CN115474311A - 一种led驱动电源及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种LED驱动电源及其控制方法，属于LED驱动电源领域；本发明的驱动电路包括依次连接的PFC变换器、功率解耦变换器和半桥LLC变换器；控制单元包括PFC变换器控制模块和功率解耦变换器控制模块，所述PFC变换器控制模块根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管，所述功率解耦变换器控制模块根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管。本发明减少了导通器件的数量，提高了系统效率，在不影响功率因数校正效果的前提下实现无电解电容，提高整机的使用寿命。

Description

一种LED驱动电源及其控制方法
技术领域
本发明涉及LED驱动电源领域，尤其涉及一种LED驱动电源及其控制方法。
背景技术
近年来，LED技术发展迅速，它因其节能，长寿命和光效高等优点深受大众喜爱，成为新一代照明光源。传统LED驱动电源中，通常通过大电解电容，来平衡输入端和PFC输出端的功率，但是电解电容的使用寿命大约为5000h，并且随着温度的升高使得其使用寿命降低，而LED的使用寿命为8-10万小时，两者的使用寿命严重不匹配，并且电解电容的体积较大，增加了系统的体积，因此，研究一种与LED使用寿命相匹配的，无电解电容LED驱动电源至关重要。
在大功率LED的应用场合，通常采用两级式的驱动电路，前级通常采用Boost PFC变换器，通过控制该变换器，使得输入电流跟随输入电压的变化而变化，实现功率因数校正，功率因数近似为1，驱动电路简单，效率高。但为了维持稳定的输出电压，其输出端通常并联大电解电容，电解电容的使用不仅增大了系统的体积还会限制系统的使用寿命，降低系统可靠性。后级DC/DC变换器通常采用半桥LLC谐振变换器，LLC谐振变换器是一种通过控制开关频率来实现输出电压恒定的谐振电路。它的优点是可以实现原边开关管的零电压开通(ZVS)和副边整流二极管的零电流关断(ZCS)、可以实现高效率的DC-DC变换、电路拓扑结构简单、二次侧整流二极管体电压应力可最小化约等于两倍输出电压，元件的选择性高、两谐振电感可结合在一个变压器磁芯上，变压器漏感以及励磁电感可当成谐振元件，谐振元件体积可大幅度缩小。
发明内容
有鉴于现有技术的上述缺陷，本发明所要解决的技术问题是提供一种LED驱动电源及其控制方法，减少了导通器件的数量，提高了系统效率，在不影响功率因数校正效果的前提下实现无电解电容，提高整机的使用寿命。
为实现上述目的，本发明提供了一种LED驱动电源，包括：
驱动电路，包括依次连接的PFC变换器、功率解耦变换器和半桥LLC变换器；
采样单元，包括电流采样电路和电压采样电路，用以采集无桥PFC的输出电压和流过输入电流检测电阻Rs的电流；
控制单元，包括PFC变换器控制模块和功率解耦变换器控制模块，所述PFC变换器控制模块根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管，所述功率解耦变换器控制模块根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管。
进一步的，所述PFC变换器为双二极管式无桥PFC变换器。
进一步的，所述功率解耦变换器为升压型双向Buck/boost功率解耦变换器。
进一步的，所述PFC变换器控制模块包括：电流放大器、电压误差放大器、带复位的积分器、比较器和PWM控制器。
本发明第二方面提供了一种LED驱动电源的控制方法，包括：
S1、获取无桥PFC的输入电流iin和无桥PFC的输出电压；
S2、设定PWM控制器的时钟频率，当PWM控制器时钟到来时，此时PWM为高电平，驱动开关管S1和S2导通；
S3、根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管S1和S2关断；
步骤S3具体包括：
S31、将所述无桥PFC的输入电流iin输入电流放大器中放大后与无桥PFC变换器的输入电流检测电阻Rs相乘，即得到Rsiin；
S32、根据采样无桥PFC的输出电压和基准参考电压Uref得到电压误差Um；
S33、所述电压误差Um分为两路，一路电压误差Um与Rsiin作差后输入比较器中；
另一路电压误差Um通过积分器进行积分得到
Figure BDA0003788076850000021
并将积分结果输入比较器中；
S34、建立下列比较方程，并判断比较方程两边是否相当，当比较方程两边相等时，比较器的输出值翻转，控制开关管S1和S2关断，然后积分器复位；当比较方程两边不相等时，执行步骤S2；
Figure BDA0003788076850000022
S4、根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管；
本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：
1、本发明的驱动电路中采用无桥PFC电路使得输入电流跟随输入电压、两者同相位且呈正弦波，有效抑制了输入电流的畸变，降低了谐波污染，并且通过无桥PFC电路代替传统驱动电路中的整流桥电路，减少了导通器件的数量和开关管的开关损耗，在工作过程中，提高了系统的系统效率。
2、本发明采用的升压型双向Buck/Boost功率解耦变换器吸收二倍频纹波功率，大大减小滤波电容容值，在不影响功率因数校正效果的前提下实现无电解电容，提高整机的使用寿命，并且使用薄膜电容代替电解电容，实现无电解电容化。
3、本发明通过LLC谐振变换器处理来自无桥PFC变换器的输入电压，为LED负载提供一个稳定的直流电，实现高效率的LED灯驱动。
4、本发明功率因数高，输入电流畸变小，能够有效的抑制无桥PFC电路输出电压的低频纹波，减小无桥PFC电路输出端的电容值。
以下将结合附图对本发明的构思、具体结构及产生的技术效果作进一步说明，以充分地了解本发明的目的、特征和效果。
附图说明
图1是本发明一具体实施例的LED驱动电源的电路结构示意图；
图2是本发明一具体实施例的无桥PFC变换器的控制原理框图；
图3是本发明一具体实施例的功率解耦电路的控制原理框图。
图4是本发明一具体实施例的未加功率解耦电路时，不同滤波电容的输出电压脉动波形，图4a为输出滤波电容为220uF时的PFC输出电压脉动波形，图4b为40uF时的PFC输出电压脉动波形。
图5是本发明一具体实施例的加入了功率解耦电路时，不同输出滤波电容时的PFC输出电压脉动波形，图5a为输出滤波电容为220uF时的PFC输出电压脉动波形，图5b为40uF时的PFC输出电压脉动波形。
图6是本发明一具体实施例的半桥LLC谐振变换的输出电压波形。
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。需说明的是，在不冲突的情况下，以下实施例及实施例中的特征可以相互组合。
需要说明的是，以下实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图示中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
为了阐释的目的而描述了本发明的一些示例性实施例，需要理解的是，本发明可通过附图中没有具体示出的其他方式来实现。
在一具体实施例中，提供了一种LED驱动电源，包括驱动电路、采样单元和控制单元；
如图1所示，所述驱动电路包括依次连接的PFC变换器2、功率解耦变换器3和半桥LLC变换器4，所述PFC变换器与单相输入电源1相连接，功率解耦变换器与PFC变换器相连接，半桥LLC谐振变换器与功率解耦变换器相连接，半桥LLC谐振变换器连接LED负载5。
所述PFC变换器为双二极管式无桥PFC变换器，包括二极管D1、二极管D2、二极管D3、二极管D4、开关管S1、开关管S2、电感L1和电感L2，二极管D3的阴极和电感L1的一端与输入电源的一端相连，二极管D4的阴极和电感L2的一端与输入电源的另一端相连，二极管D3、二极管D4的阳极和开关管S1以及开关管S2的源极相连，开关管S1的漏极与二极管D1的阳极和电感L1的另一端相连，开关管S2的漏极和二极管D2的阳极和电感L2的另一端相连。二极管D1的阴极连接二极管D2的阴极。
所述功率解耦变换器为升压型双向Buck/boost功率解耦变换器，如图所示，包括开关管S3、开关管S4、解耦电感Ls和解耦电容Cs组成，解耦电感Ls的一端与二极管D2的阴极以及电容C1的一端相连，解耦电感Ls的另一端与开关管S3的漏极以及开关管S4的源极相连接，开关管S4的漏极连接解耦电容Cs的一端，解耦电容Cs的另一端与开关管S3的源极以及电容C1的另一端相连，开关管S3的源极连接开关管S2的源极。所述解耦电容Cs和第一电容C1均为薄膜电容。
所述的半桥LLC谐振变换器由开关管S5、开关管S6、二极管DS5、二极管DS6、电容CS5、CS6、谐振电容Cr、谐振电感Lr、励磁电感Lm、变压器T、二极管D5、二极管D6和电容C2组成，所述开关管S5的漏极与电容C1的一端连接，所述开关管S6的源极与电容C1的另一端连接，所述开关管S5的源极和开关管S6的漏极连接在一起，所述电容CS5并联在开关管S5的两端，所述电容CS6并联在开关管S6的两端，所述二极管DS5反并联在开关管S5两端，即二极管DS5的阴极连接开关管S5的漏极，二极管DS5的阳极连接开关管S5的源极，所述的二极管DS6反并联在开关管S6的两端，即二极管DS6的阴极连接开关管S6的漏极，二极管DS6的阳极连接开关管S6的源极。所述谐振电感Lr和谐振电容Cr串联后连接在开关管S5的漏极与变压器一次侧的一端之间。所述变压器一次侧的另一端与开关管S6的源极相连，所述励磁电感Lm并联在变压器的一次侧。所述二极管D5、D6反向串接于变压器T的二次侧，电容C2的一端连接二极管D5、D6的负极，另一端连接变压器T的二次侧。负载并联在电容C2两端。
所述采样单元包括电流采样电路和电压采样电路，用以采集无桥PFC的输出电压和流过输入电流检测电阻Rs的电流；
控制单元，包括PFC变换器控制模块和功率解耦变换器控制模块，所述PFC变换器控制模块根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管，所述功率解耦变换器控制模块根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管。
如图2所示，本实施例的所述PFC变换器控制模块包括电流放大器、电压误差放大器、带复位的积分器、比较器和PWM控制器，所述采样电流作为输入信号输入电流放大器中，采样电压和基准参考电压做差得到电压误差Um，电压误差作为电压误差放大器的输入信号；经电压误差放大器放大的电压误差作为带复位的积分器的输入信号，所述比较器根据下式的比较结果，得到开关管的闭合和断开指令：
Figure BDA0003788076850000051
其中，iin为无桥PFC的输入电流、Rs为无桥PFC变换器的输入电流检测电阻、DT为开关管在一个周期内导通的时间。
在一具体实施例中，提供了一种LED驱动电源的控制方法，包括如下步骤：
S1、获取无桥PFC的输入电流iin和无桥PFC的输出电压；
S2、设定PWM控制器的时钟频率，当PWM控制器时钟到来时，此时PWM为高电平，驱动开关管S1和S2导通；
S3、根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管S1和S2关断，具体包括：
S31、将所述无桥PFC的输入电流iin输入电流放大器中放大后与无桥PFC变换器的输入电流检测电阻Rs相乘，即得到Rsiin；
S32、根据采样无桥PFC的输出电压和基准参考电压Uref得到电压误差Um；
S33、所述电压误差Um分为两路，一路电压误差Um与Rsiin作差后输入比较器中，此时电感储能，电感电流线性上升，两者差值线性减小；
另一路电压误差Um通过积分器进行积分得到
Figure BDA0003788076850000052
通过积分，其值逐渐增大，并将积分结果输入比较器中；
S34、建立下列比较方程，并判断比较方程两边是否相当，当比较方程两边相等时，比较器的输出值翻转，控制开关管S1和S2关断，然后积分器复位；当比较方程两边不相等时，执行步骤S2；
Figure BDA0003788076850000061
通过上述方法，实现开关管S1和S2占空比D的控制。
S4、根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管S3和S4；
所述PFC变换器的输出功率和输入功率满足如下关系：
Po(t)＝Pin(t)-Po cos(2ωt)。
式中Po为输出功率，Pin为输入功率，通过上式可以看出，PFC变换器直流侧低频纹波产生是由于输出瞬时功率包含一个二倍工频的纹波功率。因此通过升压型双向Buck/Boost变换器，处理纹波功率，减小直流输出电压低频纹波。
本实施例中，由于双向Buck/Boost变换器通常工作在欠补偿状态，功率解耦电容Cs处理绝大部分的纹波功率，而无桥PFC的输出滤波电容只需处理少量的纹波功率。解耦电容需要的电压波动和无桥PFC输出电压波形一致，因此直接通过无桥PFC的输出电压来控制解耦电路的占空比。首先将采集的输出端电压瞬时值uo与给定值Uref作差后，经过电压误差放大器，然后与直流偏置Ds求和得到调制信号，与三角波载波进行比较，产生驱动信号，叠加直流偏置Ds以避免开关管S3的占空比小于0。补偿电容电压随着占空比的增大而增大，而占空比又与输出电压成正比关系，所以当输出电压增大时解耦电容所处理的功率增大，使得无桥PFC变换器的输出电压波动减小。当无桥PFC变换器输出电压减小时同理。可见，通过该控制策略，双向Buck/Boost电路补偿了无桥PFC变换器中因电容容值减小而引起的输出电压波动，从而完成功率解耦，实现无电解电容。
S4、调节半桥LLC谐振变换器中的开关管的占空比，在开关管打开和关断的期间插入固定死区时间，通过频率调节输出稳定电压。
本实施例中的开关管S5和开关管S6提供两路占空比50％，相位差为180度的驱动信号，并且上下开关管导通与关断期间插入一个固定的死区时间，以保证软开关的实现和高频工作状态下的安全运行，通过调节工作频率维持稳定的输出电压，本实施例中半桥LLC谐振变换器采用L6599做为控制芯片，L6599是针对半桥LLC谐振变换器的双端控制器。
图4是未加入功率解耦电路时，改变无桥PFC变换器输出端的滤波电容，观察可知，当电容Co＝220uF时，输出电压波动为±5V，电压纹波系数γ＝1.25％；当电容Co＝40uF时，输出电压波动达到±27V，电压纹波系数γ＝6.75％，该纹波系数无法满足电路要求。
图5是加入了功率解耦电路后，改变无桥PFC变换器输出端的滤波电容，观察可知，当电容Co＝220uF时，输出电压波动为±3V，电压纹波系数γ＝0.75％；当电容Co＝40uF时，输出电压波动仅为±3V，电压纹波系数γ＝0.75％。对比图4和图5可知，功率解耦电路的加入，减小了电容的容值，采用薄膜电容代替电解电容，解决了因电解电容寿命短导致整机使用寿命缩短的缺点。
LED的伏安特性要求其驱动具有恒压、恒流的输出特点，图6是半桥LLC谐振变换器输出的稳定的直流电压，减小了LED的光衰，提高了LED的工作性能。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (6)

1.一种LED驱动电源，其特征在于，包括：
驱动电路，包括依次连接的PFC变换器、功率解耦变换器和半桥LLC变换器；
采样单元，包括电流采样电路和电压采样电路，用以采集无桥PFC的输出电压和流过输入电流检测电阻Rs的电流；
控制单元，包括PFC变换器控制模块和功率解耦变换器控制模块，所述PFC变换器控制模块根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管，所述功率解耦变换器控制模块根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管。
2.根据权利要求1所述的一种LED驱动电源，其特征在于，所述PFC变换器为双二极管式无桥PFC变换器。
3.根据权利要求1所述一种LED驱动电源，其特征在于，所述功率解耦变换器为升压型双向Buck/boost功率解耦变换器。
4.根据权利要求1所述一种LED驱动电源，其特征在于，所述PFC变换器控制模块包括：电流放大器、电压误差放大器、带复位的积分器、比较器和PWM控制器。
5.一种LED驱动电源的控制方法，其特征在于，包括：
S1、获取无桥PFC的输入电流iin和无桥PFC的输出电压；
S2、设定PWM控制器的时钟频率，当PWM控制器时钟到来时，此时PWM为高电平，驱动开关管S1和S2导通；
S3、根据采样电流和采样电压经复位积分比较得到PWM信号用以控制所述PFC变换器的开关管S1和S2关断；
S4、根据PFC变换器输出端端电压瞬时值与给定值得到驱动信号，用以控制功率解耦变换器的开关管。
6.根据权利要求5所述一种LED驱动电源的控制方法，其特征在于，步骤S3包括：
S31、将所述无桥PFC的输入电流iin输入电流放大器中放大后与无桥PFC变换器的输入电流检测电阻Rs相乘，即得到Rsiin；
S32、根据采样无桥PFC的输出电压和基准参考电压Uref得到电压误差Um；
S33、所述电压误差Um分为两路，一路电压误差Um与Rsiin作差后输入比较器中；
另一路电压误差Um通过积分器进行积分得到
Figure FDA0003788076840000011
并将积分结果输入比较器中；
S34、建立下列比较方程，并判断比较方程两边是否相当，当比较方程两边相等时，比较器的输出值翻转，控制开关管S1和S2关断，然后积分器复位；当比较方程两边不相等时，执行步骤S2；
Figure FDA0003788076840000021
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