CN115459603B - 一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路 - Google Patents

一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，涉及脉冲电源技术领域，包括高压直流充电电路、高压脉冲电路、控制驱动模块、负载储能电容、隔离饱和电感和合成射流激励器；高压直流充电电路连接负载储能电容用于给其充电，高压直流充电电路还通过隔离饱和电感连接高压脉冲电路，合成射流激励器的第一端连接在隔离饱和电感和高压脉冲电路之间；本申请通过隔离饱和电感的设计使得合成射流激励器上开路能顺利叠加脉冲，在气隙间隙恰当情况下，使得合成射流的触发放电由高压脉冲电路控制，同时通过第一和第二隔离模块避免合成射流中大电流对高压脉冲电路产生损坏，整体电路满足体积小、可靠性高、易于拓展等特点。

Description

一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路
技术领域
本发明涉及脉冲电源技术领域，尤其是一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路。
背景技术
脉冲功率是指将储存的能量以电能的形式，用单脉冲或具有重复频率的短脉冲方式加在负载上，其在污水处理、表面改性、臭氧生成、激光物理、粒子加速器、雷达技术、核物理等领域上具有广泛的应用。其中合成射流主要应用于飞行器流动控制和飞行器除冰等领域。合成射流也是脉冲功率的一种，任何适合脉冲功率系统的能量储存的装置都应该符合高能量密度、高耐压强度、长储能时间、使用寿命长和低成本等特点。其中高压电容器的储能方式因为其稳定且参数易于调节成为脉冲功率电源或者设备的常用方案，市面上80％以上的脉冲系统均是将电容作为主要的储能器件。
合成射流的发生主要在两个电极之间，因为合成射流负载的特殊性，其在未击穿前呈现出无穷大的阻抗，而在击穿后呈现出很低的弧阻，高压的储能在合成射流激励器击穿后会产生高达数千安的电流，单个固态器件很难同时承受高压和大电流。同时，因为合成射流激励器的电极是极不均匀电场，其放电在某一范围具有较强的随机性，不能在直流条件下实现合成射流的稳定频率触发。
常规的合成射流电源若要实现稳定的频率触发必然需要高压脉冲能够顺利叠加在合成射流激励器上，同时在合成射流进行时又需要承担合成射流迅速变化的大电流。由于常规的二极管因为单个耐压耐流不满足而采用多二极管串并联的形式作为隔离电路，但其在使用过程中经常容易损坏，导致高压直流和高压脉冲的隔离失效。
发明内容
为此，如何在电路体积小、重量轻的情况下设计高压直流和高压脉冲的隔离措施，本发明人提出了一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，这对合成射流电源小型化及未来应用与发展具有重大意义。
本发明的技术方案如下：
一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，包括高压直流充电电路、高压脉冲电路、控制驱动模块、负载储能电容、隔离饱和电感和合成射流激励器；高压直流充电电路连接负载储能电容用于给其充电，高压直流充电电路还通过隔离饱和电感连接高压脉冲电路，合成射流激励器的第一端连接在隔离饱和电感和高压脉冲电路之间，第二端接地；隔离饱和电感的设计条件为在脉冲上升阶段且激励器未击穿前不发生磁芯饱和、呈现高阻抗状态，在脉冲上升阶段之后发生磁芯饱和、呈现低阻抗状态；控制驱动模块分别连接控制高压直流充电电路和高压脉冲电路，使高压直流充电电路和高压脉冲电路在相应工作模态下，将直流电压和脉冲电压叠加于合成射流激励器上，从而实现激励器击穿产生合成射流。
其进一步的技术方案为，高压直流充电电路包括LC串联谐振原边电路和倍压整流电路；LC串联谐振原边电路包括直流源、四个固态开关组成的全桥电路、谐振电容、谐振电感和第一变压器，直流源与全桥电路并联连接，全桥电路的第一桥臂中点依次与谐振电容、第一变压器原边、谐振电感和第二桥臂中点相连，每个固态开关的控制端分别连接控制驱动模块；第一变压器副边连接倍压整流电路，倍压整流电路的输出端作为高压直流充电电路的输出端分别连接负载储能电容的第一端和隔离饱和电感的第一端，第一变压器副边的异名端作为高压直流充电电路的地端，与负载储能电容的第二端均接地。
其进一步的技术方案为，高压脉冲电路包括直流源、第一限流电阻、储能电容、两个固态开关和第二变压器；直流源正极通过第一限流电阻连接储能电容的第一端，直流源负极连接储能电容的第二端，两个固态开关串联后两端连接储能电容，第二变压器原边并联在其中一个固态开关上，记为第一固态开关，每个固态开关的控制端分别连接控制驱动模块；第二变压器副边的同名端作为高压脉冲电路的输出端连接隔离饱和电感的第二端，异名端作为高压脉冲电路的地端接地。
其进一步的技术方案为，根据法拉第电磁感应定律计算满足设计条件的隔离饱和电感的磁芯截面积和磁芯电感感值；
其中，设计的磁芯截面积大于最小磁芯截面积，最小磁芯截面积的计算公式为：
Figure BDA0003858870660000031
其中，Bs为饱和磁感应强度，Br为剩磁，ΔBmax为最大可承受磁感应强度，e为感应电动势，N为匝数，
Figure BDA0003858870660000032
为电势，S为磁芯截面积，Smin为最小磁芯截面积，KT为磁芯材料的叠片系数；
则磁芯截面积满足：
Figure BDA0003858870660000033
磁芯电感感值的计算公式为：
Figure BDA0003858870660000034
其中，L为磁芯电感值，n为绕线匝数，u为电感导线磁导率，Ac为磁芯有效截面积；
lg为磁芯长度，且
Figure BDA0003858870660000035
od为磁芯外直径，id为磁芯内直径。
其进一步的技术方案为，控制驱动模块包括控制单元、充电电路驱动单元和脉冲电路驱动单元；控制单元包括第一隔离电源芯片和与其相连的单片机，充电电路驱动单元包括第二隔离电源芯片和与其相连的两个半桥驱动芯片，脉冲电路驱动单元包括第二隔离电源芯片、两个第三隔离电源芯片和两个单端隔离驱动芯片，第三隔离电源芯片一端连接第二隔离电源芯片，另一端连接一个单端隔离驱动芯片，各个隔离电源芯片用于给相连芯片提供所需电压；单片机的第一、第二输出端连接每个半桥驱动芯片的输入端，半桥驱动芯片的两个输出端连接高压直流充电电路的全桥电路中同一桥臂上的两个固态开关的控制端；单片机的第三、第四输出端分别连接一个单端隔离驱动芯片的输入端，单端隔离驱动芯片的输出端连接高压脉冲电路的相应固态开关的控制端；单片机输出的四路IO信号用于控制不同固态开关的导通状态，使高压直流充电电路和高压脉冲电路在一个工作周期内按照设定工作模态产生直流电压和脉冲电压。
其进一步的技术方案为，一个工作周期内高压直流充电电路包括四种工作模态：
工作模态一：闭合第一桥臂的上开关和第二桥臂的下开关，断开第一桥臂的下开关和第二桥臂的上开关，直流源与谐振电容、谐振电感产生谐振，谐振电流经过第一变压器传递到副边给负载储能电容充电；
工作模态二：断开全桥电路的所有固态开关，谐振电流续流，给负载储能电容充电，经过半个谐振周期后，谐振电流断续，停止给负载储能电容充电；
工作模态三：闭合第一桥臂的下开关和第二桥臂的上开关，断开第一桥臂的上开关和第二桥臂的下开关，直流源与谐振电容、谐振电感产生谐振，谐振电流经过第一变压器传递到副边给负载储能电容充电；
工作模态四：断开全桥电路的所有固态开关，谐振电流续流，给负载储能电容充电，经过半个谐振周期后，谐振电流断续，停止给负载储能电容充电；
基于高压直流充电电路的工作模态，负载储能电容电压在到达预定终态电压前呈现出线性充电状态。
其进一步的技术方案为，一个工作周期内高压脉冲电路包括三种工作模态：
工作模态一：闭合第一固态开关，断开另一个固态开关，电路不输出电压；
工作模态二：断开第一固态开关，闭合另一个固态开关，储能电容电压经过另一个固态开关和第二变压器的回路输出高压脉冲；
工作模态三：断开两个固态开关，电路为死区状态，不输出电压；
基于高压脉冲电路的工作模态，通过控制工作模态二的触发时刻从而控制合成射流激励器的击穿时刻。
其进一步的技术方案为，隔离饱和电感选用铁基纳米晶磁环作为磁芯，且磁芯电感感值控制在1～10mH，磁芯截面积不小于0.5平方厘米。
其进一步的技术方案为，合成射流发生电路还包括第一隔离模块，用于在合成射流发生时隔离直流电压对高压脉冲电路的影响；第一隔离模块设置在高压直流充电电路的输出端和隔离饱和电感的第一端之间，负载储能电容的第一端连接在第一隔离模块和隔离饱和电感之间；
第一隔离模块包括依次相连的限流电感、第二限流电阻和串联二极管组，限流电感连接高压直流充电电路的输出端，串联二极管组分别连接负载储能电容的第一端和隔离饱和电感的第一端，串联二极管组用于防电压反灌。
其进一步的技术方案为，合成射流发生电路还包括第二隔离模块，用于在合成射流发生时隔离直流电压对高压脉冲电路的影响，并使直流电压能量主要集中于负载储能电容上；第二隔离模块设置在高压脉冲电路的输出端和隔离饱和电感的第二端之间，合成射流激励器的第一端连接在第二隔离模块和隔离饱和电感之间；
第二隔离模块包括相连的隔直电容和第三限流电阻，第三限流电阻连接高压脉冲电路的输出端，隔直电容分别连接合成射流激励器的第一端和隔离饱和电感的第二端。
本发明的有益技术效果是：
本申请基于隔离饱和电感和控制电路工作模态设计出能够实现高压的直流电压和脉冲电压顺利叠加的电路，设计的隔离饱和电感具有高阻抗和低阻抗特性，即在脉冲到来时，隔离饱和电感会承受快速变化的电压，以便脉冲叠加在直流上，在脉冲上升沿之后电感迅速饱和，以提供低阻抗能量泄放路径，而且隔离饱和电感不存在使用寿命和次数的问题，提高了等离子体合成射流电源的可靠性。与二极管隔离电路相比，大大减小了电路的体积和重量，有利于合成射流电源朝轻量化方向发展。
附图说明
图1是本申请提供的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路的原理框图。
图2是本申请提供的合成射流发生电路的简化示意电路图。
图3是本申请提供的高压直流充电电路图。
图4是本申请提供的高压脉冲电路图。
图5是本申请提供的控制驱动模块的示意图。
图6是本申请提供的电路中固态开关的驱动信号逻辑图。
图7是本申请提供的负载储能电容的充电电压图。
图8是本申请提供的合成射流激励器未击穿时两端的电压波形图。
图9是本申请提供的合成射流激励器击穿时两端的电压电流波形图。
具体实施方式
下面结合附图对本发明的具体实施方式做进一步说明。
结合图1、图2所示，本申请提供了一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，包括高压直流充电电路M1、高压脉冲电路M2、控制驱动模块、负载储能电容C1、隔离饱和电感L1、第一隔离模块、第二隔离模块和合成射流激励器E1。高压直流充电电路M1经过第一隔离模块连接负载储能电容C1用于给电容充电，高压直流充电电路M1还依次通过第一隔离模块、隔离饱和电感L1和第二隔离模块连接高压脉冲电路M2。合成射流激励器E1的第一端V_out1连接在隔离饱和电感L1和第二隔离模块之间，第二端接地。控制驱动模块分别连接控制高压直流充电电路M1和高压脉冲电路M2，使高压直流充电电路M1和高压脉冲电路M2在相应工作模态下，将高压的直流电压和脉冲电压叠加于合成射流激励器E1的第一端V_out1上，从而实现激励器击穿产生合成射流。
可选的，本例的合成射流激励器E1是由两根钨棒作为的电极对插在中空的圆柱形合成树脂腔体组成的，钨棒直径在0.5mm～2mm，两根钨棒间有0.6～1.5mm间隙。合成射流激励器E1在未击穿条件下是开路状态，具有无穷大阻抗，而在击穿后是呈现出很低的电阻值，约为零点几欧姆。
如图3所示，高压直流充电电路包括LC串联谐振原边电路和倍压整流电路。LC串联谐振原边电路包括直流源V1、四个固态开关S1～S4组成的全桥电路、谐振电容C3、谐振电感L3和第一变压器T1，其中全桥电路的具体电路结构为：固态开关S1、S3位于全桥电路的第一桥臂，且固态开关S1在上、固态开关S3在下，固态开关S2、S4位于全桥电路的第二桥臂，且固态开关S2在上、固态开关S4在下。直流源V1与全桥电路并联连接，全桥电路的第一桥臂中点(即S1与S3的相连点)依次与谐振电容C3、第一变压器T1原边、谐振电感L3和第二桥臂中点(即S2与S4的相连点)相连构成原边回路，固态开关S1～S4的控制端(栅极)分别连接控制驱动模块。第一变压器T1副边连接倍压整流电路，倍压整流电路的输出端作为高压直流充电电路的输出端V_out2连接第一隔离模块的第一端，第一变压器T1副边的异名端作为高压直流充电电路的地端，与负载储能电容C1的第二端均接地。
在本实施例中，高压直流充电电路提供持续稳定的充电效果，并使负载储能电容C1最终充电到额定的电压值，满足在0～48V电压输入下，输出直流电压在0～5kV可调。当第一变压器变比为n1时，倍压整流电路二极管个数为n2时，直流源V1输入电压为U1时，负载储能电容C1电压Uc满足：Uc＝n1·n2·U1。而且采用变压器加上倍压整流电路的设计，实现了负载储能大电容上电压随着电荷泵升电压上升的效果，相比于传统变压器升压的形式减小了变压器设计和器件选型难度，同时也使得电源整体体积更小、重量更轻。
可选的，本例中采用六倍压整流电路，包括六个倍压电容C4～C9、六个倍压二极管D1～D6，具体电路结构为：六个倍压二极管D1～D6按顺序反向并联，倍压电容C4连接在变压器T1副边上臂(即同名端)和倍压二极管D1阴极之间，倍压电容C5连接在倍压二极管D2阳极和倍压二极管D3阴极之间，倍压电容C6连接在倍压二极管D4阳极和倍压二极管D5阴极之间，倍压电容C7连接在倍压二极管D1阳极和倍压二极管D2阴极之间，倍压电容C8连接在倍压二极管D3阳极和倍压二极管D4阴极之间，倍压电容C9连接在倍压二极管D5阳极和倍压二极管D6阴极之间，且倍压二极管D6阴极作为高压直流充电电路的输出端V_out2。
可选的，本例中采用功率管作为固态开关S1～S4。
如图4所示，高压脉冲电路包括直流源V1、第一限流电阻R1、储能电容C10、两个固态开关S5和S6以及第二变压器T2。直流源V1正极通过第一限流电阻R1连接储能电容C10的第一端，直流源V1负极连接储能电容C10的第二端，两个固态开关S5和S6串联后两端连接储能电容C10的两端，第二变压器T2原边并联在固态开关S6上，固态开关S5和S6的控制端分别连接控制驱动模块。第二变压器T2副边的同名端作为高压脉冲电路的输出端连接第二隔离模块的第一端，异名端作为高压脉冲电路的地端接地。
在本实施例中，高压脉冲电路是电压源形式的脉冲电源，其输出脉冲电压需要满足幅值在1kV～3kV，上升沿在0～500ns，脉宽在0～500ns，频率在0～3Hz，以保证能选择尽可能小的变压器磁芯。
可选的，本例中采用IGBT作为固态开关S5和S6。本例中的固态开关S1～S6均采用全固态开关器件，且其上升沿和下降沿时间小于1μs，开关延迟时间小于600ns，以保证开关管顺利导通，其耐压值在所需脉冲电压最大值一半的1.5倍以上，耐流值在实测值的两倍以上，该类固态开关具有体积小、稳定性好、可靠性高、寿命长、工作频率高等特点，可以有效抑制外界电磁干扰。
如图2所示，第一隔离模块包括依次相连的限流电感L2、第二限流电阻R2和串联二极管组D7～D12，限流电感L2的左端作为第一隔离模块的第一端连接高压直流充电电路M1的输出端V_out2，串联二极管组D7～D12的右端作为第一隔离模块的第二端分别连接负载储能电容C1的第一端和隔离饱和电感L1的第一端，其中串联二极管组D7～D12用于防电压反灌。
可选的，本例中的第二限流电阻R2选用10～50欧姆，限流电感L2选用0.5H～2H，以保证在合成射流发生时利用第一隔离模块隔离直流电压(即大电流)对高压脉冲电路的影响。
如图2所示，第二隔离模块包括相连的隔直电容C2和第三限流电阻R3，第三限流电阻R3的右端作为第二隔离模块的第一端连接高压脉冲电路M2的输出端，隔直电容C2的左端作为第二隔离模块的第二端分别连接合成射流激励器E1的第一端V_out1和隔离饱和电感L1的第二端。
可选的，本例中的隔直电容C2选用1～10nF，第三限流电阻R3选用300～500欧姆，以保证在合成射流发生时同时利用第二隔离模块隔离直流电压(即大电流)对高压脉冲电路的影响，并保证高压直流充电电路产生的直流电压能量主要集中于负载储能电容C1上。
从电路总体结构来说，高压直流充电电路加上第一隔离模块以及负载储能电容C1提供了稳定的直流电压，高压脉冲电路和第二隔离模块提供了稳定的脉冲电压至合成射流激励器E1上即端口V_out1，而提供的直流电压经隔离饱和电感L1也连接至端口V_out1，即在端口V_out1上呈现出高压直流和高压脉冲叠加的电压波形。
本申请的重点在于隔离饱和电感的设计，设计条件为在高压脉冲上升阶段且激励器未击穿前不发生磁芯饱和、呈现高阻抗状态，在高压脉冲上升阶段之后发生磁芯饱和、呈现低阻抗状态。当高压脉冲电路输出一个高压脉冲，变化的高压脉冲经过第三限流电阻R3和隔直电容C2接入合成射流激励器E1的V_out1，因为隔离饱和电感L1在高压脉冲上升沿阶段不发生饱和，此时隔离饱和电感L1基本承担全部变化的高压脉冲电压，在端口V_out1上呈现出高压直流和高压脉冲叠加的电压波形；若叠加的电压不足以使合成射流激励器E1发生击穿，则在上升沿之后隔离饱和电感L1会迅速饱和以至于电压会迅速回到充电直流电压值，或者，若合成射流激励器E1发生击穿，负载储能电容C1上的直流电压会迅速加在隔离饱和电感L1上，电感便迅速饱和，以提供低阻抗能量泄放路径。
因此，本例的隔离饱和电感选取了具有较大饱和磁感应强度和较高磁导率的铁基纳米晶磁芯，并且为了降低能量损耗，选取闭合磁芯也就是环形磁芯以保证合成射流能量集中发生在激励器E1的二电极处。电感器的设计很大程度上取决于叠加电压的伏秒积，这里根据法拉第电磁感应定律计算满足设计条件的隔离饱和电感L1的磁芯截面积和磁芯电感感值。
其中，设计的磁芯截面积要大于最小磁芯截面积，最小磁芯截面积的计算公式为：
Figure BDA0003858870660000091
式(1)中，Bs为饱和磁感应强度，Br为剩磁，ΔBmax为最大可承受磁感应强度，e为感应电动势，N为匝数，
Figure BDA0003858870660000092
为电势，S为磁芯截面积，Smin为最小磁芯截面积，KT为磁芯材料的叠片系数也称填充系数。
为了使得电感在脉冲上升阶段二电极未击穿前不出现磁芯饱和现象，那么磁芯截面积必须满足：
Figure BDA0003858870660000093
可选的，铁基纳米晶磁芯材料的叠片系数一般大于0.75，工程上常取0.78。则本申请设计的磁芯截面积不小于0.5平方厘米。
环形磁芯电感感值的计算公式为：
Figure BDA0003858870660000094
式(3)中，L为磁芯电感值，n为绕线匝数，一般取5～10匝，u为电感导线磁导率，Ac为铁基纳米晶磁环的有效截面积，即从磁芯截面积中去掉边界无效，因此略小于磁芯截面积S。
lg为磁芯长度，且
Figure BDA0003858870660000095
od为磁芯外直径，id为磁芯内直径。
为了将磁芯电感感值控制在1～10mH左右，本例选取绕线匝数为8匝时铁基纳米晶磁导率ur取典型值为160000，可以得到电感值为3.69mH，符合设计条件。
如图5所示，控制驱动模块包括控制单元、充电电路驱动单元和脉冲电路驱动单元。其中：控制单元包括第一隔离电源芯片M4和单片机W5，本例的第一隔离电源芯片M4将48V转为5V后连接单片机W5供电端为其供电，单片机W5经过固件烧录后引出四个IO端口：IO1、IO2、IO3和IO4。
充电电路驱动单元包括第二隔离电源芯片M1和两个半桥驱动芯片W1和W2，脉冲电路驱动单元包括第二隔离电源芯片M1、两个第三隔离电源芯片M2和M3、两个单端隔离驱动芯片W3和W4。本例的第二隔离电源芯片M1将48V转为12V后分别连接半桥驱动芯片W1和W2供电端、第三隔离电源芯片M2和M3输入端为其供电，第三隔离电源芯片M2和M3将12V转为12V后分别连接单端隔离驱动芯片W3和W4供电端为其供电。单片机的第一、第二输出端IO1和IO2连接半桥驱动芯片W1和W2的输入端，半桥驱动芯片W1和W2的输出端分别引出四路PWM信号PWM1、PWM2、PWM3和PWM4，分别对应连接高压直流充电电路的全桥电路中的固态开关S1～S4的控制端。单片机的第三、第四输出端IO3和IO4分别连接单端隔离驱动芯片W3和W4的输入端，单端隔离驱动芯片W3和W4的输出端输出两路PWM信号PWM5和PWM6，分别对应连接高压脉冲电路的固态开关S5和S6的控制端。
本申请利用单片机输出的四路IO信号用于控制不同固态开关的导通状态，使高压直流充电电路和高压脉冲电路在一个工作周期内按照设定工作模态实现负载储能电容C1的连续充电和脉冲高压的精准叠加，通过脉冲高压的触发，使合成射流激励器发生稳定击穿以便合成射流地顺利进行。
如图6所示，高压直流充电电路和高压脉冲电路分别具有各自的工作模态且互不影响，高压直流充电电路采用LC串联谐振电流断续工作模态，为高频模式，高压脉冲电路采用脉冲触发模态，为低频模式，下面分为两个部分展开说明。
(1)一个工作周期内高压直流充电电路包括四种工作模态：
工作模态一：闭合第一桥臂的上开关S1和第二桥臂的下开关S4，断开第一桥臂的下开关S3和第二桥臂的上开关S2，直流源V1与谐振电容C3、谐振电感L3产生谐振，谐振电流经过第一变压器T1传递到副边给负载储能电容C1充电。
工作模态二：断开全桥电路的所有固态开关S1～S4，谐振电流续流，给负载储能电容C1充电，经过半个谐振周期后，谐振电流断续，停止给负载储能电容C1充电。
工作模态三：闭合第一桥臂的下开关S3和第二桥臂的上开关S2，断开第一桥臂的上开关S1和第二桥臂的下开关S4，直流源V1与谐振电容C3、谐振电感L3产生谐振，谐振电流经过第一变压器T1传递到副边给负载储能电容C1充电。
工作模态四：断开全桥电路的所有固态开关S1～S4，谐振电流续流，给负载储能电容C1充电，经过半个谐振周期后，谐振电流断续，停止给负载储能电容C1充电。
则基于高压直流充电电路的工作模态，负载储能电容电压在到达80％的终态电压前呈现出线性充电状态。可选的，当直流稳压电源输入48V时，负载储能电容输出电压波形如图7所示，可以发现其在充电至其终态电压约为3500V前为线性充电。与RC充电电路相比，避免了RC充电电路越充越慢，同时也大大提高了充电效率。
(2)一个工作周期内高压脉冲电路包括三种工作模态：
工作模态一：闭合固态开关S6，断开固态开关S5，电路不输出电。
工作模态二：断开固态开关S6，闭合固态开关S5，储能电容C10电压经过固态开关S5和第二变压器T2的回路输出高压脉冲。
工作模态三：断开两个固态开关S5和S6，电路为死区状态，避免固态开关S5、S6直通，不输出电压。
则基于高压脉冲电路的工作模态，通过控制工作模态二的触发时刻从而控制合成射流激励器的击穿时刻。即当脉冲高压触发时，直流叠加脉冲的高压以引导合成射流激励器E1击穿产生合成射流，合成射流的顺利进行由高压脉冲决定，这种精准控制可以人为设定合成射流击穿时刻，有利于研究人员对合成射流过程进行研究，同时也可以人为设定合成射流频率，有利于飞机破冰地持续进行。
在本实施例中，设定高压脉冲电路输出脉冲电压幅值为2kV，上升沿为200ns，脉宽为300ns；第一隔离模块的限流电感L2为1H，第二限流电阻R2为10欧姆；第二隔离模块的隔直电容C2为1nF，第三限流电阻R3为300欧姆；钨棒直径为1mm，间隙为1.2mm；当高压直流充电电路给负载储能电容C1充电到2500V时，高压脉冲电源触发2000V/1us高压脉冲，隔离饱和电感L1上承担了高压脉冲迅速的变化电压，使用高压探头探测等离子体合成射流激励器E1上的电压，可以发现合成射流激励器E1上的电压呈现出2500V直流加上2000V/300ns脉宽形式的脉冲电压，未完整出现整个脉宽的脉冲电压是因为隔离饱和电感出现饱和，具体单脉冲波形如图8所示，而在上升沿未出现饱和并顺利发生合成射流的电压电流波形图如图9所示。
以上所述的仅是本申请的优选实施方式，本发明不限于以上实施例。可以理解，本领域技术人员在不脱离本发明的精神和构思的前提下直接导出或联想到的其他改进和变化，均应认为包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，包括高压直流充电电路、高压脉冲电路、控制驱动模块、负载储能电容、隔离饱和电感和合成射流激励器；所述高压直流充电电路连接所述负载储能电容用于给其充电，所述高压直流充电电路还通过所述隔离饱和电感连接所述高压脉冲电路，所述合成射流激励器的第一端连接在隔离饱和电感和高压脉冲电路之间，第二端接地；隔离饱和电感的设计条件为在脉冲上升阶段且激励器未击穿前不发生磁芯饱和、呈现高阻抗状态，在脉冲上升阶段之后发生磁芯饱和、呈现低阻抗状态；所述控制驱动模块分别连接控制高压直流充电电路和高压脉冲电路，使所述高压直流充电电路和高压脉冲电路在相应工作模态下，将直流电压和脉冲电压叠加于合成射流激励器上，从而实现激励器击穿产生合成射流。
2.根据权利要求1所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，所述高压直流充电电路包括LC串联谐振原边电路和倍压整流电路；所述LC串联谐振原边电路包括直流源、四个固态开关组成的全桥电路、谐振电容、谐振电感和第一变压器，所述直流源与所述全桥电路并联连接，全桥电路的第一桥臂中点依次与谐振电容、第一变压器原边、谐振电感和第二桥臂中点相连，每个固态开关的控制端分别连接所述控制驱动模块；第一变压器副边连接所述倍压整流电路，倍压整流电路的输出端作为高压直流充电电路的输出端分别连接负载储能电容的第一端和隔离饱和电感的第一端，第一变压器副边的异名端作为高压直流充电电路的地端，与负载储能电容的第二端均接地。
3.根据权利要求1所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，所述高压脉冲电路包括直流源、第一限流电阻、储能电容、两个固态开关和第二变压器；直流源正极通过所述第一限流电阻连接储能电容的第一端，直流源负极连接储能电容的第二端，两个固态开关串联后两端连接所述储能电容，第二变压器原边并联在其中一个固态开关上，记为第一固态开关，每个固态开关的控制端分别连接所述控制驱动模块；第二变压器副边的同名端作为高压脉冲电路的输出端连接隔离饱和电感的第二端，异名端作为高压脉冲电路的地端接地。
4.根据权利要求1所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，根据法拉第电磁感应定律计算满足设计条件的隔离饱和电感的磁芯截面积和磁芯电感感值；
其中，设计的磁芯截面积大于最小磁芯截面积，最小磁芯截面积的计算公式为：
Figure FDA0003858870650000021
其中，Bs为饱和磁感应强度，Br为剩磁，ΔBmax为最大可承受磁感应强度，e为感应电动势，N为匝数，
Figure FDA0003858870650000025
为电势，S为磁芯截面积，Smin为最小磁芯截面积，KT为磁芯材料的叠片系数；
则所述磁芯截面积满足：
Figure FDA0003858870650000022
磁芯电感感值的计算公式为：
Figure FDA0003858870650000023
其中，L为磁芯电感值，n为绕线匝数，u为电感导线磁导率，Ac为磁芯有效截面积；
lg为磁芯长度，且
Figure FDA0003858870650000024
od为磁芯外直径，id为磁芯内直径。
5.根据权利要求1所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，所述控制驱动模块包括控制单元、充电电路驱动单元和脉冲电路驱动单元；所述控制单元包括第一隔离电源芯片和与其相连的单片机，所述充电电路驱动单元包括第二隔离电源芯片和与其相连的两个半桥驱动芯片，所述脉冲电路驱动单元包括第二隔离电源芯片、两个第三隔离电源芯片和两个单端隔离驱动芯片，所述第三隔离电源芯片一端连接所述第二隔离电源芯片，另一端连接一个所述单端隔离驱动芯片，各个隔离电源芯片用于给相连芯片提供所需电压；所述单片机的第一、第二输出端连接每个半桥驱动芯片的输入端，所述半桥驱动芯片的两个输出端连接高压直流充电电路的全桥电路中同一桥臂上的两个固态开关的控制端；所述单片机的第三、第四输出端分别连接一个所述单端隔离驱动芯片的输入端，所述单端隔离驱动芯片的输出端连接高压脉冲电路的相应固态开关的控制端；所述单片机输出的四路IO信号用于控制不同固态开关的导通状态，使所述高压直流充电电路和高压脉冲电路在一个工作周期内按照设定工作模态产生直流电压和脉冲电压。
6.根据权利要求2所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，一个工作周期内所述高压直流充电电路包括四种工作模态：
工作模态一：闭合第一桥臂的上开关和第二桥臂的下开关，断开第一桥臂的下开关和第二桥臂的上开关，直流源与谐振电容、谐振电感产生谐振，谐振电流经过第一变压器传递到副边给所述负载储能电容充电；
工作模态二：断开全桥电路的所有固态开关，谐振电流续流，给所述负载储能电容充电，经过半个谐振周期后，谐振电流断续，停止给所述负载储能电容充电；
工作模态三：闭合第一桥臂的下开关和第二桥臂的上开关，断开第一桥臂的上开关和第二桥臂的下开关，直流源与谐振电容、谐振电感产生谐振，谐振电流经过第一变压器传递到副边给所述负载储能电容充电；
工作模态四：断开全桥电路的所有固态开关，谐振电流续流，给所述负载储能电容充电，经过半个谐振周期后，谐振电流断续，停止给所述负载储能电容充电；
基于所述高压直流充电电路的工作模态，负载储能电容电压在到达预定终态电压前呈现出线性充电状态。
7.根据权利要求3所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，一个工作周期内所述高压脉冲电路包括三种工作模态：
工作模态一：闭合第一固态开关，断开另一个固态开关，电路不输出电压；
工作模态二：断开第一固态开关，闭合另一个固态开关，储能电容电压经过另一个固态开关和第二变压器的回路输出高压脉冲；
工作模态三：断开两个固态开关，电路为死区状态，不输出电压；
基于所述高压脉冲电路的工作模态，通过控制工作模态二的触发时刻从而控制合成射流激励器的击穿时刻。
8.根据权利要求4所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，所述隔离饱和电感选用铁基纳米晶磁环作为磁芯，且磁芯电感感值控制在1～10mH，磁芯截面积不小于0.5平方厘米。
9.根据权利要求1-8任一所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，所述合成射流发生电路还包括第一隔离模块，用于在合成射流发生时隔离直流电压对高压脉冲电路的影响；所述第一隔离模块设置在所述高压直流充电电路的输出端和所述隔离饱和电感的第一端之间，所述负载储能电容的第一端连接在第一隔离模块和隔离饱和电感之间；
所述第一隔离模块包括依次相连的限流电感、第二限流电阻和串联二极管组，所述限流电感连接所述高压直流充电电路的输出端，所述串联二极管组分别连接负载储能电容的第一端和隔离饱和电感的第一端，所述串联二极管组用于防电压反灌。
10.根据权利要求1-8任一所述的基于隔离饱和电感的合成射流发生电路，其特征在于，所述合成射流发生电路还包括第二隔离模块，用于在合成射流发生时隔离直流电压对高压脉冲电路的影响，并使直流电压能量主要集中于负载储能电容上；所述第二隔离模块设置在所述高压脉冲电路的输出端和所述隔离饱和电感的第二端之间，所述合成射流激励器的第一端连接在第二隔离模块和隔离饱和电感之间；
所述第二隔离模块包括相连的隔直电容和第三限流电阻，所述第三限流电阻连接所述高压脉冲电路的输出端，所述隔直电容分别连接合成射流激励器的第一端和隔离饱和电感的第二端。
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Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1987002517A1 (en) * 1985-10-18 1987-04-23 Amoco Corporation Electrical excitation circuit for gas lasers
CN204672440U (zh) * 2015-01-20 2015-09-30 江苏容天机电科技有限公司 一种静电除尘微脉冲电源
CN105119517A (zh) * 2015-09-11 2015-12-02 中国科学院电工研究所 多个等离子体合成射流激励器同步放电的高压脉冲电源
CN106872888A (zh) * 2017-03-07 2017-06-20 西安交通大学 一种直流叠加高压脉冲的真空灭弧室老炼装置及方法
EP3244522A1 (en) * 2016-05-10 2017-11-15 Beihang University Ultrasonic-frequency pulsed gmaw welding power source device
CN109525139A (zh) * 2018-12-21 2019-03-26 上海激光电源设备有限责任公司 一种微秒级脉冲电源
CN113316303A (zh) * 2021-05-25 2021-08-27 中国人民解放军空军工程大学 直流电弧驱动的等离子体合成射流阵列激励装置和方法
CN114221569A (zh) * 2021-12-21 2022-03-22 中国人民解放军国防科技大学 等离子体高能合成射流激励器并联放电装置及方法

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1987002517A1 (en) * 1985-10-18 1987-04-23 Amoco Corporation Electrical excitation circuit for gas lasers
CN204672440U (zh) * 2015-01-20 2015-09-30 江苏容天机电科技有限公司 一种静电除尘微脉冲电源
CN105119517A (zh) * 2015-09-11 2015-12-02 中国科学院电工研究所 多个等离子体合成射流激励器同步放电的高压脉冲电源
EP3244522A1 (en) * 2016-05-10 2017-11-15 Beihang University Ultrasonic-frequency pulsed gmaw welding power source device
CN106872888A (zh) * 2017-03-07 2017-06-20 西安交通大学 一种直流叠加高压脉冲的真空灭弧室老炼装置及方法
CN109525139A (zh) * 2018-12-21 2019-03-26 上海激光电源设备有限责任公司 一种微秒级脉冲电源
CN113316303A (zh) * 2021-05-25 2021-08-27 中国人民解放军空军工程大学 直流电弧驱动的等离子体合成射流阵列激励装置和方法
CN114221569A (zh) * 2021-12-21 2022-03-22 中国人民解放军国防科技大学 等离子体高能合成射流激励器并联放电装置及方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
宛传友 等.应用于等离子体喷涂的高压脉冲电源研制.电力电子技术.2018,第52卷(第07期),第54-56页. *

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