CN115481526B

CN115481526B - 双螺线管型ev-dwpt系统及其参数优化方法

Info

Publication number: CN115481526B
Application number: CN202210851041.6A
Authority: CN
Inventors: 吴晓锐; 孙跃; 李小飞; 肖静; 陈绍南; 左月; 周远钊; 莫宇鸿; 吴宁; 龚文兰; 韩帅; 陈卫东; 郭敏; 郭小璇; 唐春森
Original assignee: Chongqing University; Electric Power Research Institute of Guangxi Power Grid Co Ltd
Current assignee: Chongqing University; Electric Power Research Institute of Guangxi Power Grid Co Ltd
Priority date: 2022-07-20
Filing date: 2022-07-20
Publication date: 2023-06-20
Anticipated expiration: 2042-07-20
Also published as: CN115481526A; US20240100972A1; WO2024017289A1; US11975621B2

Abstract

本发明涉及EV‑DWPT(电动汽车动态无线电能传输)技术领域，具体公开了一种双螺线管型EV‑DWPT系统及其参数优化方法，该系统设有磁耦合机构，磁耦合机构包括发射结构和接收结构，发射结构包括多个沿着道路方向等距离排布的双螺线管型发射导轨，每个双螺线管型发射导轨包括垂直于路面的方形管状磁芯，以及分别螺线式绕制在方形管状磁芯的内壁和外壁上的内能量发射螺线管和外能量发射螺线管，内能量发射螺线管和外能量发射螺线管使用同一根利兹线绕制，但绕向相反。本发明提出一种双螺线管结构的磁耦合机构，并给出了具体的参数优化设计方法，完成了系统电能传输拓扑的分析和电气参数设计，较大程度地减少了系统导轨切换域的功率波动，提高了系统的抗偏移能力。

Description

双螺线管型EV-DWPT系统及其参数优化方法

技术领域

本发明涉及EV-DWPT(电动汽车动态无线电能传输)技术领域，尤其涉及一种双螺线管型EV-DWPT系统及其参数优化方法。

背景技术

电动汽车(Electrical Vehicle,EV)传统的电能补给方式采用有线充电模式，其充电过程需要在人的配合下完成，同时不可避免的系统线路老化、在雨天充电时存在短路风险等都大大降低了设备供电的安全性和可靠性。MC-WPT技术可以很好地解决上述问题，近年来得到了广泛的研究与应用。当MC-WPT技术应用于电动汽车领域时，主要可以分为静态无线电能传输和动态无线电能传输两种模式，静态无线电能传输(Electrical VehicleStationary Wireless Power Transfer,EV-SWPT)指电动汽车驻车于停车位或者专用停车站点时对其进行电能补给，电动汽车在整个充电过程中相对静止；而电动汽车动态无线电能传输(Electrical Vehicle Dynamic Wireless Power Transfer,EV-DWPT)是在电动汽车行驶过程中对其进行无线充电，在此模式下电动汽车无需携带大容量的储能电池，节省整车空间且可以降低汽车重量和汽车成本。

EV-DWPT系统的供电导轨有长导轨供电和分布式短导轨供电两种模式。长导轨模式系统通常由一套原边电能变换装置、长导轨、能量接收线圈以及副边电能变换装置构成，其结构和控制策略简单，工程建设成本较低。但是由于导轨长度一般达数十米，导轨的等效串联阻抗(Equal Series Resistance,ESR)很大，同时在没有车辆行驶的路段存在较大的漏磁情况，一方面造成系统耦合系数和传输效率的下降，另一方面会造成严重的电磁污染，给路上行人和动植物的健康带来危害。在实际工程应用中，EV-DWPT系统常采用分布式短导轨供电模式，不同于长导轨供电模式，系统原边由多套原边电能变换装置和多段分布式短导轨构成，每一段导轨的工作状态由一套单独的电能变换装置来控制，当车辆行驶到某一段导轨上方时，对应的一段或多短导轨开启工作，其它导轨处于休眠或者待机状态。分布式短导轨供电模式的耦合系数和系统传输效率高，电磁辐射小，但是工程建设成本较高，此外分布式短导轨的切换控制方法也相对更加复杂。更重要的是，分布式短导轨在导轨切换域存在严重的互感跌落，由此引发传输功率的跌落，不利于电动汽车在行驶过程中进行高效、可靠地电能补给，严重影响车载电池的使用寿命。

国内外相关学者和团队对分布式短导轨的电动汽车动态无线供电进行了大量研究，但仍然存在以下问题：一是额外的检测电路和控制电路增加了系统的复杂性；二是复杂的控制策略难以满足EV-DWPT系统在高速运动中的控制需求；三是多通道的EV-DWPT系统在横向偏移时会出现交叉耦合，导致系统失谐而不能正常工作。

发明内容

本发明提供一种双螺线管型EV-DWPT系统及其参数优化方法，解决的技术问题在于：如何设计一种结构简单、普适性强、能够有效地抑制系统输出功率波动的EV-DWPT系统。

为解决以上技术问题，本发明提供一种双螺线管型EV-DWPT系统，包括原边电能变换模块、磁耦合机构、副边电能变换模块，所述磁耦合机构包括发射结构和接收结构，所述发射结构包括多个沿着道路方向等距离排布的双螺线管型发射导轨，每个所述双螺线管型发射导轨包括垂直于路面的方形管状磁芯，以及分别螺线式绕制在所述方形管状磁芯的内壁和外壁上的内能量发射螺线管和外能量发射螺线管，所述内能量发射螺线管和所述外能量发射螺线管使用同一根利兹线绕制，但绕向相反；

所述接收结构包括层级设置的拾取线圈、接收端磁芯和金属屏蔽板，所述拾取线圈为方形环状结构。

优选的，所述方形管状磁芯包括隔断的里层方形管状磁芯、中层方形管状磁芯和外层方形管状磁芯，所述内能量发射螺线管缠绕在所述里层方形管状磁芯的内壁上，所述外能量发射螺线管缠绕在所述外层方形管状磁芯的外壁上；

所述接收端磁芯的中心位置设置有方形凸起，所述方形凸起与所述拾取线圈中心的方形空隙嵌合。

优选的，记所述外能量发射螺线管的匝数为n₁，所述拾取线圈的匝数为n₂，通过如下步骤确定n₁、n₂：

A1、给定设计的目标互感值M_min、传输距离h；

A2、结合所述外层方形管状磁芯和所述接收端磁芯的尺寸，确定n₁的最大值(n₁)_max、n₂的最大值(n₂)_max；

A3、令n₁＝n₂＝1，借助COMSOL有限元仿真软件计算所述磁耦合机构的互感M；

A4、判断M是否大于M_min，若是则记录当前的n₁、n₂值，若否则进入下一步；

A5、n₂加1，即n₂＝n₂+1；

A6、判断当前n₂是否大于(n₂)_max，若否则返回至所述步骤A4，若是则进入下一步；

A7、令n₂＝1，n₁加1，即n₁＝n₁+1；

A8、判断当前n₁是否大于(n₁)_max，若否则返回至所述步骤A4，若是则设计失败。

优选的，在确定了n₁、n₂后，通过如下步骤确定所述内能量发射螺线管的线圈尺寸：

B1、结合系统功率等级，给定发射导轨内线圈匝数和偏移时互感的最大跌落ΔM_max，给出一线圈尺寸初始值；

B2、对系统的抗偏移特性进行仿真；

B3、分析偏移时互感的跌落ΔM是否小于ΔM_max，若是则记录当前的线圈尺寸，若否则调整线圈尺寸并返回至步骤B2。

优选的，所述内能量发射螺线管、所述外能量发射螺线管发射线圈和所述拾取线圈均选用0.1mm*1000股、外径5mm规格的利兹线绕制；所述方形管状磁芯和所述接收端磁芯选用PC95材质的锰锌铁氧体作为磁芯材料。

优选的，所述原边电能变换模块包括顺序连接的直流电源，并联连接所述直流电源的多个高频逆变器，以及每个所述高频逆变器上并联连接的第一LCC原边谐振网络和第二LCC原边谐振网络，所述第一LCC原边谐振网络和所述第二LCC原边谐振网络分别连接相邻的两个所述双螺线管型发射导轨；

所述副边电能变换模块包括顺序连接的LCC副边谐振网络、整流滤波电路和负载电路。

优选的，所述第一LCC原边谐振网络、所述第二LCC原边谐振网络和所述LCC副边谐振网络中的谐振电感用串联的电感和电容等效替代。

优选的，第一LCC原边谐振网络中谐振电感的自感值L_f1等于所述第二LCC原边谐振网络中谐振电感的自感值L_f2等于L_f12。

本发明还提供一种双螺线管型EV-DWPT系统的参数优化方法，包括步骤：①根据系统需求，确定系统输入电压U_i、输出负载等效电阻R_L、输出电压U_o并设定系统工作频率f；

②以效率最优为目标，结合所述拾取线圈的线径和电流表达式I_s＝R_eq(M_p1s+M_p2s)U_i/ω²L_f12L_f3 ²和输出电流表达式I₃＝(M_p1s+M_p2s)U_i/jωL_f12L_f3表达式确定L_f3的大小，M_p1s+M_p2s为所述拾取线圈和相邻两个所述双螺线管型发射导轨的互感，ω＝2πf为系统的工作角频率，L_f3为所述LCC副边谐振网络中谐振电感的自感；

③结合所述双螺线管型发射导轨的线径和电流表达式I_p＝U_i/ωL_fi确定L_f1、L_f2的大小，i＝1,2；

④设定系统输出功率P_o，结合输出功率表达式

初步确定所述磁耦合机构的导轨中心区域和导轨切换域的互感M_p1s+M_p2s取值范围，R_s为所述拾取线圈的内阻；

⑤利用Comsol仿真软件对所述磁耦合机构进行优化设计，通过仿真得到M_p1s+M_p2s，相邻两个所述双螺线管型发射导轨之间的交叉互感M_p1p2；

⑥通过计算判断互感M_p1s+M_p2s大小是否满足系统输出功率需求，定性定量分析M_p1s+M_p2s的波动是否达标，满足条件则进入下一步骤，否则调整所述磁耦合机构的线圈匝数以及磁芯分布，重复步骤⑤；

⑦将相邻两个所述双螺线管型发射导轨的自感L_p1、L_p2以及两者的互感M_p1p2代入公式

计算分析对应的串联补偿电容C_p1、C_p2的敏感性，若敏感性满足系统设计需求则进入下一步骤，否则调整所述磁耦合机构的尺寸、绕线匝数以及磁芯分布，重复步骤⑤；

⑧记录所有系统参数，完成系统参数设计。

进一步地，在步骤④中，所述磁耦合机构的导轨中心区域为所述双螺线管型发射导轨的正上方，导轨切换域为相邻两个所述导轨中心区域之间的区域。

本发明提供的一种双螺线管型EV-DWPT系统及其参数优化方法，提出一种双螺线管结构的磁耦合机构，并给出了具体的参数优化设计方法，完成了电能传输拓扑的分析和电气参数设计，较大程度地减少了系统导轨切换域的功率波动，提高了系统的抗偏移能力。

附图说明

图1是本发明实施例提供的发射EV-DWPT系统示意图；

图2是本发明实施例提供的电压型全桥型逆变器拓扑图；

图3是本发明实施例提供的T型谐振补偿网络的电路拓扑图；

图4是本发明实施例提供的单发射EV-DWPT系统磁耦合机构互感模型图；

图5是本发明实施例提供的磁耦合机构解耦等效电路图；

图6是本发明实施例提供的分布式短导轨EV-DWPT系统整体结构图；

图7是本发明实施例提供的导轨切换时序逻辑图；

图8是本发明实施例提供的平面矩形磁耦合机构示意图；

图9是本发明实施例提供的双发射磁耦合机构线圈直角坐标系示意图；

图10是本发明实施例提供的系统互感波动趋势图；

图11是本发明实施例提供的双螺线管型磁耦合机构示意图；

图12是本发明实施例提供的平面矩形磁耦合机构结构图；

图13是本发明实施例提供的平面矩形磁耦合机构磁场分布云图；

图14是本发明实施例提供的双螺线管型耦合机构磁场分布云图；

图15是本发明实施例提供的两种耦合机构互感变化图；

图16是本发明实施例提供的y-z剖面自耦合区和互耦合区分布图；

图17是本发明实施例提供的y-z剖面等效磁路模型图；

图18是本发明实施例提供的磁芯结构的设计优化流程图；

图19是本发明实施例提供的磁芯优化后的磁耦合机构结构图；

图20是本发明实施例提供的两种磁芯结构的耦合系数对比图；

图21是本发明实施例提供的线圈优化设计流程图；

图22是本发明实施例提供的互感与线圈匝数关系图；

图23是本发明实施例提供的耦合系数与线圈匝数关系图；

图24是本发明实施例提供的不同宽度L下互感变化趋势图；

图25是本发明实施例提供的两种磁耦合机构的互感三维曲线图；

图26是本发明实施例提供的EV-DWPT系统的电路拓扑图；

图27是本发明实施例提供的图26的简化等效电路拓扑图；

图28是本发明实施例提供的双发射EV-DWPT系统谐振回路图；

图29是本发明实施例提供的能效特性与L_f3的关系曲线图；

图30是本发明实施例提供的C_p敏感度分析曲线图；

图31是本发明实施例提供的系统参数设计流程图。

具体实施方式

下面结合附图具体阐明本发明的实施方式，实施例的给出仅仅是为了说明目的，并不能理解为对本发明的限定，包括附图仅供参考和说明使用，不构成对本发明专利保护范围的限制，因为在不脱离本发明精神和范围基础上，可以对本发明进行许多改变。

EV-DWPT系统主要由AC/DC变换器、DC/DC变换器、高频逆变器、谐振补偿网络、磁耦合机构、整流滤波电路等组成，如图1所示。电网的工频交流电经过AC/DC变换器的整流滤波、DC/DC变换器的升压变换后送入高频逆变器，产生特定频率的高频逆变电压，作用于谐振补偿网络和发射导轨产生相同频率的高频交变磁场，能量拾取线圈置于高频交变磁场中产生高频感应电流，经过谐振补偿、整流滤波等一系列的电能变换环节转换成电动汽车充电所需的直流电压和电流，为电动汽车车载电池组充电，实现电能的无线传输。本发明设计采用直流电源作为高频逆变器的输入，省略了AC/DC变换器、DC/DC变换器部分，简化了系统模型。下文将对高频逆变器、谐振补偿网络以及磁耦合机构等几个关键环节进行说明。

基于磁耦合谐振方式的EV-DWPT系统具有系统功率密度大、能量传输距离远、整机效率高等优点。为了使得EV-DWPT系统处于谐振状态，提升系统的功率因数，一般采用串并联电容的方式来补偿耦合线圈的自感，补偿电容的值可由公式(0.1)确定。

ω²LC＝1 (0.1)

为了减小谐振元件体积，补偿电容的值应在保证系统谐振的前提下尽量小。从公式(0.1)中可以看出，系统工作频率越高，相同条件下达到谐振状态时补偿电容C的值越小，因此提升系统工作频率可以提高系统的能量传输等级和功率密度，由此可见，高频逆变电路对EV-DWPT系统来说至关重要。

高频逆变电路的电路拓扑具有多种形式，其中电压型全桥逆变电路克服了半桥式和推挽式逆变电路的缺点，具有结构简单、输出能力强、功率密度大、传输效率高、控制策略简单等优势，故综合EV-DWPT系统电路复杂度、输入输出电压等级和功率容量需求等方面考虑，本文设计的EV-DWPT系统采用电压型全桥逆变电路，如图2所示。电压型全桥高频逆变电路由一个并联的稳压电容和四个开关管组成，四个开关管的两两组合构成了逆变电路的桥式结构，其中S₁、S₃构成一组桥臂，S₂、S₄构成另一组桥臂，同一桥臂上的开关管交替互补导通，避免出现系统短路。开关管通常采用开关速度快、导通损耗小、功率等级高的MOSFET，通过驱动信号控制开关管的导通与关断频率，实现直流电向高频交流电的变换。

在EV-DWPT系统中，磁耦合机构的发射导轨与拾取线圈之间存在较大的空气间隙，系统处于松耦合状态且发射导轨呈感性，因此需要加入谐振补偿环节。谐振补偿网络是无线电能传输系统组成的重要一环，其特性对于系统的整体性能具有重要影响。系统中的谐振补偿网络一般由补偿电感和电容构成，主要有以下基本作用：①构成系统谐振回路，降低系统等效阻抗，产生高频变化的磁场；②补偿发射导轨的自感，减小系统的无功功率，提高系统的功率因数及功率传输的等级和效率；③滤除逆变电压中的高次谐波，有利于实现软开关，降低系统的电磁干扰。WPT系统最基本的谐振补偿拓扑有串联补偿(S)和并联补偿(P)两种类型，通过此两种补偿类型在发射导轨与拾取线圈两端的不同组合，可以得到四种基本补偿结构：串联-串联(SS)、并联-串联(PS)、串联-并联(SP)、并联-并联(PP)，四种谐振补偿网络的谐振条件及输出特性如表1所示。

表1四种基本补偿结构的谐振条件与输出特性

从表1中可以看出，在四种补偿拓扑中SS拓扑的补偿电容C_s只与ω和L_p有关，而PS、SP、PP拓扑的补偿电容C_s除了与ω和L_p有关外，还与M、L_s以及R_L有关。在EV-DWPT系统的应用中，位于车辆底部的能量拾取线圈与单个发射导轨会发生偏移(即相对位置发生变化)，所以互感M会随着车辆位置发生变化。SP、PP、PS拓扑谐振状态下的电容值会随M的变化而变化，这就使得EV-DWPT系统在车辆运行过程中会出现失谐状态，大大降低系统的能效特性，所以PS、SP、PP拓扑不适用于EV-DWPT系统。此外，SS拓扑的副边阻抗变化对原边电流影响显著，空载情况下会造成原边短路，损坏逆变器及其他器件，所以SS结构也不适用于EV-DWPT系统。

谐振补偿网络除以上四种基本补偿结构外，还有LCL、LCC等复合型补偿网络。LCC是LCL补偿网络的优化形式，通过增加一个补偿电容使得补偿网络的参数设计更加灵活，具有更加广泛的应用场景。LCC谐振补偿网络采用T型网络进行分析，其等效电路拓扑如图3所示。

T型网络的左右两条桥臂呈感性，阻抗为jX，与两条感性桥臂垂直的下桥臂呈容性，阻抗为-jX，左右桥臂与下桥臂均处于谐振状态。若负载的阻抗已知为Z_o，则T性网络的等效阻抗Z_i为：

当输入已知为U_i时，则流过电阻Z_o的电流I_o为：

从公式(0.3)可以看出，LCC谐振补偿拓扑用于原边谐振补偿时，发射导轨的电流只与输入电压U_i和补偿电感有关，与互感M无关，具有电流恒定的特性，不会受到副边拾取线圈的影响，保证了系统具有良好的稳定性，适用于导轨频繁切换控制的EV-DWPT系统。当LCC谐振补偿拓扑用于副边谐振补偿时，系统输出同样具有恒流特性，配合车载电池管理系统(Battery management system，BMS)即可实现输出功率的调整。故本文设计的EV-DWPT系统采用LCC-LCC谐振补偿拓扑。

电磁耦合机构是EV-DWPT系统的核心部件，其形状结构、绕线方式以及能效特性是本文研究设计的重点内容。单发射EV-DWPT系统的互感等效模型如图4所示，其中u₁为发射导轨的输入电压，i_p为发射导轨的线圈电流，u₂为能量拾取线圈的输出电压，i_s为拾取线圈的感应电流，L_p、L_s分别为发射导轨和能量拾取线圈的自感。

发射导轨在高频逆变电压的作用下产生高频交变的磁场，能量拾取线圈置于高频交变的磁场中将产生感应电动势u_s，同时在原边发射导轨中也会产生感生电动势u_p，电磁耦合机构的去耦等效电路如图5所示，其中发射导轨的自感和电阻值用L_p、R_p表示，能量接收线圈的自感和电阻值用L_s、R_s表示，等效负载用R_L表示。

原边发射导轨的感生电动势u_p为：

u_p＝jωMi_s (0.4)

能量拾取线的感应电动势u_s为：

u_s＝jωMi_p (0.5)

根据基尔霍夫定律，由磁耦合机构等效电路可列得以下方程组：

令能量拾取端的输入阻抗为Z_s，则：

则能量拾取端到原边发射导轨的等效反射阻抗Z_r为：

故EV-DWPT系统电磁耦合机构的传输功率P为：

由公式(0.9)可知，电磁耦合机构的传输功率与系统工作的角频率ω、互感M、原边发射导轨电流i_p、能量接收线圈内阻R_s、能量接收线圈自感L_s以及等效负载R_L有关。其中系统工作的角频率ω影响系统配谐，L_s、R_s由拾取线圈结构及绕线匝数等因素决定，i_p由线径决定不宜过大且增大时会增加系统损耗，等效负载R_L取决于车载电池的等效内阻，因此提升电磁耦合机构功率传输等级的最优方法是增大互感M。此外，在电动汽车行驶过程中系统角频率ω、线圈内阻R_s、线圈自感L_s以及等效负载R_L保持不变，发射导轨电流i_p从公式(0.3)可知具有恒流特性，因此EV-DWPT系统传输功率的稳定性取决于互感M是否稳定。

基于分布式短导轨的EV-DWPT系统采用多发射并联结构，为了降低系统建设成本，减少逆变器的数量，本文设计采用两组谐振补偿网络及导轨由同一逆变器驱动的模式，EV-DWPT系统的整体结构如图6所示。需要说明的是，受到电子开关器件最高工作频率的限制，导轨的切换速度一般只能达到μs级，且考虑到对车辆位置的检测以及对导轨切换控制需要一定响应时间，故发射导轨的长度应远大于拾取线圈的长度。

由前文分析可知，系统的输出功率与互感M密切相关。为了得到稳定的互感M，保证电动汽车在行驶过程中连续平稳地拾取电能，同时减小系统整体损耗、降低电磁辐射，必须根据拾取线圈位置对导轨状态进行分段分时投切控制，即保证在某一时刻位于电动汽车下方的一组或少数几组导轨处于开启状态，而剩下的导轨处于待机状态。具体的切换控制时序如图7所示：

本文将导轨正上方区域定义为导轨中心区域，将导轨之间的过渡区域定义为导轨切换域。导轨切换的工作方式按时间可以分为以下4个阶段：

阶段1：当前时刻电动汽车处于第n段导轨充电区域，编号为n的逆变器控制对应导轨开启工作，其余的导轨待机，拾取线圈由发射导轨n提供电能；

阶段2：电动汽车即将进入第(n+1)段导轨充电区域，编号为(n+1)的逆变器接收到车辆位置检测信号开启工作，此时拾取线圈仍处于发射导轨n所在区域，由发射导轨n提供电能；

阶段3：此时导轨(n+1)的磁场已完全建立，电动汽车行驶到导轨n和导轨(n+1)的切换区域，拾取线圈由发射导轨n和发射导轨(n+1)共同提供电能；

阶段4：电动汽车驶出导轨n，此时编号为n的逆变器接收到车辆驶出信号，对应导轨状态切换为待机，拾取线圈由发射导轨(n+1)提供电能。

以此类推，根据电动汽车的实时位置控制对应发射导轨的开启和关断，在车辆进入下一段发射导轨前建立磁场，最大限度维持互感M的稳定，保证电动汽车在行驶过程中连续平稳的拾取电能，并且降低电磁辐射对周围环境的影响，提高系统整体效率。

由上文分析可知，对发射导轨状态进行分段分时投切控制，可以保证拾取线圈位于导轨切换域时由靠近的多段发射导轨同时提供能量，在一定程度上提高了系统功率传输的稳定性。研究发现，当能量拾取线圈与发射导轨的相对位置发生变化时，矩形线圈相较圆形线圈结构互感更加稳定，系统传输功率也更加平稳，即矩形-矩形结构的磁耦合机构在输出稳定性方面更具优势，故EV-DWPT系统磁耦合机构的线圈通常采用平面矩形结构，如图8所示。

由于发射导轨的长度远大于能量拾取线圈，故在电动汽车行驶过程中拾取线圈最多与两个发射导轨产生耦合，因此本文以双发射磁耦合机构作为最小单元研究拾取线圈在导轨不同位置时的互感变化规律，建立双发射EV-DWPT系统磁耦合机构线圈的直角坐标系如图9所示。

假设发射导轨最外线圈长度为L，宽度为W，线圈匝数为N₁；拾取线圈最外线圈长度为l，宽度为w，线圈匝数为N₂，各线圈匝间距离均为d。以两发射导轨中间位置(即导轨切换域中心)为原点O建立空间直角坐标系，假设此时拾取线圈的中心坐标为O'，发射导轨1由外向内第i(i＝1,2,…,N₁)匝线圈的顶点分别为A_i、B_i、C_i、D_i，发射导轨2由外向内第i(i＝1,2,…,N₁)匝线圈的顶点分别为E_i、F_i、G_i、H_i，拾取线圈由外向内第j(j＝1,2,…,N₂)匝线圈的顶点分别为a_i、b_i、c_i、d_i，于是可以列出发射导轨1各个顶点的坐标为：

同理，发射导轨2各个顶点的坐标为：

假设拾取线圈中心位置的坐标为O'(x,y,z)，则a_i、b_i、c_i、d_i可表示为：

已知式(0.10)、(0.11)中各个顶点坐标，发射导轨1和发射导轨2的第i匝回路可分别表示为l_p1(i)、l_p2(i)：

已知式(0.12)中各个顶点坐标，拾取线圈的第j匝回路l_s(j)可表示为：

根据诺依曼互感计算公式，发射导轨1和发射导轨2第i匝回路l_p1(i)、l_p2(i)与拾取线圈的第j匝回路l_s(j)之间的互感为：

式中μ₀＝4π×10^-7N/A²为真空磁导率，μ_r为相对磁导率，R_ij为发射导轨的第i匝回路l_p1(i)、l_p2(i)与拾取线圈的第j匝回路l_s(j)的微元距离。发射导轨1和发射导轨2与拾取线圈的互感大小可分别表示为：

故双发射EV-DWPT系统磁耦合机构的总互感M可表示为：

M＝M₁+M₂ (0.20)

以发射导轨的长度为0.6m，宽度为0.25m，匝数为8匝，能量拾取线圈的长度为0.3m，宽度为0.3m，匝数为15匝，耦合距离0.1m为例，对平面矩形磁耦合机构的系统互感特性进行研究，主要考虑电动汽车行驶过程中能量拾取线圈与原边发射导轨之间互感变化规律。定义电动汽车行驶方向为x方向，横向偏移方向为y方向，两个能量发射导轨在同一刻通入同频同相且幅值大小相等的高频交流电，令能量拾取线圈沿x方向从一个发射导轨中心正对位置(x＝-0.325)移动到下一个的发射导轨中心正对位置(x＝0.325)，通过计算可以得到不同位置发射导轨1、2与能量拾取线圈之间的互感M₁、M₂以及两个发射导轨与能量拾取线圈之间的互感大小之和M，绘制互感M₁、M₂和M随能量拾取线圈沿x方向移动时的拟合的曲线如图10的(a)所示(其中线条起点最高的为M₁)。

由图10的(a)可知，当耦合距离固定不变时，能量拾取线圈从发射导轨1中心移动到发射导轨2中心的过程中，互感M₁逐渐减小，互感M₂逐渐增大，而互感M呈现先减小后增大的趋势，位于发射导轨中心上方时最大，在发射导轨切换域最小，以导轨切换域为轴中心对称分布，结果表明，系统在导轨切换域的互感存在明显跌落。此外，在电动汽车实际行驶过程中，由于环境和人为因素难免发生横向偏移，通过计算绘制拾取线圈在发射导轨中心上方发生横向偏移时互感M的拟合的曲线如图10的(b)所示。从图10的(b)中可以看出，随着拾取线圈的左右偏移，互感M逐渐减小，在发射导轨中心正对位置磁耦合机构的互感M最大。

由此可见，平面矩形磁耦合机构在能量拾取线圈和发射导轨的相对位置发生变化时互感会出现明显波动，尤其是在导轨切换域和发生大范围横向偏移时互感出现较大跌落。需要说明的是，为了增强互感大小通常会在磁耦合机构中加入铁氧体磁芯，加入磁芯后系统的互感变化规律与上述分析一致，在导轨切换区域和发生较大偏移的时候，均会出现严重的互感跌落。综上，EV-DWPT系统在动态运行过程中的互感波动导致了系统输出功率的波动。互感的大小取决于电磁耦合机构的几何形状、尺寸、匝数、耦合距离以及在磁芯作用下拾取线圈周围的磁场分布，为了维持系统动态运行过程中互感的稳定，提高EV-DWPT系统动态运行过程中输出功率的稳定性，本文提出了一种双螺线管结构的磁耦合机构，其示意图如图11所示。该磁耦合机构包括发射结构和接收结构，发射结构包括多个沿着道路方向等距离排布的双螺线管型发射导轨，每个双螺线管型发射导轨包括垂直于路面的方形管状磁芯，以及分别螺线式绕制在方形管状磁芯的内壁和外壁上的内能量发射螺线管(能量发射螺线管2)和外能量发射螺线管(能量发射螺线管1)，内能量发射螺线管和外能量发射螺线管使用同一根利兹线绕制，但绕向相反。接收结构包括层级设置的(能量)拾取线圈、接收端磁芯和金属屏蔽板(铝板)，拾取线圈为方形环状结构。

对于磁场耦合无线电能传输系统，在一定范围内工作频率越高，磁耦合机构的功率传输等级和效率也越高，但是同时由高频交变磁场产生趋肤效应和邻近效应带来的系统损耗也越大，严重时导线发热会导致其绝缘层熔化，引发打火、短路、火灾等危险。趋肤效应的程度大小用趋肤深度δ来表示，即：

其中，ρ表示导体的电阻率，常温下其大小为1.72×10^-8Ω·m；f表示流过线圈的电流频率，单位为Hz；μ_o是真空磁导率，值的大小为4π×10^-7H/m；μ_r相对磁导率，铜导线的相对磁导率为1。由公式(0.21)可知，随着频率的提高，趋肤深度δ越小，趋肤效应就越强，表2给出了不同频率下铜的趋肤深度值。

表2不同频率下铜的趋肤深度值表

无线电能传输系统通常工作在高频状态下，为了降低趋肤效应对系统的负面影响，磁耦合机构必须选用利兹线作为线圈材料。本文所设计的EV-DWPT系统采用85kHz的工作频率，结合市面上常见的利兹线规格，决定选用单股线径为0.1mm的利兹线作为线圈材料。除此之外，利兹线的额定电流值也是选型的重要参数，下表3给出了利兹线不同规格与其耐流值的对应关系。综合考虑利兹线的耐流能力，发射线圈和拾取线圈均选用0.1mm*1000股、外径5mm规格的利兹线绕制。

表3利兹线选型参考规格表

为了提高系统的耦合系数，减少耦合机构的漏磁，通常需要在磁耦合机构中加入磁芯。在无线电能传输系统中应用最多的是铁氧体磁芯，主要分为锰锌基和镍锌基两种材质，锰锌基铁氧体的磁导率和饱和磁通密度高，在频率小于1MHz时的磁芯损耗低，相比镍锌基铁氧体更适用于无线电能传输系统。应用于大功率场合的锰锌基铁氧体磁芯主要有PE22、PC40、PC95等型号，表4列出了三种型号磁芯的材质特性，综合考虑磁芯损耗、磁导率和饱和磁通密度等参数，本次设计选用PC95材质的锰锌铁氧体作为磁芯材料。

表4三种型号磁芯的材质特性

在EV-DWPT系统中，磁耦合机构常采用平面矩形结构，如图12所示。该结构具有耦合系数高、传输距离远等优点，但由上一章的分析可知，拾取线圈在导轨切换域和发生横向偏移时传输功率会出现明显跌落。

为了实现电动汽车在导轨切换域输出功率的稳定，提高系统的抗偏移能力，本文将对磁耦合机构的结构进行优化设计。由于EV-DWPT系统的能量拾取线圈通常安装在汽车底部，其尺寸、重量受到严格限制，尤其是能量拾取线圈的厚度应尽可能薄，故能量拾取线圈仍采用平面矩形结构，本文研究的重点为发射端导轨结构。

本文提出的双螺线管型发射端导轨结构如图13所示。该结构不同于平面矩形发射导轨的线圈结构，类似于螺线管绕线方式，线圈采用盘旋向上的方式绕在磁芯上，内外线圈由一根利兹线绕制，但内外线圈的绕向相反。双螺线管型发射导轨改变了平面矩形发射导轨的磁场分布，使得拾取线圈在导轨切换域和发生大范围横向偏移时耦合机构的传输功率均具有良好的稳定性。利用COMSOL有限元仿真软件，搭建双发射平面矩形耦合机构和双螺线管型耦合机构的仿真模型对其互感波动趋势进行分析，仿真的耦合机构参数如表5所示。

表5两种导轨结构仿真参数表

图13和图14分别为两种耦合机构的磁场分布云图，通过对比不难看出，在电动汽车行进方向即x方向上，平面矩形耦合机构的磁场强度在导轨切换域存在明显减弱，从而导致互感跌落，而双螺线管型耦合机构在x方向上磁场强度分布均匀，没有明显的互感跌落区域；在横向偏移方向即y方向上，平面矩形耦合机构的磁场强度在发射导轨中心区域强，两边的磁场强度逐渐减弱，而双螺线管型耦合机构在发射导轨中心区域磁场强度较弱，两边的磁场强度较强，当电动汽车发生横向偏移时双螺线管型耦合机构的互感跌落较慢，抗偏移性能更好。绘制平面矩形耦合机构和双螺线管型耦合机构在x方向和y方向的互感变化如图15所示。

对比图15中两种耦合机构在不同方向的互感变化可以发现，平面矩形耦合机构在发射导轨正对位置的互感略大于双螺线管型耦合机构，但在导轨切换域和发生横向偏移时双螺线管型耦合机构的互感稳定性明显更优，验证了本文提出的耦合机构在抗功率跌落方面具有更好的性能，下面将从磁芯结构和线圈匝数方面继续对耦合机构进行优化设计。

无线电能传输系统的发射导轨和能量拾取线圈之间存在较大的空气间隙，磁耦合机构处于松耦合状态，因此系统的磁力线不仅要经过磁芯内部，还必须经过空气间隙。磁芯的磁导率远远大于空气间隙，通过建立磁耦合机构的等效磁路模型定性分析磁耦合机构周围的磁场分布，可以有效地减小磁通路径的磁阻，对磁芯的优化设计起到指导作用。当拾取线圈位于发射导轨中心区域时，建立耦合机构y-z平面的剖面图如图16所示。

忽略铁氧体磁芯的磁阻，依据发射线圈是否与拾取线圈产生耦合，可以将磁力线划分为自耦合和互耦合两部分，由于双螺线管型磁耦合机构沿x、y方向中心面均呈对称分布，其磁场也沿中心轴对称分布，故可近似以截面磁场分布来分析系统磁场特性，双螺线管型磁耦合机构的二维截面磁场分布及自耦合和互耦合区如图16所示。假设自耦合区1和自耦合区2的磁阻分别为R_s1和R_s2，互耦合区1和互耦合区2的磁阻分别为R_m1和R_m2，系统磁动势为F，建立等效磁路模型如图17所示。

分析y-z截面的等效磁路模型，用

表示截面一侧总磁通，/>

分别表示截面一侧自耦合和互耦合磁通，则各个磁通之间的关系为：

耦合系数K的磁路表达式可表示为：

化简，得：

由公式(0.24)可知，互耦合区的磁阻R_m1、R_m2越小，自耦合区的磁阻R_s1、R_s2越大，系统耦合系数K越大。故可以通过改变磁芯的形状结构和位置排布，减小互耦合区的磁阻，增大自耦合区的磁阻，进而提高系统的耦合系数，磁芯结构的设计流程如图18所示。

根据磁芯的设计优化流程，增加互耦合磁路上的磁芯，得到优化后的能量拾取机构磁芯结构如图19的(a)所示，所设计的磁芯凸起部分根据图16中磁力线走向而设计，通过增加互耦合磁路上的磁芯减小互耦合区磁阻，在一定程度上提高了耦合系数。此外，在一定范围内磁耦合机构中的磁芯数量越多，系统的耦合能力就越强。然而系统的重量、成本等与磁芯数量成正比，在保证系统功率传输能力的前提下应尽量减少磁芯用量，因此减少发射导轨的磁芯用量，如图19的(b)所示。

可以看出，方形管状磁芯包括隔断的里层方形管状磁芯、中层方形管状磁芯和外层方形管状磁芯，内能量发射螺线管缠绕在里层方形管状磁芯的内壁上，外能量发射螺线管缠绕在外层方形管状磁芯的外壁上；

接收端磁芯的中心位置设置有方形凸起，方形凸起与拾取线圈中心的方形空隙嵌合。

为了验证上述结论，下面通过COMSOL仿真分析，对比优化前后系统在不同位置的耦合系数大小及变化情况，磁芯优化前后的耦合系数如图20所示，仿真参数同表5。

由图20可以看出，磁芯优化后耦合系数明显提升，在不同偏移距离下的耦合系数均大于优化前的磁芯结构。本文对双螺线管型耦合机构的磁场分布进行了分析，通过建立等效磁路模型推导出耦合系数的磁路表达式，并据此对磁芯结构进行了优化设计，有效地提升了系统的耦合系数，进而提高了系统充电效率。

在实际工程应用中，电磁耦合机构的尺寸会受到实际应用场景的严格限制，因此确定磁芯结构和线圈绕线形状之后，需重点考虑线圈匝数。针对所提出的双螺线管型耦合机构，本文提出了一种线圈优化设计方法，首先在给定目标互感大小的基础上，结合磁芯的尺寸对线圈匝数进行最优设计，以获得足够大的互感M；其次再对发射导轨内线圈尺寸进行设计，进一步提高在导轨切换域和偏移情况下互感M的稳定性，具体的优化设计流程如图21所示。包括步骤：

A1、给定设计的目标互感值M_min、传输距离h；

A2、结合外层方形管状磁芯和接收端磁芯的尺寸，确定n₁的最大值(n₁)_max、n₂的最大值(n₂)_max；

A3、令n₁＝n₂＝1，借助COMSOL有限元仿真软件计算磁耦合机构的互感M；

A5、n₂加1，即n₂＝n₂+1；

A6、判断当前n₂是否大于(n₂)_max，若否则返回至步骤A4，若是则进入下一步；

A7、令n₂＝1，n₁加1，即n₁＝n₁+1；

A8、判断当前n₁是否大于(n₁)_max，若否则返回至步骤A4，若是则设计失败。

在确定了n₁、n₂后，通过如下步骤确定内能量发射螺线管的线圈尺寸：

B2、对系统的抗偏移特性进行仿真；

根据诺依曼互感计算公式可知，线圈的互感与匝数成正比。经过仿真分析发现，双螺线管型磁耦合机构的互感主要取决于发射导轨的外线圈匝数和拾取线圈匝数，内线圈的匝数对互感影响不大。发射导轨内线圈的主要作用是改变磁力线的走向和分布，因此内线圈对系统的抗偏移性能具有重要影响。故在设计线圈匝数时重点考虑发射导轨的外线圈匝数和拾取线圈匝数，当发射导轨内线圈匝数为0，拾取线圈匝数不同时系统的互感M随发射导轨外线圈匝数变化情况如图22所示。分析图22可知，当拾取线圈的匝数一定时，耦合机构的互感与发射导轨外线圈匝数成正比；拾取线圈匝数越多，耦合机构的互感也越大。但是随着匝数的增加，磁耦合机构的重量和成本也会增加，系统损耗随之增大，所以应在保证互感大小的前提下尽量减少用线量。按照图11所示的设计流程，以10μH为目标互感值，发射导轨外线圈和拾取线圈的最优匝数分别为8匝和15匝。

图23绘制了耦合系数K随发射导轨外线圈匝数和拾取线圈匝数的变化情况，随着发射导轨外线圈匝数的增加，系统的耦合系数先减小后趋于平稳，当发射导轨外线圈大于5匝后，耦合系数基本保持不变。虽然在发射导轨外线圈匝数较少时系统的耦合系数较大，但是此时的互感M太小不能满足系统的功率传输需求。对比拾取线圈匝数不同时的耦合系数可以发现，拾取线圈的匝数对系统的耦合系数几乎没有影响。

为了提高系统的抗偏移性能，在发射导轨外线圈为8匝，拾取线圈为15匝的基础上对发射导轨内线圈尺寸进行仿真设计。内线圈的最优尺寸并不是唯一，但当内线圈的长度确定后，其宽度具有最优设计值。结合磁芯尺寸，本文在内线圈的长度为400mm的前提下对其宽度L进行仿真优化，绘制发射导轨1和发射导轨2与拾取线圈互感M_p1s、M_p2s以及总等效互感M的变化曲线如图24所示。

图24的(a)中显示了在不同宽度L下互感M_p1s、M_p2s随拾取线圈沿x方向移动的变化趋势，发射导轨内线圈宽度对互感的影响主要集中在导轨中心位置，内线圈宽度L越大，系统的互感M越小。当越过导轨切换域的中心位置后，拾取线圈与前一个发射导轨的互感几乎不再受内线圈宽度的影响。图24的(b)表明了总等效互感M的波动特性与内线圈宽度L变化关系，当L＝50mm时，M的波动性最小，故发射导轨内线圈的尺寸设计为400mm*50mm。综上，本文设计的双螺线管型耦合机构的具体参数如表6所示。

表6双螺线管型耦合机构的设计参数表

绘制不同偏移情况下平面矩形磁耦合机构和双螺线管型磁耦合机构的互感三维曲线如图25所示。

从图25中可以看出，本文设计的双螺线管型磁耦合机构大大改善了平面矩形磁耦合机构在导轨切换域的互感跌落问题，同时也在一定程度上提高了系统的抗偏移能力。

本文设计采用单逆变器驱动两组LCC-LCC谐振补偿网络及导轨的工作模式，系统拓扑及耦合关系如图26所示。

图26中U_dc是系统的直流输入电压，S₁-S₄构成全桥逆变电路，U_i表示逆变输出电压，I₁、I₂分别表示逆变输出电流。为了增强系统的滤波特性，降低高次谐波对系统工作的影响，分别用L₁与C₁串联等效替代原边谐振补偿电感L_f1，L₂与C₂串联等效替代原边谐振补偿电感L_f2，L₃与C₃串联等效替代副边谐振补偿电感L_f3，C_f1、C_f2、C_p1、C_p2是原边补偿电容。L_p1、L_p2分别代表发射导轨1和发射导轨2，L_s代表能量拾取线圈，I_p1、I_p2和I_s分别是发射导轨1、发射导轨2和能量拾取线圈的电流，C_f3、C_s是副边补偿电容，I₃是系统输出电流，D₁-D₄构成全桥整流电路，C_o是滤波电容，U_o代表负载电压，I_o代表负载电流，R_L是负载等效电阻，系统工作角频率为ω。需要说明的是，发射导轨1和发射导轨2由内外线圈反向串联而成，使用同一根利兹线绕制，故建模时不考虑发射导轨内外线圈之间的交叉互感M_A1A2、M_B1B2，内外线圈L_A1、L_A2和L_B1、L_B2可以分别等效为L_p1、L_p2，则发射导轨1、发射导轨2与拾取线圈的互感分别是M_p1s、M_p2s，发射导轨之间的交叉互感为M_p1p2，得到图26的系统解耦等效电路如图27所示。

其中，L_p1'、L_p2'、L_s'、R_eq分别可表示为：

根据基尔霍夫电压定律，列出系统六个回路的电压方程，如下所示：

化简，即：

为了降低系统等效阻抗，减小系统的无功功率，提高系统的功率传输等级和效率，EV-DWPT系统必须工作在谐振状态。由所建立的系统等效电路拓扑可以得到以下6个谐振回路，如图28所示。

以上建模分析考虑了发射导轨之间的耦合，因此在系统的谐振回路中增加了发射导轨1和发射导轨2之间的互感为M_p1p2。发射导轨1和发射导轨2在系统结构和参数上完全一致，故可令L_f12＝L_f1＝L_f2、C_f12＝C_f1＝C_f2、L_p12'＝L_p1'＝L_p2'，在系统完全谐振时，应满足如下条件：

1＝ω²L_f12C_f12＝ω²(L′_p12-M_p1p2)C_f12＝ω²L′_sC_f3＝ω²L_f3C_f3 (0.28)

将公式(0.28)带入到公式(0.27)中，求解得到：

当系统参数确定后，发射线圈电流和输出电流只取决于输入电压，当EV-DWPT系统运行时，互感M_p1s、M_p2s等系统参数会实时动态变化，原边发射导轨和负载电流具有恒流特性保证了在系统始终具有良好的稳定性。但是由于发射导轨之间存在交叉耦合，故需要对系统的谐振状态进行分析，令逆变器的总输出电流为

可以表示为：

若Z_in代表整个系统的输入阻抗，则Z_in可表示为：

假设逆变器输出电压与电流相位角的差值为α，则α反映了系统的谐振状态。当α的值大于零时，系统呈感性；当α的值小于零时，系统呈容性。此外，α的绝对值代表系统偏离谐振点的程度。α的正切可表示为：

由公式(0.32)可知，α的正切值大于零，即α的值大于零。说明在合理的参数配置下，系统不会完全工作在理论谐振点，而是呈现弱感性，这保证了系统的正常工作，又使得系统具有ZVS软开关工作特性。

在忽略内阻的前提下，假设系统的输出功率为P_o，结合公式(0.29)可以求得：

在输出功率表达式中，ω、L_f12、L_f3只与系统参数设计有关，在电动汽车运动过程中不发生变化，负载等效电阻R_eq由车载电池决定，因此当输入电压U_i恒定不变时，EV-DWPT系统输出功率只与耦合机构的互感有关。在实际应用中，发射线圈和接收线圈的内阻往往较大而不可忽略，由公式(0.29)可知原边线圈电流不受耦合机构线圈阻抗的影响，令拾取线圈的内阻为R_s，则考虑损耗时系统的输出功率可表示为：

由公式(0.34)可知，在ω、L_f12、L_f3、R_eq、U_i等参数恒定的情况下，系统输出功率的大小不仅与耦合机构的互感有关，还受到拾取线圈内阻的影响，拾取线圈内阻越大，输出功率越小。用η表示系统效率，R_p表示发射线圈的内阻，则：

绘制系统的能效特性与补偿电感L_f3的关系曲线如图29所示。

分析图29可知，随着L_f3的增大，输出功率等级和效率均呈现先增大后减小的趋势，当L_f3的值为4μH时系统输出功率最大，当L_f3的值为15μH时系统效率最高。由公式(0.29)计算可知，当L_f3的值选为4μH时拾取线圈电流为115.3A将远超过所选利兹线的耐流值，且此时的系统效率很低，故本文设计以效率最优对系统参数进行设计，经验证当L_f3的值选为15μH时，拾取线圈电流为30.1A，满足利兹线的额定电流要求。当L_f3的值选为15μH时，代入系统测量参数计算可以得到此时的系统传输功率和效率分别为3.4kW和89％。

由于双发射EV-DWPT系统的发射导轨之间存在交叉耦合，故在设计系统的谐振电容时需要考虑发射导轨1和发射导轨2之间的互感为M_p1p2。互感M_p1p2的引入改变了串联补偿电容C_p1、C_p2的大小，根据公式(0.25)和(0.28)可以求得：

在理想状态下，电动汽车动态运行过程中互感M_p1p2基本不变，配谐时引入M_p1p2后不影响EV-DWPT系统的正常运行。在实际工程中，由于电容存在生产误差，易受环境温度、磁场等因素的影响，串联补偿电容C_p1、C_p2在工作状态下的实测值与标准值存在偏差，严重时造成系统失谐大大降低功率传输等级和效率，因此对串联补偿电容C_p1、C_p2的敏感性进行分析具有重要意义。下面将从互感M_p1p2对串联补偿电容C_p1、C_p2的影响展开分析，定义C_p1、C_p2电容值在谐振状态下的变化率为敏感度，用S₁₂表示C_p1、C_p2偏移谐振状态的程度，ΔC_p12表示C_p1、C_p2的变化量，C_p12表示谐振状态下C_p1、C_p2的电容值，则：

在公式(0.37)中，斜率1/C_p12即代表串联补偿电容C_p1、C_p2的敏感度，绘制互感M_p1p2不同时串联补偿电容C_p1、C_p2的敏感度分析曲线如图30所示：

图30给出了M_p1p2以3μH为梯度从0μH到15μH对应的C_p12偏移谐振状态标准值的程度。随着M_p1p2的增大，C_p12容值变化率逐渐减小，即C_p12敏感度越来越小。结合公式(0.32)分析可知，M_p1p2越大完全谐振时系统感性越强，故M_p1p2不能太大使得系统偏离谐振状态。

结合上文的分析，双发射并联EV-DWPT系统参数设计流程如图31所示。

根据公式(0.29)、(0.34)可知，补偿电感L_f12的值越小，系统输出功率P_o越大，但系统各个节点的电流也越大。在实际工程应用中，考虑到逆变器、电感、电容、线圈等功率器件耐流值有限，L_f12、L_f3的大小必须处于合理范围内。在保证系统安全的前提下，以系统效率最优为目标，得到系统参数设计流程如下：

①根据系统需求，确定系统输入电压U_i、输出负载等效电阻R_L、输出电压U_o并设定系统工作频率f；

②以效率最优为目标，结合拾取线圈线径和拾取线圈电流表达式I_s＝R_eq(M_p1s+M_p2s)U_i/ω²L_f12L_f3 ²和输出电流表达式I₃＝(M_p1s+M_p2s)U_i/jωL_f12L_f3表达式确定L_f3的大小；

③结合发射导轨线径和发射导轨电流表达式I_p＝U_i/ωL_f确定L_f1、L_f2的大小；

④设定系统输出功率P_o，结合输出功率表达式初步确定磁耦合机构导轨中心区域和导轨切换域的互感M_p1s+M_p2s取值范围；

⑤利用Comsol仿真软件对磁耦合机构进行优化设计，通过仿真得到拾取线圈和发射导轨的互感M_p1s+M_p2s，发射导轨之间的交叉互感M_p1p2；

⑥通过计算判断互感M_p1s+M_p2s大小是否满足系统输出功率需求，定性定量分析M_p1s+M_p2s的波动是否达标，满足条件则进入下一步骤，否则调整耦合机构的线圈匝数以及磁芯分布，重复步骤⑤；

⑦将发射导轨自感L_p、互感M_p1p2代入公式(0.36)计算分析补偿电容敏感性，若敏感性满足系统设计需求则进入下一步骤，否则调整耦合机构尺寸、绕线匝数以及磁芯分布，重复步骤⑤；

⑧记录所有系统参数，完成系统参数设计。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims

1.双螺线管型EV-DWPT系统，包括原边电能变换模块、磁耦合机构、副边电能变换模块，所述磁耦合机构包括发射结构和接收结构，其特征在于：

所述发射结构包括多个沿着道路方向等距离排布的双螺线管型发射导轨，每个所述双螺线管型发射导轨包括垂直于路面的方形管状磁芯，以及分别螺线式绕制在所述方形管状磁芯的内壁和外壁上的内能量发射螺线管和外能量发射螺线管，所述内能量发射螺线管和所述外能量发射螺线管使用同一根利兹线绕制，但绕向相反；

所述接收结构包括层级设置的拾取线圈、接收端磁芯和金属屏蔽板，所述拾取线圈为方形环状结构；

所述方形管状磁芯包括隔断的里层方形管状磁芯、中层方形管状磁芯和外层方形管状磁芯，所述内能量发射螺线管缠绕在所述里层方形管状磁芯的内壁上，所述外能量发射螺线管缠绕在所述外层方形管状磁芯的外壁上；

所述接收端磁芯的中心位置设置有方形凸起，所述方形凸起与所述拾取线圈中心的方形空隙嵌合；记所述外能量发射螺线管的匝数为n₁，所述拾取线圈的匝数为n₂，通过如下步骤确定n₁、n₂：

A1、给定设计的目标互感值M_min、传输距离h；

A5、n₂加1，即n₂＝n₂+1；

A7、令n₂＝1，n₁加1，即n₁＝n₁+1；

2.根据权利要求1所述的双螺线管型EV-DWPT系统，其特征在于，在确定了n₁、n₂后，通过如下步骤确定所述内能量发射螺线管的线圈尺寸：

B2、对系统的抗偏移特性进行仿真；

3.根据权利要求1所述的双螺线管型EV-DWPT系统，其特征在于：所述内能量发射螺线管、所述外能量发射螺线管发射线圈和所述拾取线圈均选用0.1mm*1000股、外径5mm规格的利兹线绕制；所述方形管状磁芯和所述接收端磁芯选用PC95材质的锰锌铁氧体作为磁芯材料。

4.根据权利要求1～3任一项所述的双螺线管型EV-DWPT系统，其特征在于：

所述原边电能变换模块包括顺序连接的直流电源，并联连接所述直流电源的多个高频逆变器，以及每个所述高频逆变器上并联连接的第一LCC原边谐振网络和第二LCC原边谐振网络，所述第一LCC原边谐振网络和所述第二LCC原边谐振网络分别连接相邻的两个所述双螺线管型发射导轨；

5.根据权利要求4所述的双螺线管型EV-DWPT系统，其特征在于，所述第一LCC原边谐振网络、所述第二LCC原边谐振网络和所述LCC副边谐振网络中的谐振电感用串联的电感和电容等效替代。

6.根据权利要求4所述的双螺线管型EV-DWPT系统，其特征在于，第一LCC原边谐振网络中谐振电感的自感值L_f1等于所述第二LCC原边谐振网络中谐振电感的自感值L_f2等于L_f12。

7.权利要求6所述双螺线管型EV-DWPT系统的参数优化方法，其特征在于，包括步骤：

④设定系统输出功率P_o，结合输出功率表达式

⑧记录所有系统参数，完成系统参数设计。

8.根据权利要求7所述的双螺线管型EV-DWPT系统的参数优化方法，其特征在于：在步骤④中，所述磁耦合机构的导轨中心区域为所述双螺线管型发射导轨的正上方，导轨切换域为相邻两个所述导轨中心区域之间的区域。