换为直流电能。

结合上述介绍，下面先对转换电路反向工作过程进行具体介绍。为提升转换电路反向工作的输出增益，控制器可以控制原边电路的第一开关网络中的开关。在原边绕组Pr的两端向原边电路输出电能时，通过控制第一开关网络中的开关，实现控制第一输入端M1和第二输入端M2连通，可使得原边绕组Pr对谐振腔充电。例如，原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电，谐振电感Lr储能。

例如，原边绕组Pr的两端输出的交流电能的正半周期或负半周期中，控制器可以在第一时长内控制第一开关网络中的第一桥臂上的下桥臂开关Q2和第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态。此时，第一输入端M1和第二输入端M2之间连通，谐振腔被短路或者外部负载被短路。原边绕组Pr输出的电能可以被存储在谐振腔中的谐振电感Lr中。

又例如，在原边绕组Pr的两端输出的交流电能的正半周期或负半周期中，控制器可以在第一时长内控制第一开关网络中第一桥臂的上桥臂开关Q1和第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。此时，第一输入端M1和第二输入端M2之间连通，谐振腔被短路或者外部负载被短路。原边绕组Pr输出电能可被存储在谐振腔中的谐振电感Lr中。然后，控制器可以在第二时长内控制第一桥臂上的下桥臂开关Q2和第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态，使原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对原边电路连接的外部负载充电。

然后，控制器可以内通过控制第一开关网络中的开关，实现控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，可使所述第一开关网络将所述变压器提供的电能和所述谐振腔储存的电能传输至所述负载。

例如，在原边绕组Pr的两端输出的交流电能的正半周期或负半周期中，控制器可以在第二时长控制第一桥臂上的上桥臂开关Q1和第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态，使原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对原边电路连接的外部负载充电。

又例如，在原边绕组Pr的两端输出的交流电能的正半周期或负半周期中，控制器可以在第二时长内控制第一桥臂上的下桥臂开关Q2和第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态，使原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对原边电路连接的外部负载充电。

一种可能的实施方式中，在原边绕组Pr的两端输出的交流电能的半个周期中，控制器可以在第一时长内控制第一开关网络中第一桥臂的上桥臂开关Q1和第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。然后控制器可以在第二时长控制第一桥臂上的上桥臂开关Q1和第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态。

另一种可能的实施方式中，原边绕组Pr的两端输出的交流电能的半个周期中，控制器可以在第一时长内控制第一开关网络中第一桥臂的上桥臂开关Q1和第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。然后，控制器可以在第二时长内控制第一桥臂上的下桥臂开关Q2和第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

一个示例中，如图6所示，控制器可以通过发送周期性的原边控制信号(参见控制信号SQ1_a、控制信号SQ2_a、控制信号SQ3_a和控制信号SQ4_a)，以实现控制原边绕组Pr对谐振腔充电，以及控制原边电路将接收到的交流电能转换为直流电能。假设交流电能的周期为T，第一副边电路的输入端S3和输入端S4接收的电压为Vo1，或者说与第一副边电路的输入端连接的动力电池为第一副边电路提供的电压的幅值为Vo1。图6示例性示出了本申请实施例中第一开关网络中各开关的控制信号SQ1_a、SQ2_a、SQ3_a和SQ4_a的时序图。其中，控制信号SQ1_a用于控制开关管Q1的导通及断开，控制信号SQ2_a用于控制开关管Q2的导通及断开，控制信号SQ3_a用于控制开关管Q3的导通及断开，控制信号SQ4_a用于控制开关管Q4的导通及断开。

控制信号SQ1_a的周期时长为T，且在每个周期的时间段t1中的时间段ta内为高电平，时间段tb内为低电平，时间段tc为高电平，且在每个周期的时间段t2中的时间段td内为低电平，时间段te内为高电平，时间段tf内为低电平。控制信号SQ2_a的周期时长为T，且在每个周期的时间段t1中的时间段ta内为低电平，时间段tb内为高电平，时间段tc为低电平，且在每个周期的时间段t2中的时间段td内为高电平，时间段te内为低电平，时间段tf内为高电平。控制信号SQ1_a和SQ2_a为互补信号。

控制信号SQ3_a的周期时长为T，且在每个周期的时间段t1内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号SQ4_a的周期时长为T，且在每个周期的时间段t2内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号SQ3_a和SQ4_a为互补信号。

一种可能的实施方式中，时间段ta的时长、时间段tc的时长、时间段td的时长以及时间段tf的时长相同。时间段tb的时长与时间段te的时长相同。

在时间段t1内，原边绕组Pr接收的交电流处于正半周期，因此，原边绕组Pr的a1端为高电势，a2端为低电势。在时间段t2内，原边绕组Pr接收的交流电处于负半周期，因此，原边绕组Pr的a1端为低电势，a2端为高电势。

在时间段t1中的时间段ta内，原边电路的开关状态可以如图9所示，开关Q1和开关Q4导通，开关Q2和开关Q3断开。外部负载连接在第一输出端S1和第二输出端S2之间。外部负载、开关Q1、谐振腔、原边绕组Pr、开关Q4之间形成回路。在时间段ta内，原边绕组Pr的a1端为高电势，a2端为低电势。电流从a1端输出，并依次经过谐振腔，开关Q1，从第一输出端S1输出。此时，原边绕组Pr对外部负载充电。可见，节点M1处的电压与节点M2处的电压不同，并且节点M1和节点M2之间的电压可记为+Vin1。

本申请实施例中，开关导通可以包括有电流流经开关的寄生二极管(或者与开关并联的二极管)，或者由电流流经开关。为使各开关实现软开关，也即各开关可以在零电压时导通，控制器可以在电流流经开关的寄生二极管预设时长后，控制开关处于导通状态。例如，控制器可以在如图5示出的控制信号SQ1_a中时间段ta的起始时刻可以滞后预设时长，由于开关Q2和开关Q3处于断路状态，如图9所示，原边电路中第二输出端S2、开关Q4中的寄生二极管、原边绕组Pr、谐振腔、开关Q1中的寄生二极管以及第一输出端S1之间可以形成回路，此时回路中有电流传输。控制器可以在所述预设时长之后，控制开关Q1和开关Q4均处于导通状态，可使开关Q1和开关Q4实现软开关。

在时间段t1中的时间段tb内，原边电路的开关状态可以如图10所示，开关Q2和开关Q4导通，开关Q1和开关Q3断开。开关Q2、谐振腔、原边绕组Pr、开关Q4之间形成回路。在时间段tb内，原边绕组Pr的a1端为高电势，a2端为低电势。此时，原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电。由于开关Q2和开关Q4导通，节点M1与节点M2连通，节点M1和节点M2之间的电压为0。可选地，控制器可以通过控制时间段tb的时长与时间段t1的时长的比值，也即调整时间段tb与前半周期的占比，实现调整原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长。时间段tb的时长增大，原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长增大。

在时间段t1中的时间段tc内，原边电路的开关状态可以如图9所示，由于在时间段tb内，谐振电感Lr被充电，储存有电能。在时间段tc内，外部负载、开关Q1、谐振腔、原边绕组Pr、开关Q4之间形成回路。此时，原边绕组Pr处和谐振电感Lr处的电能传输至外部负载。也即原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对外部负载充电，可使第一输出端S1和第二输出端S2之间的电压幅值增大(如大于+Vin1)，实现增大反向工作时的增益。

在时间段t2中的时间段td内，原边电路的开关状态可以如图11所示，开关Q1和开关Q4断开，开关Q2和开关Q3导通。外部负载、开关Q3、谐振腔、原边绕组Pr、开关Q2之间形成回路。在时间段td内，原边绕组Pr的a1端为低电势，a2端为高电势。电流从a2端输出，经过开关Q3从第一输出端S1输出。此时，原边绕组Pr对外部负载充电。可见，节点M1处的电压与节点M2处的电压不同，并且节点M1和节点M2之间的电压可为-Vin1。

在时间段t2中的时间段te内，原边电路的开关状态可以如图12所示，开关Q1和开关Q3导通，开关Q2和开关Q4断开。开关Q1、谐振腔、原边绕组Pr、开关Q3之间形成回路。在时间段te内，原边绕组Pr的a2端为高电势，a1端为低电势。原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电。由于开关Q1和开关Q3导通，节点M1与节点M2连通，节点M1和节点M2之间的电压为0。可选地，控制器可以通过控制时间段te的时长与时间段t2的时长的比值，也即调整时间段te与后半周期的占比，实现调整原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长。时间段te的时长增大，原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长增大。

在时间段t2中的时间段tf内，原边电路的开关状态可以如图11所示，开关Q1和开关Q4断开，开关Q2和开关Q3导通。外部负载、开关Q3、谐振腔、原边绕组Pr、开关Q2之间形成回路。此时，原边绕组Pr处和谐振电感Lr处的电能传输至外部负载。也即原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对外部负载充电，可使第一输出端S1和第二输出端S2之间的电压幅值增大(如大于|-Vin1|)，实现增大反向工作时的增益。

这样的设计中，原边绕组Pr接收的交电流处于正半周期，控制器可以通过控制第一开关网络中开关Q1和开关Q3导通，使原边绕组Pr对谐振电感Lr充电。然后控制器在通过控制开关Q1和开关Q4导通，使原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对外部负载充电，实现提升原边电路的输出电压，从而提升输出增益。原边绕组Pr接收的交电流处于负半周期，控制器可以通过控制第一开关网络中开关Q2和开关Q4导通，使原边绕组Pr对谐振电感Lr充电。然后控制器在通过控制开关Q2和开关Q3导通，使原边绕组Pr和谐振电感Lr一同对外部负载充电，实现提升原边电路的输出电压，从而提升输出增益。

根据能量守恒定律，在忽略损耗的情况下，变压器原边、副边的输入、输出功率应当相等。与传统原边电路反向工作时控制过程相比，本申请实施例中，控制器对原边电路的控制过程中，在一个周期T内，原边电路中第一输入端M1和第二输入端M2之间的电压VA平均值不变。但由于正半周期中第一输入端M1和第二输入端M2之间连通的时段内，谐振电感Lr被充电。第一输入端M1和第二输入端M2之间不连通的时段内，谐振电感Lr可以与原边绕组Pr一同对外部负载充电，这样的设计可实现谐振腔的反向升压功能。类似地，由于负半周期中第一输入端M1和第二输入端M2之间连通的时段内，谐振电感Lr被充电。第一输入端M1和第二输入端M2之间不连通的时段内，谐振电感Lr可以与原边绕组Pr一同对外部负载充电，这样的设计可实现谐振腔的反向升压功能。

一种可能的设计中，转换电路反向工作时，控制器可以通过发送周期性的第一副边控制信号时，控制器可以通过调整第一副边控制信号周期T的时长，也即调整第一副边控制信号的开关频率，使第一副边电路的开关频率小于或等于原边电路中的谐振腔的谐振频率，提升第一副边电路的最低开关频率在谐振频率附近。谐振腔在欠谐振时控制器可以执行降低第一副边电路的开关频率的操作。

一种可能的设计中，转换电路可以采用磁集成方案。如图5所示，转换电路还可以包括第二副边电路。第二副边电路可以对变压器提供的第四交流电能进行整流，从而可以输出直流电压，以为低压负载通电。目前的第二副边电路可以存在多种可能的实现形式。示例性的，第二副边电路可以包括整流电路和降压(Buck)同步整流电路。

图5中，整流电路可以包括开关K1、开关K2、开关K3、开关K4和电容C2。Buck同步整流电路可以包括电容C3和电感L1。其中，开关K1的第一极与副边绕组Sr2的c1端连接，开关K1的第二极与开关K2的第二极连接。开关K2的第一极与副边绕组Sr3的c2端连接。开关K3的第一极与副边绕组Sr2和副边绕组Sr3的公共端c3连接，开关K3的第二极与开关K4的第一极连接。开关K4的第二极与开关K2的第二极连接。电容C2的第一极与开关K3的第一极连接，电容C2的第二极与开关K2的第二极连接。电容C2具有隔直作用。电感L1的第一极可以与开关K3的第二极连接，电感L1的第二极可以与输出端S5连接。电容C3的第一极与电感L1的第二极连接，电容C3的第二极分别与开关K4的第二极，输出端S6连接。电容C3在实现稳压和滤波功能的同时，还可以参与降压转换过程。低压负载连接在输出端S5和输出端S6之间。

控制器可以通过控制第二副边电路中整流电路中的各开关，对接收的交流电进行整流。Buck同步整流电路可以接收整流电路输出的直流电能，并对接收到的直流电能进行降压转换，从而可以进一步降低第二副边电路所输出的直流电能的电压。

一种可能的设计中，控制器可以控制第一副边电路中的开关频率为原边电路中的谐振腔的谐振频率。此时，第一副边电路向变压器输出电压为动力电池向第一副边电路输入的电压Vo1。

按照原边绕组Pr与副边绕组Sr1的匝数比例，原边绕组Pr接收的电压也为电压为固定值，记为电压V1。按照副边绕组Sr2与副边绕组Sr1的匝数比例，副边绕组Sr2接收的电压也为电压为固定值，记为电压V2。按照副边绕组Sr3与副边绕组Sr1的匝数比例，副边绕组Sr3接收的电压也为电压为固定值，记为电压V3。

因第一副边电路工作在谐振频率的工况下，第一副边电路向变压器提供的电压为Vo1。第二副边电路接收的电压为固定值，原边电路接收的电压也为固定值。控制器可以采用前述实施例中对原边电路中的开关的控制过程中的开关频率f1，可以与控制器控制第二副边电路进行整流过程中的开关频率f2的数值不同。

下面对转换电路正向工作过程进行具体说明。转换电路正向工作的情形中，如图4示出的转换电路，原边电路可以作为逆变电路，第一副边电路可以作为整流电路。原边电路的第一输出端S1和第二输出端S2之间可以连接外部电源(记为第一电源)。例如充电桩20等。转换电路可以用于对外部电源提供的电能进行转换，并将转换后的电能提供给第一副边电路连接的动力电池。

一个示例中，如图13所示，控制器可以通过发送周期性的原边控制信号(参见控制信号SQ1_b、控制信号SQ2_b、控制信号SQ3_b和控制信号SQ4_b)，以控制原边电路将接收到的交流电能转换为直流电能。假设交流电能的周期为T，原边电路的第一输出端S1和第二输出端S2之间的电压为Vo2，或者说外部电源向原边电路输入的电压的幅值记为Vo2。图13示例性示出了本申请实施例中第一副边电路中各开关控制信号时序图。

其中，控制信号SQ1_b用于控制开关Q1的导通及断开，控制信号SQ2_b用于控制开关Q2的导通及断开，控制信号SQ3_b用于控制开关Q3的导通及断开，控制信号SQ4_b用于控制开关Q4的导通及断开。控制信号SQ1_b和控制信号SQ4_b可以为相同的控制信号。控制信号SQ2_b和控制信号SQ3_b可以为相同的控制信号。如图13所示，控制信号SQ1_b和控制信号SQ4_b的周期时长为T，且在每个周期的时间段t3内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号SQ2_b和控制信号SQ3_b的周期时长为T，且在每个周期的时间段t4内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号SQ1_b和控制信号SQ2_b为互补信号，即时间段t3和时间段t4的时长相等且互不重叠。示例性的，时间段t3的占空比可以为50％或接近50％。时间段t4的占空比可以为50％或者接近50％。

在时间段t3内，原边电路的开关状态可以如图14所示，开关Q1和开关Q4导通，开关Q2和开关Q3断开。如图14中的箭头所示，在时间段t3内，电流由原边电路的高电势输出端S1输入，依次流经开关Q1、谐振腔、原边绕组Pr、以及开关Q4，并从原边电路的低电势输入端S2输出。此时，原边绕组Pr的a1端电势大于a2端电势，原边绕组Pr接收到的总交流电能的电压处于正半周期，即a1端的电势减去a2端的电势后的电势差为正。

在时间段t4内，原边电路的开关状态可以如图15所示，开关Q2和开关Q3导通，开关Q1和开关Q4断开。如图15中的箭头所示，在时间段t4内，电流由原边电路的高电势输出端S1输入，依次流经开关Q3、谐振腔、原边绕组Pr、以及开关Q2，并从原边电路的低电势输入端S2输出。此时，原边绕组Pr的a2端电势大于a1端电势，原边绕组Pr接收到的总交流电能的电压处于负半周期，即a2端的电势减去a1端的电势后的电势差为正。

由此可见，控制器通过控制开关Q1和开关Q4，与开关Q2和开关Q3之间交替导通及断开，使得原边绕组Pr处的电流方向交替变换，a1端和a2端之间的电压方向也交替变换，从而能够为原边绕组Pr提供交流电能。

转换电路正向工作时，为提升转换电路正向工作的输出增益。控制器可以控制副边电路的第二开关网络中的开关。在第一电源向原边电路输出电能时，通过控制第二开关网络中的开关，使第一副边电路中的节点P1和节点P2之间连通，使副边绕组Sr被短路，从而使变压器处于短路状态。由于变压器处于短路状态，第一电源向原边电路输出的电能被储存在谐振腔中，如谐振电感Lr储能。或者说，因变压器处于短路状态时，第一电源对原边电路中的谐振腔充电。

例如，在一个控制周期的前半周期中，控制器可以在第三时长内控制第二开关网络中的桥臂A上的下桥臂开关T2和桥臂B上的下桥臂开关T4处于导通状态。此时，节点P1和节点P2之间连通，副边绕组Sr被短路，从而使变压器处于短路状态。第一电源提供的电能可以被存储在谐振腔中的谐振电感Lr中。又例如，控制器可以在第三时长内控制第二开关网络中的桥臂A上的上桥臂开关T1和桥臂B上的上桥臂开关T3处于导通状态。此时，节点P1和节点P2之间连通，副边绕组Sr被短路，从而使变压器处于短路状态。第一电源提供的电能可以被存储在谐振腔中的谐振电感Lr中。

然后，控制器可以通过控制第二开关网络中的开关，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端P1处的电平与所述第二输入端P2处的电平不同，可使所述变压器将所述电源输出的电能以及所述谐振腔储存的电能提供给所述副边电路。例如，控制器可以在第四时长内控制桥臂A上的上桥臂开关T1和桥臂B上的下桥臂开关T4处于导通状态，则变压器未被短路，第一电源提供的电能和谐振电感Lr储存的电能一同传输到变压器的原边绕组Pr，从而实现提升原边绕组Pr接收的电压，也使副边绕组Sr接收的电压提升。或者，控制器可以在第四时长内控制桥臂A上的下桥臂开关T2和桥臂B上的上桥臂开关T3处于导通状态，则变压器未被短路，第一电源提供的电能和谐振电感Lr储存的电能一同传输到变压器的原边绕组Pr，从而实现提升原边绕组Pr接收的电压，也使副边绕组Sr接收的电压提升。

一种可能的实施方式中，在一个控制周期的前半周期中，控制器可以在第三时长内控制第二开关网络中的桥臂A上的下桥臂开关T2和桥臂B上的下桥臂开关T4处于导通状态，且控制器可以在第四时长内控制桥臂A上的上桥臂开关T1和桥臂B上的下桥臂开关T4处于导通状态。

另一种可能的实施方式中，在一个控制周期的前半周期中，控制器可以在第三时长内控制第二开关网络中的桥臂A上的上桥臂开关T1和桥臂B上的上桥臂开关T3处于导通状态，且控制器可以在第四时长内控制桥臂A上的下桥臂开关T2和桥臂B上的上桥臂开关T3处于导通状态。

一个示例中，如图13所示，控制器可以通过发送周期性的第一副边控制信号(参见控制信号ST1_b、控制信号ST2_b、控制信号ST3_b和控制信号ST4_b)，以实现控制副边电路进行整流、以及控制将变压器短路。图13示例性示出了本申请实施例中第二开关网络中各开关的控制信号ST1_b、控制信号ST2_b、控制信号ST3_b和控制信号ST4_b的时序图。其中，控制信号ST1_b用于控制开关管T1的导通及断开，控制信号ST2_b用于控制开关管T2的导通及断开，控制信号ST3_b用于控制开关管T3的导通及断开，控制信号ST4_b用于控制开关管T4的导通及断开。

控制信号ST1_b的周期时长为T，且在每个周期的时间段t3内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号ST2_b的周期时长为T，且在每个周期的时间段t3内为高电平，在其余时间段为低电平。控制信号ST1_b和ST2_b为互补信号。

控制信号ST3_b的周期时长为T，且在每个周期的时间段t3中的时间段tg内为低电平，时间段th内为高电平，时间段ti为低电平，且在每个周期的时间段t4中的时间段tj内为高电平，时间段tk内为低电平，时间段tm内为高电平。控制信号ST4_b的周期时长为T，且在每个周期的时间段t3中的时间段tg内为高电平，时间段te内为低电平，时间段tf为高电平，且在每个周期的时间段t4中的时间段tj内为低电平，时间段tk内为高电平，时间段tm内为低电平。控制信号ST3_b和ST4_b为互补信号。

一种可能的实施方式中，时间段tg的时长、时间段ti的时长、时间段tj的时长以及时间段tm的时长相同。时间段th的时长与时间段tk的时长相同。

在时间段t3中的时间段tg内，第一副边电路的开关状态可以如图16所示，开关T1和开关T4导通，开关T2和开关T3断开。负载连接在输出端S3和输出端S4之间。负载、开关T1、副边绕组Sr1、开关T4之间形成回路。在时间段tg内，副边绕组Sr1的b1端为高电势，b2端为低电势。电流从b1端输出，并依次经过开关T1，从第一副边电路的输出端S3输出。此时，副边绕组Sr1对负载充电。可见，节点P1处的电压与节点P2处的电压不同，并且节点P1处的电压大于节点P2处的电压。并且节点P1和节点P2之间的电压可为+Vin2。

在时间段t3中的时间段th内，第一副边电路的开关状态可以如图17所示，开关T1和开关T3导通，开关T2和开关T4断开。由于开关T1和开关T3均处于导通状态，节点P1与节点P2连通，节点P1和节点P2之间的电压为0。副边绕组Sr1被短路，使变压器处于短路状态。此时，原边电路无法向变压器的原边绕组Pr提供电能，则第一电源提供的电能被储存在谐振腔中，如谐振电感Lr储能。可选地，控制器可以通过控制时间段th的时长与时间段t1的时长的比值，也即调整时间段th与前半周期的占比，实现调整第一电源对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长。时间段th的时长增大，第一电源对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长增大。

在时间段t3中的时间段ti内，第一副边电路的开关状态可以如图16所示，由于在时间段th内，谐振电感Lr被充电，储存由电能。在时间段th内，原边电路将第一电源提供的电能和谐振电感Lr一同提供给原边绕组Pr，可使原边绕组Pr的a1端和a2端之间的电压幅值增大(如大于+Vin2)，实现增大正向工作时的增益。

在时间段t4中的时间段tj内，第一副边电路的开关状态可以如图18所示，开关T1和开关T4断开，开关T2和开关T3导通。负载、开关T2、副边绕组Sr1、开关T3之间形成回路。在时间段tj内，副边绕组Sr1的b1端为低电势，b2端为高电势。电流从b2端输出，经过开关T3从输出端S3输出。此时，副边绕组Sr1对负载充电。可见，节点P1处的电压与节点P2处的电压不同。

在时间段t4中的时间段tk内，第一副边电路的开关状态可以如图19所示，开关T2和开关T4导通，开关T1和开关T3断开。由于开关T2和开关T4均处于导通状态，节点P1与节点P2连通，节点P1和节点P2之间的电压为0。副边绕组Sr1被短路，使变压器处于短路状态。此时，原边电路无法向变压器的原边绕组Pr提供电能，则第一电源提供的电能被储存在谐振腔中，如谐振电感Lr储能。可选地，控制器可以通过控制时间段tk的时长与时间段t2的时长的比值，也即调整时间段tk与后半周期的占比，实现调整原边绕组Pr对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长。时间段tk的时长增大，第一电源对谐振腔中的谐振电感Lr充电的时长增大。

在时间段t4中的时间段tm内，第一副边电路的开关状态可以如图18所示，开关T1和开关T4断开，开关T2和开关T3导通。负载、开关T2、副边绕组Sr1、开关T3之间形成回路。由于在时间段tk内谐振电感Lr被充电，储存由电能。在时间段tm内，原边电路将第一电源提供的电能和谐振电感Lr一同提供给原边绕组Pr，可使原边绕组Pr的a1端和a2端之间的电压幅值增大(如大于|-Vin2|)，实现增大正向工作时的增益。

这样的设计中，控制器通过控制第一副边电路中的开关，使变压器处于短路状态，实现第一电源对原边电路中的谐振腔充电。然后通过控制第一副边电路中的开关，使变压器不处于断路状态，实现第一电源和谐振腔一同为变压器提供电能，提升变压器接收电能的电压，从而实现提升第一副边电路的输出电压，从而提升输出增益。

基于相同的技术构思，本申请实施例还提供一种电子设备，该电子设备包括本申请实施例所提供的转换电路。示例性的，该电子设备可以是新能源汽车、网联车、智能汽车等等。

本申请实施例还提供一种提升转换电路反向工作增益的方法，可以应用于包括如前述实施例提供的转换电路结构的电路。如图20所示，方法包括如下步骤：

步骤S1301，控制器在第一时长内，控制所述开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，以使所述谐振腔储存所述变压器提供的电能。

步骤S1302，所述控制器在第二时长内，控制所述开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，以使所述开关网络将所述变压器提供的电能和所述谐振腔储存的电能传输至所述负载。

第一时长可以为前述实施例中时间段t1中的时间段tb，第二时长可以为前述实施例中的时间段tc。或者第一时长为前述实施例中的时间段t2中的时间段te，第二时长可以为前述实施例中的时间段tf。

如图4或图5所示的转换电路的结构中，一种可能的实施方式中，所述控制器在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态。所述控制器在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的上桥臂开关Q1和所述第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态。

又一种可能的实施方式中，所述控制器在所述第一时长内，控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态。所述控制器在所述第二时长内，控制所述第一桥臂上的下桥臂开关Q2和所述第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

一种可能的设计中，转换电路可以包括第二副边电路。所述控制器控制所述第二副边电路将所述另一部分电能提供给与所述第二副边电路连接的低压电源。

一种可能的设计中，所述控制器控制所述第一副边电路为所述变压器提供所述电能的工作频率与所述谐振腔的谐振频率相同。

本申请实施例还提供一种提升转换电路正向工作增益的方法，可以应用于包括如前述实施例提供的转换电路结构的电路。如图4所示，转换电路可以包括原边电路、第一副边电路、变压器和控制器；所述原边电路包括谐振腔，所述谐振腔与所述变压器的原边连接，所述第一副边电路包括第二开关网络，所述第二开关网络的第一输入端P1与所述变压器的副边的第一端b1连接，所述开关网络的第二输入端P2与所述副边的第二端b2连接，所述原边电路与电源连接；所述电源用于为所述原边电路提供电能。如图21所示，方法包括如下步骤：

步骤S1401，控制器在第三时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，以使所述变压器处于短路状态时所述谐振腔储存所述电源输出的电能。

步骤S1402，所述控制器在第四时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端处P1的电平与所述第二输入端处P2的电平不同，以使所述变压器将所述电源输出的电能以及所述谐振腔储存的电能提供给所述副边电路。

第三时长可以为前述实施例中时间段t1中的时间段th，第四时长可以为前述实施例中的时间段ti。或者第三时长为前述实施例中的时间段t2中的时间段tk，第四时长可以为前述实施例中的时间段tm。

一种可能的实施方式中，所述控制器在所述第三时长内，控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；所述控制器在所述第四时长内，控制所述桥臂A上的上桥臂开关T1和所述桥臂B上的下桥臂开关T4处于导通状态。

又一种可能的实施方式中，所述控制器在所述第三时长内，控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；所述控制器在所述第四时长内，控制所述桥臂A上的下桥臂开关T2和所述桥臂B上的上桥臂开关T3处于导通状态。

本申请实施例还提供一种计算机可读存储介质，用于存储上述实施例提供的方法或算法。例如，随机存取存储器(random access memory，RAM)、闪存、只读存储器(readonly memory，ROM)、EPROM存储器、非易失性只读存储器(Electronic Programmable ROM，EPROM)、寄存器、硬盘、可移动磁盘或本领域中其它任意形式的存储媒介。

本申请实施例中所描述的方法或算法的步骤可以直接嵌入控制模块。控制模块可以包括RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动磁盘或本领域中其它任意形式的存储媒介，用于存储本申请实施例提供的方法或算法的步骤。示例性地，存储媒介可以与控制模块中的控制器连接，以使得控制器可以从存储媒介中读取信息，并可以向存储媒介存写信息。可选地，存储媒介还可以集成到控制器中。

这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。

尽管结合具体特征及其实施例对本申请进行了描述，显而易见的，在不脱离本申请的精神和范围的情况下，可对其进行各种修改和组合。相应地，本说明书和附图仅仅是所附权利要求所界定的本申请的示例性说明，且视为已覆盖本申请范围内的任意和所有修改、变化、组合或等同物。

显然，本领域的技术人员可以对本申请进行各种改动和变型而不脱离本申请的精神和范围。这样，倘若本申请的这些修改和变型属于本申请权利要求及其等同技术的范围之内，则本申请也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (15)

1.一种转换电路，其特征在于，包括原边电路、第一副边电路、变压器和控制器；所述变压器的副边与所述第一副边电路连接；所述原边电路包括谐振腔和第一开关网络，所述第一开关网络的输入侧通过所述谐振腔与所述变压器的原边连接；所述第一开关网络的输出侧与负载连接；所述第一开关网络的输入侧包括第一输入端M1和第二输入端M2；

所述第一副边电路，用于在所述控制器的控制下为所述变压器提供电能；

所述变压器，用于将所述电能提供给所述原边电路；

所述控制器，用于在第一时长内，控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，以使所述谐振腔储存所述变压器提供的电能；以及在第二时长内，控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，以使所述第一开关网络将所述变压器提供的电能和所述谐振腔储存的电能传输至所述负载。

2.如权利要求1所述的转换电路，其特征在于，所述第一开关网络包括并联的两个桥臂，每个所述桥臂包括串联的上桥臂开关和下桥臂开关，所述两个桥臂中第一桥臂上的上桥臂开关Q1与下桥臂开关Q2之间的连接点为所述第一输入端M1，第二桥臂上的上桥臂开关Q3与下桥臂开关Q4之间的连接点为所述第二输入端M2；

所述控制器在控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通时，具体用于控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；

所述控制器在控制所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同时，具体用于控制所述第一桥臂上的上桥臂开关Q1和所述第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态；或者控制所述第一桥臂上的下桥臂开关Q2和所述第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

3.如权利要求1或2所述的转换电路，其特征在于，还包括第二副边电路，所述第二副边电路的输入端与所述变压器的副边连接，所述第二副边电路的输出端与低压负载连接；

所述变压器，具体用于将所述电能中的一部分电能提供给所述原边电路，另一部分电能提供给所述第二副边电路；

所述第二副边电路，用于在所述控制器的控制下将所述另一部分电能提供给所述低压负载。

4.如权利要求1至3任一所述的转换电路，其特征在于，所述控制器还用于：

控制所述第一副边电路为所述变压器提供所述电能的工作频率与所述谐振腔的谐振频率相同。

5.如权利要求1所述的转换电路，其特征在于，所述谐振腔包括谐振电容Cr和谐振电感Lr；

所述谐振电容Cr与所述谐振电感Lr形成的支路连接在所述第一输入端M1与所述变压器的原边之间；或者

所述支路连接在所述第二输入端M2与所述变压器的原边之间；或者

所述谐振电容Cr连接在所述第一输入端M1与所述变压器的原边的第一端a1之间，所述谐振电感Lr连接在所述第二输入端M2与所述变压器的原边的第二端a2之间；或者

所述谐振电感Lr连接在所述第一输入端M1与所述变压器的原边的第一端a1之间，所述谐振电容Cr连接在所述第二输入端M2与所述变压器的原边的第二端a2之间。

6.一种转换电路，其特征在于，包括原边电路、副边电路、变压器和控制器；所述原边电路包括谐振腔，所述谐振腔与所述变压器的原边连接，所述副边电路包括第二开关网络，所述第二开关网络的第一输入端P1与所述变压器的副边的第一端b1连接，所述第二开关网络的第二输入端P2与所述变压器的副边的第二端b2连接，所述原边电路与电源连接，所述电源用于为所述原边电路提供电能；

所述控制器，用于在第一时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，以使所述变压器处于短路状态时所述谐振腔储存所述电源输出的电能；以及

在第二时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端P1处的电平与所述第二输入端P2处的电平不同，以使所述变压器将所述电源输出的电能以及所述谐振腔储存的电能提供给所述副边电路。

7.如权利要求6所述的转换电路，其特征在于，所述第二开关网络包括并联的两个桥臂，每个所述桥臂包括串联的上桥臂开关和下桥臂开关，所述两个桥臂中第一桥臂上的上桥臂开关T1与下桥臂开关T2之间的连接点与所述变压器的副边的第一端b1连接，第二桥臂上的上桥臂开关T3与下桥臂开关T4之间的连接点与所述副边的第二端b2连接；

所述控制器在控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通时，具体用于控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态；

所述控制器在控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端P1处的电平与所述第二输入端P2处的电平不同时，具体用于控制所述第一桥臂上的上桥臂开关T1和所述第二桥臂上的下桥臂开关T4处于导通状态；或者，控制所述第一桥臂上的下桥臂开关T2和所述第二桥臂上的上桥臂开关T3处于导通状态。

8.一种提升转换电路工作增益的方法，其特征在于，应用于如权利要求1-5中任一项所述的转换电路，包括：

控制器在第一时长内，控制所述第一开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，以使所述谐振腔储存所述变压器提供的电能；

所述控制器在第二时长内，控制所述第一开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且控制所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，以使所述第一开关网络将所述变压器提供的电能和所述谐振腔储存的电能传输至所述负载。

9.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述控制器控制所述开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间连通，包括：

控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者，

控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态。

10.如权利要求8所述的方法，其特征在于，所述控制器控制所述开关网络的所述第一输入端M1与所述第二输入端M2之间不连通，且所述第一输入端M1处的电平与所述第二输入端M2处的电平不同，包括：

控制所述第一桥臂上的上桥臂开关Q1和所述第二桥臂上的下桥臂开关Q4处于导通状态；或者

控制所述第一桥臂上的下桥臂开关Q2和所述第二桥臂上的上桥臂开关Q3处于导通状态。

11.如权利要求8-10任一所述的方法，其特征在于，所述方法还包括：

所述控制器控制所述第一副边电路为所述变压器提供所述电能的工作频率与所述谐振腔的谐振频率相同。

12.一种提升转换电路工作增益的方法，其特征在于，应用于如权利要求6或7所述的转换电路，包括：

控制器在第一时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，以使所述变压器处于短路状态时所述谐振腔储存所述电源输出的电能；

所述控制器在第二时长内，控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端处P1的电平与所述第二输入端处P2的电平不同，以使所述变压器将所述电源输出的电能以及所述谐振腔储存的电能提供给所述副边电路。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述控制器控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间连通，包括：

控制每个所述桥臂上的下桥臂开关处于导通状态；或者，

控制每个所述桥臂上的上桥臂开关处于导通状态。

14.如权利要求12所述的方法，其特征在于，所述控制器控制所述第一输入端P1与所述第二输入端P2之间不连通，且控制所述第一输入端处P1的电平与所述第二输入端处P2的电平不同，包括：

控制所述第一桥臂上的上桥臂开关T1和所述第二桥臂上的下桥臂开关T4处于导通状态；或者，

控制所述第一桥臂上的下桥臂开关T2和所述第二桥臂上的上桥臂开关T3处于导通状态。

15.一种计算机可读存储介质，其特征在于，存储有计算机程序指令，当所述计算机程序指令被控制器执行时，使得所述控制器执行如权利要求8-14任一项所述的方法。

Images