CN115473498A - 组合的d类放大器和降压调节器 - Google Patents

Abstract

本申请公开了组合的D类放大器和降压调节器。用于提高D类放大器的效率的装置和方法，特别是用于在较低的输出电平下提高D类放大器的效率的装置和方法。具有带电感的负载例如换能器的D类放大器被配置成同时充当其自身的降压调节器。通过开关连接至接地和换能器两端的电容器用作与换能器的电感连接的降压调节器，为D类放大器提供附加的电压电平，例如可以由G/H类放大器提供，但不增加G/H配置的复杂度或费用。与由100％效率的常规降压调节器提供的效率相比，更好的效率是可能的。不需要包络检测器，也不需要对D类放大器的数字信号的增益进行任何改变。如果需要，可以使用反馈，但是不需要反馈来获得高质量的输出信号。

Description

组合的D类放大器和降压调节器

本申请要求于2021年6月13日提交的临时申请第63/210,047号的优先权，该临时申请以其全部内容通过引用并入本文中。

技术领域

本发明一般地涉及放大器，并且更具体地涉及提高D类放大器的效率。

背景技术

如本领域所公知的，功率放大器电路(输出级)被分为两个主要的组。一组包含线性设计，A类、B类、AB类和C类，而另一组包含开关设计，D类、E类、F类、G类、H类和更多。这些类别基于放大装置通过电流的每个输入周期(称为导通角)的比例。

在线性设计中，输出级晶体管产生输入信号的连续表示；其操作位于“全开”和“全关”之间的某处，导致线性度与效率的折衷。相反，开关设计不产生输入信号的连续表示，而是保持固定在某些明确定义的离散电平处，使用离散开关产生输出波形。因此开关设计以较高的效率工作，理论上甚至接近100％。

D类放大器是一种类型的开关放大器；与其他开关放大器一样，输出不是占据任意电平的连续信号，而是恒定地在“全开”和“全关”之间切换信号，使得输出信号由离散的可能随时间变化的输出电平组成，输出电平以序列被访问，使得平均输出值表示信号。其他类型的开关放大器，例如G类和H类以及类似的放大器也使用PWM。

D类放大器是理想的，因为它具有更高的效率并因此减少了浪费的功率。因为驱动桥的开关是接通的并且降低很少的电压，或者驱动桥的开关是断开的并且不获取电流，因此实现了更高的效率。由于耗散的功率是电压和电流的乘积，所以开关耗散非常少的功率，并且在某些情况下，几乎所有的功率都因此被传送到负载。因此，在使用D类或类似开关放大器的应用中电池寿命显著提高，并且对于这种器件存在相当大的商业需求。

然而，实际上D类放大器的效率不能是100％，因为接通和断开开关(通常是大的场效应晶体管(FET)器件)的动作本身消耗功率。放大器的效率在较高的输出功率电平下较高，因为恒定的FET所消耗的功率是较高输出功率的较小部分。

因此，虽然D类放大器在较高的输出功率电平下非常有效，但希望在更典型的较低的输出功率电平下提高效率。

发明内容

这里描述用于提高D类放大器的效率的装置和方法，特别是在较低的输出电平下提高D类放大器的效率的装置和方法。

一个实施方式公开了用于放大数字信号的电路，数字信号是从具有信号包络的输入信号得到的，该电路包括：换能器，其被配置成基于施加到换能器的电压信号来输出信号，该换能器具有两端和电感；多个开关，每个开关具有第一端和第二端以及两个状态，第一状态被配置为允许电流流动，而第二状态被配置为防止电流流动；第一开关，其第一端连接至电源电压，并且其第二端连接至负载元件的第一端；第二开关，其第一端连接至接地，并且其第二端连接至负载元件的第一端；第三开关，其第一端连接至电源电压，并且其第二端连接至负载元件的第二端；第四开关，其第一端连接至接地，并且其第二端连接至负载元件的第二端；第五开关，其第一端连接至负载的第一端；第六开关，其第一端连接至负载的第二端；电容器，其具有第一端和第二端，电容器的第一端连接至第五开关的第二端和第六开关的第二端，并且电容器的第二端连接至固定电压；以及控制电路，其被配置成控制六个开关的状态以基于输入信号向换能器提供一系列电压脉冲，每个电压脉冲处于由开关的状态定义的多个离散值中的一个离散值下，电压脉冲随时间的平均值跟随模拟信号包络，并且向换能器提供使换能器输出放大信号的电压。

另一个实施方式公开了用修改后的D类放大器放大信号的方法，D类放大器具有带电感的负载，该D类放大器通过多个开关连接至单个电源电压，该方法包括：由处理器使开关断开和闭合以产生向换能器供应电压以使换能器产生放大信号的一系列状态，其中，所述状态包括：第一状态，所述第一状态以电源电压向换能器提供电压；第二状态和第三状态，所述第二状态和第三状态以电源电压的二分之一向换能器供应电压；第四状态和第五状态，所述第四状态和第五状态不向换能器提供电压；第六状态和第七状态，所述第六状态和第七状态以作为电源电压的负二分之一的电压向换能器提供电源电压；第八状态，所述第八状态以作为电源电压的负数的电压向换能器供应电压；并且其中，所述一系列状态是受限制的，使得从一个状态到另一个状态的转变仅能够在以下转变下发生：从第一状态到第二状态或第三状态；从第二状态到第一状态、第四状态或第五状态；从第三状态到第一状态、第四状态或第五状态；从第四状态到第二状态、第三状态、第六状态或第七状态；从第五状态到第二状态、第三状态、第六状态或第七状态；从第六状态到第四状态、第五状态或第八状态；从第七状态到第四状态、第五状态或第八状态；以及从第八状态到第六状态或第七状态。

又一个实施方式公开了用于放大数字信号的电路，该数字信号是从具有信号包络的输入信号得到的，该电路包括：换能器，其被配置成基于施加到换能器的电压信号输出信号，并且具有第一端和第二端以及电感；第一晶体管，其具有栅极、源极和漏极，源极连接至电压源；第二晶体管，其具有栅极、源极和漏极，漏极连接至第一晶体管的漏极和换能器的第一端；第三晶体管，其具有栅极、源极和漏极，漏极连接至换能器的第二端；第四晶体管，其具有栅极、源极和漏极，源极连接至电压源，并且漏极连接至第三晶体管的漏极和换能器的第二端；第五晶体管，其具有栅极、源极和漏极，漏极连接至第一晶体管的漏极、第二晶体管的漏极和换能器的第一端，并且源极连接至接地；第六晶体管，其具有栅极、源极和漏极，漏极连接至第一晶体管的漏极、第二晶体管的漏极、第五晶体管的漏极和换能器的第一端；第七晶体管，其具有栅极、源极和漏极，漏极连接至第三晶体管的漏极、第四晶体管的漏极和换能器的第二端；第八晶体管，其具有栅极、源极和漏极，漏极连接第三晶体管的漏极、第四晶体管的漏极、第七晶体管的漏极和换能器的第二端，并且源极连接至接地；电容器，其具有第一端和第二端，第一端连接至第二晶体管的源极、第三晶体管的源极、第六晶体管的源极和第七晶体管的源极，并且第二端连接至接地；以及控制电路，其连接至八个晶体管中的每一个晶体管的栅极并且被配置成接通和关断晶体管以基于输入信号向换能器提供一系列电压脉冲，每个电压脉冲处于由开关的状态定义的多个离散值中的一个离散值下，电压脉冲随时间的平均值遵循模拟信号包络，并且向换能器供应使换能器输出放大信号的电压。

附图说明

图1是现有技术中已知的包括连接在四个开关的D类放大器电路中的典型换能器的电路的图。

图2是现有技术中已知的具有降压调节器电路的包括连接在四个开关的D类放大器电路中的典型换能器的电路的图。

图3是根据本方法的一个实施方式的具有附加的两个开关和电容器以增加降压调节器的功能的包括连接在四个开关的桥中的典型换能器的电路的图。

图4是示出根据本方法的一个实施方式的图3的电路的各种构造的图。

图5是在如图4所示的根据本方法的一个实施方式的图3的电路的构造之间允许的状态转变的状态图。

图6是示出根据本方法的一个实施方式的电路的图，在该电路中，可以用晶体管来实现图3的电路。

图7是根据本方法的一个实施方式的针对每个可能状态转变的图6的电路的晶体管的栅极电压的表。

图8是根据本方法的一个实施方式的针对每个可能状态转变的图6的电路的晶体管的栅极开关损耗的表。

具体实施方式

本文中描述的是用于提高D类放大器的效率、特别是在较低输出水平下的D类放大器的效率的装置和方法。

本方法试图通过将D类放大器本身构造成同时充当其自己的降压调节器来对使用G/H类调节器增强具有电感的负载例如换能器的D类放大器进行改进。这通过采用连接到地并且通过开关连接至换能器两端的电容器来实现，在操作中，电容器和换能器的电感特性用作降压调节器，在没有G/H配置的增加的复杂性或费用的情况下为D类放大器提供例如可以由G/H类放大器提供的附加的电压水平。

本方法实现了比甚至100％效率的传统降压调节器所提供的效率更好的效率。不需要包络检测器，并且不需要改变到D类放大器的数字信号的增益。如果需要，可以使用反馈，但是不需要反馈来获得高质量的输出信号。

如上所述，诸如D类放大器或其衍生物的开关驱动器的特征在于在输出波形中使用离散切换。驱动装置不产生信号的连续表示，而是保持固定在某些明确定义和离散的水平处。虽然可以有少至两个，更典型地有三个水平，但是每个水平在可变时间间隔被启用，使得离散信号的平均值是期望的输出信号。在可变时间接收离散水平的低通滤波器执行这种平均操作，并且其输出被发送到换能器。

如本领域中已知的，第三水平的使用导致将音频信号量化为三个水平而不是两个水平，并且允许在可用电压水平的平均中的较小误差；这减少了由于模拟信号的量化引起的噪声。还已知的是，只要以远短于电感负载的时间常数的周期驱动零电压水平，它将仅对负载具有瞬态影响而不是稳态冲击，因此将不会从电感器中汲取能量。

如本领域中还已知的，这种已知方法的价值是显著的。当使用D类驱动器时，产生离散输出水平的开关或者是“接通”即“闭合”，或者是“关断”或“断开”。当开关“接通”或“闭合”时，电流流过开关，但在开关两端仅产生非常小的电压，该电压被设计成具有低导通电阻(或用作开关的晶体管中的漏源电阻)，因此消耗非常少的功率。当开关“关断”或“断开”时，在开关中根本没有电流流动，因此没有功率耗散。因此，在产生离散的驱动水平时基本上没有功率(或者更准确地，只有非常少量的功率)被耗散。

图1是现有技术中已知的包括连接在四个开关的D类放大器桥中的典型换能器(在这种情况下是扬声器102)的电路的图。在最简单的情况下，开关被激活，使得左上和右下的开关104和110闭合即接通，而左下和右上的开关106和108关断即断开。这跨换能器102从左到右施加桥电压+Vcc。

然后开关都改变位置，使得开关104和110关断或断开，而开关106和108闭合或接通。现在从右到左施加跨换能器的电压，产生-Vcc的电压。如此，跨换能器驱动电压±Vcc。如本领域中已知的，也可以通过如下操作实现为零的第三电压水平：例如使开关104和108关断或断开，而开关106和110闭合或接通(或使开关104和108闭合或接通，而开关106和110关断或断开)，从而“短路”换能器并导致跨换能器的零电压。数字信号处理器(DSP)控制开关以改变相对于-Vcc(并且在三个水平的情况下为零)在电压+Vcc处所花费的时间，使得跨换能器的平均电压处于期望的输出值。

如上所述，D类放大器的效率不能是100％，因为接通和断开开关(再次，通常是FET)消耗功率；每次开关循环接通或断开时，浪费的电荷等于FET的栅极(控制端子)必须移动通过的电压。由图1的电路100中的每个开关消耗的浪费的功率P由下式给出：

其中：

P＝C＊F＊V²

C是开关的电容(阻抗)；

f是开关操作的频率；以及

V是电力供应的电压Vcc。

被设计成在接通时可以呈现非常低的阻抗的FET的栅极可以达到20皮法(pF)或更大。如果电力供应的电压Vcc为10伏，将消耗C＊V或0.2纳库仑的电荷。因此，以500千赫(kHz)的切换速率操作的开关将意味着C＊F＊V或100微安(A)的电流，这又导致1毫瓦(mW)的C＊F＊V²的功率耗散。由于电路100的D类放大器使用四个这样的开关，所以它在开关中消耗4mW。

放大器的效率E由下式给出：

E＝输送功率/消耗功率

＝输送功率/(输送功率+耗散功率)

如果电路100的D类放大器正驱动1瓦(W)进入负载，则效率E＝(1W/(1W+4mW)＝(1W/1.004W)，导致大约0.4％的效率损失。

然而，1W可能远大于在一些应用中使用的典型输出水平。例如，在应用是音乐的情况下，诸如一对耳塞的换能器可能仅需要10mW的功率。在这种情况下，效率E＝(10mW/(10mW+4mW)，或约70％，这是30％的效率损失。因此，不是在高峰值输出功率水平处获得接近100％的效率，而是希望提高在较低的、更典型的输出功率水平处的效率。

在这种低功率条件下，实现更高效率的一种方式是降低提供给放大器桥的电压。因为浪费的功率取决于如上所述的V²，所以将电桥电压减半将会使浪费的功率减小为四分之一。因此，在上面的例子中，将电桥电压Vcc从10V减小到5V将会使浪费的功率降低到1mW，并且将效率从大约70％提高到超过90％。

电桥供电电压和效率之间的这种关系导致使用G类和H类放大器。G类放大器提供了在需要时恒定地且自动地被选择成足以驱动信号但不会高得多的一组各种电压的离散电力供应，而H类提供了又被调节为稍大于所需的电压的基本上连续的电力供应。

在G类和H类放大器中，提供给桥的电压水平跟随输入信号，使得电压水平在任何时刻仅包含信号的包络。为此，如本领域所公知的，需要一种装置来预测包络并将电压设置为仅仅足够的水平。G类和H类设计调节D类驱动器，使得开关损耗(以及由于桥两端的电压引起的其它损耗，例如输出节点本身上的电容)最小化。

一种常见的布置是使用电感开关调节器(“G/H类调节器”)以在D类放大器中产生G类(离散)或H类(连续)电力供应水平。(如果将G/H类调节器应用于非切换A/B类放大器，则该放大器仍将耗散功率，从而这样做将没有优势。)

因此，现有技术中制造G类或H类放大器的一种方法是在D类放大器桥前设置电感调节器，称为降压或升压调节器。

图2是现有技术中已知的具有降压调节器电路的包括连接在四个开关的D类放大器电路中的典型换能器的电路200的图。

电路200包含图1的D类放大器电路，在D类放大器电路前设置包含电感器、电容器和两个附加开关214的降压调节器电路212。DSP(这里未示出)找到音频信号的包络并控制开关214，使得电压Vbuck通常小于Vcc但足以包含峰值音频信号，从而节省电路200的D类放大器部分中的功率。

然而，降压调节器电路212具有其自身的损耗，因此也小于100％的效率，并且电路200的总效率是降压调节器电路的效率乘以D类放大器电路的效率。在典型情况下，降压调节器电路可以实现90％的效率；如果D类放大器电路还具有90％的效率，则电路200将具有大约80％的效率。这是对单独的D类放大器的改进，如果D类放大器直接连接到电压Vcc，则在上面的例子中将获得大约70％的效率。为此，诸如智能电话的移动设备的制造商通常包括降压调节器电路，以提高在这种设备中使用的D类放大器电路的效率。

然而，图2的方法存在复杂性。首先，如以上在本领域中已知的，需要一种装置来预测信号包络并调节电压以包含期望的包络。进一步的复杂性在于，到D类放大器的驱动波形必须根据降压调节器的输出而改变，因为到负载的输出是来自降压调节器部分的电压和在D类放大器中作为该输出的一部分而产生的电压的乘积。为此，类似于图2所示的所有G/H类解决方案都需要提供给D类放大器的数字数据中的“增益改变”。

例如，如果音乐内容要求1V被驱动到负载，并且降压调节器提供1.4V，则这将导致70％占空比的数字信号(PWM信号)到D类放大器以提供1V到负载。然而，当降压调节器响应于音乐将变得更响的预测时，降压调节器输出可以是2V，并且所需的PWM信号50％现在需要50％的占空比以获得传递到负载的1V。因此，任何给定输出的PWM数字信号取决于降压调节器的电压输出。

该问题的常见解决方案是反馈由负载遇到的输出的测量，并配置控制回路以抑制任何误差。然而，这给整个系统增加了相当大的复杂性。

本方法寻求通过将D类放大器本身配置成充当其自己的降压调节器，同时将其作为放大器操作，来对使用G/H类调节器增强D类放大器进行改进。

图3是根据本方法的一个实施方式的具有附加的电路系统以提供降压调节器功能的包括连接在四个开关的桥中的典型换能器的电路300的图。电路300类似于图1的电路100，因为它包含与电路100以相同方式构造的换能器102和开关104到110。

电路300增加电容器C1，电容器C1的一端连接到固定电压(如图所示，接地，但它可以是任何固定电压点，甚至Vcc)，另一端通过开关312和314连接到换能器的两侧。开关312和314连同开关104至110一起由DSP控制，以向换能器102提供比图1的电路100中可用的电压水平更多的电压水平。换能器102的电感与电容器C1结合使用以实现图2的电路200中的降压调节器电路212的功能，如上所述，降压调节器电路212包含电感器和电容器。

因此，本方法使用换能器102本身的电感特性来实现双重功能。首先，换能器102继续在其两端具有正确的预期平均电压(输入信号)，其次，换能器102被设置成用作降压调节器的电感器。因为换能器102是电感性的，所以它在D类放大器或作为降压调节器工作时浪费非常少的功率。(本领域技术人员将理解，诸如电感器的串联电阻和寄生电容的二阶效应均导致一些小的功率损耗；然而，对于一阶，忽略这些影响，可以认为换能器102没有功率损失。

实际上，在本方法中有两个控制环路来控制D类放大器的开关。第一控制环路是确保跨换能器102的平均输出正确的信号的控制环路。第二控制环路是降压调节器的控制环路，其产生所施加的桥电压的分率(fraction)，与音乐信号控制交错，使得两个控制器可独立且同时操作。

在这种配置中，桥可以利用五个不同的电压电平，而不是如上述传统D类放大器的情况中的三个。五个电压电平包括常规D类放大器的正桥电压、负桥电压和零电压(+Vcc，0和-Vcc)，以及两个附加电压电平，即，桥电压的分率(由降压调节器动作产生)和桥电压的负分率(同样来自降压调节器动作)。第二控制环路可以被配置成使得桥电压的分率并且因此负分率为二分之一，使得电路300现在可以提供±Vcc、±1/2Vcc和0伏。不要求电容器的特定值，因为第二控制环路在状态2和3之间以及在状态7和8之间选择以实现目标电压。

本方法认识到信号控制器中的冗余，即，存在就信号而言不可区分的某些电压的两个状态。例如，零伏由处于低电压的两个驱动电平产生，因此区别地跨换能器提供零伏，以及零伏由处于高电压的两个驱动电平产生，从而也跨换能器提供零伏。就信号而言，选择提供相同电压的这些状态中的哪一个并不重要；然而，可以进行就信号而言冗余的状态之间的选择以控制降压调节器动作。

与图1中的常规D类放大器一样，在电路300中，开关可以置于不同的有用配置中。图4示出了电路300的九个配置，每个配置具有打开或闭合的开关的不同组合。每个配置可以被认为提供对应于图4中电路300的每个实例中的数目的九个“状态”中的不同状态。

为了在下面的讨论中简单起见，在图4中的电路300的每个配置中的换能器上方是跨该特定配置的换能器的相对电压。Vcc被示为具有相对值+2，使得1/2Vcc为+1；如果实际电源Vcc是10V，则图4中的“2”电压表示10V，而“1”电压表示5V。

图4中的状态(即配置)1和状态9分别提供相对电压+2和-2，即+Vcc和-Vcc。现在存在提供零电压的三个状态，状态4、5和6，而不是关于图1的电路100描述的两个状态。并且现在存在四个状态，其产生在电路100中不可获得的相对电压±1，即±1/2Vcc；状态2和3提供相对电压+1，而状态7和8提供相对电压-1。

如果假设电容器C1处于相对电压1(即，桥电压Vcc的二分之一)，则在状态2和3下，可以看到存在：一个状态，即状态2，其中相对电压+1对电容器C1充电；以及另一个状态，即状态3，其中相对电压+1对电容器C1放电。信号控制环路不受使用哪一状态的影响，因为跨换能器的电压在两种情况下是相同的。然而，降压调节器控制环路可以在两个状态之间选择以满足电容器C1处于相对电压+1的条件。

类似地，图4中存在一对状态，即状态7和8，其提供相对电压-1，再一次其中状态6对电容器C1充电并且状态7对其放电。降压调节器控制环路可以类似地在这两个状态之间进行选择，以确保电容器C1处于相对电压+1。

信号控制环路不区分状态2和3、或状态7和8；它也不区分三个零状态，即状态4、5和6，因为在这些状态中的每一状态下电压是0。(降压调节器控制环路也不区分三个零状态，因为它们不影响电容器C1。)因此，信号控制环路看到五个有效状态，即状态1、2/3、4/5/6、7/8和9。降压调节器控制环路仅可以在相对电压为±1(即，处于状态2/3和7/8)时实施控制。

图5是根据本方法的一个实施方式在如图4所示的图3的电路300的配置之间允许的状态转变的状态图500。在状态图500中，圆圈表示对应于图4的九个电路配置的九个可用状态。每个圆圈外的数字指示该状态对应于图4中的哪个配置，并且每个圆圈内的数字指示该状态的相对电压，即±2、±1或0。可以看出，不可能从一个状态直接移动到每个其他状态，而是仅可以移动到被示为连接的那些状态。

这不是问题，而是在模拟信号的再现中是正常和预期到的。信号控制环路将总是访问2/3和7/8状态，即降压调节器控制环路可以实施控制的状态。当信号(例如音乐)开始时，信号控制器将在状态4/5/6(即，0)与状态2/3(对应略微正的信号)或状态7/8(对应略微负的信号)之间振荡。当音乐上升到大的正信号时，信号控制环路将在状态1与状态2/3之间振荡，而对于大的负信号，它将在状态7/8与状态9之间振荡。因此，从不阻止降压调节器控制环路控制电容器C1上的电荷。

在现有技术中，大的信号将导致包络检测器使桥电压升高，并且即使当信号通过零时，该升压也将在几毫秒内持续生效。因此，在现有技术中，从大的桥电压输出零；由于包络控制器正在等待处于较高幅度的信号的下一周期，因此桥电压必须保持较大。这降低了效率，因为桥电压对于周期的该部分不必要得高。

在本方法中没有包络跟踪器；当信号接近零时，音乐控制环路将仅使用0和±1状态。因此，本方法对于任何给定的桥电压更加高效，因为下限和上限(即，访问状态1和9以获得电压±2)仅在每个周期内根据需要以高速率被激活，从而利用了当大幅度正弦信号通过零时的提高的效率。这与现有技术不同：如上所述，预期高幅度信号的包络跟踪器导致当正弦波通过零时出现大的桥电压。

在本方法的一个实施方式中，降压调节器控制环路是开环，其驱动电容器C1的相等的充电和放电时间，而不反馈C1的实际电压。由于在充电状态2和6以及放电状态3和7中花费的时间相等，C1的电压将接近1的中点，即1/2Vcc。

在这种情况下，可以选择零状态，使得状态4和6也等同地出现。这具有保持恒定的平均共模输出电压的效果，以及使电容器C1保持在桥式电源的二分之一处的标称恒定值处的效果。这有利于限制共模辐射噪声。

在这个具有相等充电和放电的简单开环实施方式中，电容器C1上的电压可能不是电源的精确的二分之一。然而，这通过以下事实得到减轻：误差的值交替，使得其不出现在信号输出的频带中。具体地，如果电容器电压与电源电压的二分之一相差例如10mV，则状态3和8将比电源电压的二分之一多输出10mV，但是状态2和6将比电源电压的二分之一少输出10mV。因为降压调节器控制环路均等地访问这些状态，所以平均误差为零。

在另一个实施方式中，降压调节器控制环路可以响应于电容器C1上的电压。例如，可以在电容器C1上的电压和电源电压的二分之一的期望电压之间进行比较。在该闭环实施方式中，当电容器C1上的电压低于电源电压的二分之一时，状态2和7可以优选用于对电容器C1充电，从而提升其电压。类似地，当电容器C1上的电压高于电源电压的二分之一时，状态3和8可以优选用于对电容器C1放电，从而降低其电压。

不管降压调节器控制环路以开环还是闭环方式操作，系统可从电容器节点获取一些电流并使用其对应用中的其它部件、系统和装置供电。然后，电容器节点用作高效率降压调节器，其标称地输出桥电源的二分之一(或闭环用于比较的任何电压)。

图6是示出电路600的图，其中图3的电路可以用根据本方法的一个实施方式的晶体管来实现。

在电路600的实施方式中，图3的开关由晶体管代替，并且可以是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)；换能器被示为负载RLOAD。四个晶体管M1、M4、M5和M8对应于图3的电路300中的开关104、106、108和110。电路300中的开关313和314由电路600中的晶体管M2、M3、M6和M7代替。晶体管M1至M4是PNP晶体管，而晶体管M5至M8是NPN晶体管。

晶体管M2、M3、M6和M7不需要移动整个电压供给VCC，因为它们如上所述标称地处理二分之一电压。对应于如图1所示的常规D类放大器中的开关的开关M1、M4、M5和M8移动整个电压Vcc。

使用图5的状态图(其显示状态之间的可能转变)，可以确定每一转变所需的栅极电压。

图7是根据本方法的一个实施方式的针对每个可能状态转变的图6的电路的晶体管的栅极电压的表。注意，这些不是逻辑状态，而仅仅是栅极电压；H指示栅极电压是高电源电压Vcc，M指示中间或电容器电压，即1/2Vcc，而L指示针对指定转变的指示晶体管的栅极上的零电压。

图8是根据本方法的一个实施方式的针对每个可能的状态转变的图6的电路的每个晶体管的栅极开关损耗的表800。在表800中的水平线完全阴影化的情况下，其指示那些栅极开关转变是昂贵的且如果可能应避免。表800中其他行上未完全加阴影的带阴影条目指示该转变具有用于一个电荷恢复操作的潜力。表800中的无阴影条目指示典型的开关损耗。

利用该信息和所使用的特定晶体管的规格，本领域的技术人员将能够确定优化从电压供给Vcc消耗的电荷的开关转变的序列以及如何尽可能快地进行开关操作以将装置设置为正确状态。本领域技术人员还将理解，减慢桥或减小M1、M4、M5和M8晶体管的尺寸将减小浪费的功率；减小这些晶体管的尺寸也将稍微减小电路的高功率效率。

上面已经参考若干实施方式说明了所公开的系统。根据本公开，其他实施方式对于本领域技术人员来说是显而易见的。虽然在音乐信号的上下文中进行了描述，但是本领域的技术人员将理解，本方法可以有利地以与D类放大器相同的方式与其他模拟信号一起使用，或者诸如G类和H类放大器的其他开关放大器可以与其他模拟信号一起使用。如果需要，可以省略图4所示的第五状态(零电压状态)。

所描述的方法和装置的某些方面可以容易地使用不同于上述实施方式中所描述的那些配置的配置来实现，或者结合不同于上述那些元件的元件来实现或除上述那些元件之外的元件来实现。例如，如本领域技术人员所充分理解的，各种选择对于本领域技术人员将是显而易见的。此外，晶体管和相关联反馈环路、电阻器等的图示是示例性的；本领域技术人员将能够选择适合于特定应用的适当数量的晶体管和相关元件。

实施方式的这些和其他变化旨在被本公开涵盖，并且本公开仅受所附权利要求限制。

Claims (13)

1.一种用于放大数字信号的电路，所述数字信号是从具有信号包络的输入信号得到的，所述电路包括：

换能器，其被配置成基于施加到所述换能器的电压信号来输出信号，所述换能器具有两端和电感；

多个开关，每个开关具有第一端和第二端以及两个状态，第一状态被配置为允许电流流动，而第二状态被配置为防止电流流动；

第一开关，其第一端连接至电源电压，并且其第二端连接至负载元件的第一端；

第二开关，其第一端连接至接地，并且其第二端连接至所述负载元件的第一端；

第三开关，其第一端连接至电源电压，并且其第二端连接至所述负载元件的第二端；

第四开关，其第一端连接至所述接地，并且其第二端连接至所述负载元件的第二端；

第五开关，其第一端连接至所述负载的第一端；

第六开关，其第一端连接至所述负载的第二端；

电容器，其具有第一端和第二端，所述电容器的第一端连接至所述第五开关的第二端和所述第六开关的第二端，并且所述电容器的第二端连接至固定电压；以及

控制电路，其被配置成控制六个开关的状态以基于所述输入信号向所述换能器提供一系列电压脉冲，每个电压脉冲处于由所述开关的状态定义的多个离散值中的一个离散值下，所述电压脉冲随时间的平均值跟随模拟信号包络，并且向所述换能器提供使所述换能器输出放大信号的电压。

2.根据权利要求1所述的电路，其中，所述开关包括晶体管。

3.根据权利要求2所述的电路，其中，所述晶体管是MOSFET。

4.根据权利要求1所述的电路，其中，所述换能器是音频换能器。

5.根据权利要求4所述的电路，其中，所述音频换能器是耳塞。

6.根据权利要求1所述的电路，其中，所述电容器的第二端所连接至的所述固定电压是接地。

7.根据权利要求1所述的电路，其中，所述电容器的第二端所连接至的所述固定电压是所述电源电压。

8.一种用修改后的D类放大器放大信号的方法，所述D类放大器具有带电感的负载，所述D类放大器通过多个开关连接至单个电源电压，所述方法包括：

由处理器使所述开关断开和闭合以产生向所述换能器供应电压以使所述换能器产生放大信号的一系列状态，其中，所述状态包括：

第一状态，所述第一状态以所述电源电压向所述换能器提供电压；

第二状态和第三状态，所述第二状态和所述第三状态以所述电源电压的二分之一向所述换能器供应电压；

第四状态和第五状态，所述第四状态和所述第五状态不向换能器提供电压；

第六状态和第七状态，所述第六状态和所述第七状态以作为所述电源电压的负二分之一的电压向换能器提供电源电压；

第八状态，所述第八状态以作为所述电源电压的负数的电压向所述换能器供应电压；

并且其中，所述一系列状态是受限制的，使得从一个状态到另一个状态的转变仅能够在以下转变下发生：

从所述第一状态到所述第二状态或所述第三状态；

从所述第二状态到所述第一状态、所述第四状态或所述第五状态；

从所述第三状态到所述第一状态、所述第四状态或所述第五状态；

从所述第四状态到所述第二状态、所述第三状态、所述第六状态或所述第七状态；

从所述第五状态到所述第二状态、所述第三状态、所述第六状态或所述第七状态；

从所述第六状态到所述第四状态、所述第五状态或所述第八状态；

从状态第七状态到所述第四状态、所述第五状态或所述第八状态；以及

从所述第八状态到所述第六状态或所述第七状态。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，所述D类放大器包括具有第一端和第二端的电容器，所述电容器的第一端连接至所述第五开关的第二端和所述第六开关的第二端，并且所述电容器的第二端连接至所述接地，其中，由所述处理器使所述开关打开和闭合以产生一系列状态还包括使所述开关打开和闭合，使得所述开关处于所述第二状态的总时间与所述开关处于所述第三状态的总时间大致相同，并且所述开关处于所述第六状态的总时间与所述开关处于所述第七状态的总时间大致相同。

10.一种用于放大数字信号的电路，所述数字信号是从具有信号包络的输入信号得到的，所述电路包括：

换能器，其被配置成基于施加到所述换能器的电压信号来输出信号，并且具有第一端和第二端以及电感；

第一晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述源极连接至电压源；

第二晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述漏极连接至第一晶体管的漏极和所述换能器的第一端；

第三晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述漏极连接至所述换能器的第二端；

第四晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述源极连接至所述电压源，并且所述漏极连接至所述第三晶体管的漏极和所述换能器的第二端；

第五晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述漏极连接至所述第一晶体管的漏极、所述第二晶体管的漏极和所述换能器的第一端，并且所述源极连接至接地；

第六晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述漏极连接至所述第一晶体管的漏极、所述第二晶体管的漏极、所述第五晶体管的漏极和所述换能器的第一端，

第七晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述漏极连接至所述第三晶体管的漏极、所述第四晶体管的漏极和所述换能器的第二端，

第八晶体管，其具有栅极、源极和漏极，所述漏极连接至所述第三晶体管的漏极、所述第四晶体管的漏极、所述第七晶体管的漏极和所述换能器的第二端，并且所述源极连接至接地；

电容器，其具有第一端和第二端，所述第一端连接至所述第二晶体管的源极、所述第三晶体管的源极、所述第六晶体管的源极和所述第七晶体管的源极，并且所述第二端连接至所述接地；以及

控制电路，其连接至八个晶体管中的每一个晶体管的栅极并且被配置成接通和关断所述晶体管以基于输入信号向所述换能器提供一系列电压脉冲，每个电压脉冲处于由所述开关的状态定义的多个离散值中的一个离散值下，所述电压脉冲随时间的平均值遵循模拟信号包络并且向所述换能器供应使所述换能器输出放大信号的电压。

11.根据权利要求10所述的电路，其中，所述晶体管是MOSFET。

12.根据权利要求10所述的电路，其中，所述换能器是音频换能器。

13.根据权利要求11所述的电路，其中，所述音频换能器是耳塞。

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