CN115459378A - 一种电池保护电路及系统 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种电池保护电路及系统，电池保护电路包括第一检测端VDD、第二检测端VM和第三检测端G、与放电功率开关的控制端相连的放电控制端DO和与充电功率开关的控制端相连的充电控制端CO，其中，所述放电功率开关和充电功率开关合称为充放电开关，所述第一检测端VDD与电芯的正极相连，所述第二检测端VM与电池的正极P+相连，所述第三检测端G与所述电芯的负极相连；所述放电功率开关和充电功率开关连接于所述第一检测端VDD和第二检测端VM之间。与现有技术相比，本发明可以采用无需承受负电压的工艺制造电池保护电路，同时实现电池保护电路与系统应用中其他芯片可以共地。

Description

一种电池保护电路及系统
【技术领域】
本发明涉及电路设计领域，特别涉及一种采用高侧NMOS开关构建的电池保护电路及系统。
【背景技术】
现有技术中，一般采用低侧NMOS开关构建电池保护电路，请参考图1所示，其为现有技术中的一种电池保护系统的电路示意图。图1所示的电池保护系统包括电芯BAT1、电池保护电路(或电池保护芯片)110、充电功率开关(或充电功率管)FET2、放电功率开关(或放电功率管)FET1和电阻R1。其中，电池保护电路110为采用低侧NMOS开关构建的电池保护电路，这种方式的缺点是，电池保护电路(或电池保护芯片)110需要能承受负电压的工艺制造，采用这种能承受负电压的工艺需要更高成本。另外会导致电池保护电路(或电池保护芯片)110与系统应用中其他芯片不共地，这样不利于传输信号。
因此，有必要提出一种改进的技术方案来克服上述问题。
【发明内容】
本发明的目的之一在于提供一种电池保护电路及系统，其可以采用无需承受负电压的工艺制造电池保护电路(或电池保护芯片)，同时实现电池保护电路(或电池保护芯片)与系统应用中其他芯片可以共地。
根据本发明的一个方面，本发明提供一种电池保护电路，其包括第一检测端VDD、第二检测端VM和第三检测端G、与放电功率开关的控制端相连的放电控制端DO和与充电功率开关的控制端相连的充电控制端CO，其中，所述放电功率开关和充电功率开关合称为充放电开关，所述第一检测端VDD与电芯的正极相连，所述第二检测端VM与电池的正极P+相连，所述第三检测端G与所述电芯的负极相连；所述放电功率开关和充电功率开关连接于所述第一检测端VDD和第二检测端VM之间。
根据本发明的另一个方面，本发明提供一种电池保护系统，其包括：电芯；
充电功率开关和放电功率开关，所述放电功率开关和充电功率开关合称为充放电开关；电池保护电路，其包括第一检测端VDD、第二检测端VM和第三检测端G、与放电功率开关的控制端相连的放电控制端DO和与充电功率开关的控制端相连的充电控制端CO，其中，所述放电功率开关和充电功率开关合称为充放电开关，所述第一检测端VDD与电芯的正极相连，所述第二检测端VM与电池的正极P+相连，所述第三检测端G与所述电芯的负极相连；所述放电功率开关和充电功率开关连接于所述第一检测端VDD和第二检测端VM之间。与现有技术相比，本发明采用高侧NMOS开关构建电池保护电路及系统，从而可以采用无需承受负电压的工艺制造电池保护电路(或称电池保护芯片)，同时实现电池保护电路(或称电池保护芯片)与系统应用中其他芯片可以共地。此外，本发明的目的还在于实现高精度的电流检测。
【附图说明】
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其它的附图。其中：
图1为现有技术中的一种电池保护系统的电路示意图；
图2为本发明中的电池保护系统在一个实施例中的电路示意图；
图3为本发明在一个实施例中如图2所示的电池保护电路的电路示意图；
图4为本发明在一个实施例中如图3所示的虚地调压器VGR的电路示意图；
图5为本发明在一个实施例中如图3所示的放电过流检测模块IDet1的电路示意图；
图6为本发明在一个实施例中如图3所示的充电过流检测模块IDet2的电路示意图；
图7为本发明如图5和图6所示的正温度系数电压产生器VPTC在一个实施例中的电路示意图。
【具体实施方式】
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。
此处所称的“一个实施例”或“实施例”是指可包含于本发明至少一个实现方式中的特定特征、结构或特性。在本说明书中不同地方出现的“在一个实施例中”并非均指同一个实施例，也不是单独的或选择性的与其他实施例互相排斥的实施例。除非特别说明，本文中的连接、相连、相接的表示电性连接的词均表示直接或间接电性相连。
请参考图2所示，其为本发明中的电池保护系统在一个实施例中的电路示意图。图2所示的电池保护系统包括电池电芯BAT1、电池保护电路(或电池保护芯片)210、充电功率开关(或充电功率管)FET2和放电功率开关(或放电功率管)FET1。为了便于表述，下文中将充电功率开关FET2和放电功率开关FET1合称为充放电开关；充电功率开关FET2和放电功率开关FET1的导通电阻之和称为充放电开关的导通电阻。
其中，电池保护电路210包括三个检测端(或称为连接端)和两个控制端，三个检测端分别为第一检测端VDD、第二检测端VM和第三检测端G，两个控制端分别为充电控制端CO和放电控制端DO。其中，第一检测端VDD与电池电芯BAT1的正极B+相连，第三检测端G与电池电芯BAT1的负极B-相连，第二检测端VM与电池的正极P+相连，充电控制端CO与充电功率开关FET2的控制端相连，放电控制端DO与放电功率开关FET1的控制端。放电功率开关FET1和充电功率开关FET2串联于电池电芯BAT1的正极B+(或第一检测端VDD)和电池的正极P+(或第二检测端VM)之间，电池电芯BAT1的负极B-直接与电池的负极P-相连。
充电功率开关(或充电功率管)FET2包括寄生于其体内的二极管(未图示)。放电功率开关FET1包括寄生于其体内的二极管(未图示)。其中，在图2所示的具体实施中，充电功率开关(或充电功率管)FET2为NMOS(N-channel Metal Oxide Semiconductor)晶体管；放电功率开关FET1为NMOS晶体管；NMOS晶体管FET1的漏极和NMOS晶体管FET2的漏极相连，NMOS晶体管FET1的源极与电池电芯BAT1的正极B+(或第一检测端VDD)相连，NMOS晶体管FET2的源极与电池的正极P+(或第二检测端VM)相连。
电池保护电路210以电池电芯BAT1的电压(即电芯电压)进行供电。电池保护电路210通过控制放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通和关断可以实现对电芯BAT1进行充电保护和放电保护。在正常状态时，电池保护电路210控制放电功率开关FET1和充电功率开关FET2同时导通，此时既可以充电也可以放电。在充电发生异常时，电池保护电路210控制充电功率开关FET2关断，从而切断了充电回路，但仍可以放电。在放电发生异常时，电池保护电路210控制放电功率开关FET1关断，从而切断了放电回路，但仍可以充电。
在一个实施例中，电池保护电路210通过采样第一检测端VDD的电压进行放电过压检测或充电过压检测。例如，当电池保护电路210检测到第一检测端VDD的电压(其反映电池电芯BAT1的电压)低于放电过压保护阈值且持续超过放电过压保护延迟时间时，通过将放电控制端DO设置为低电平(例如，其低电平电压等于第一检测端VDD的电压)控制放电功率开关FET1为断路(或关断)；当电池保护电路210检测到第一检测端VDD的电压(其反映电池电芯BAT1的电压)高于充电过压保护阈值且持续超过充电过压保护延迟时间时，通过将充电控制端CO设置为低电平(例如，其低电平电压等于电池的正极P+的电压)控制充电功率开关FET2为断路(或关断)。
在一个实施例中，电池保护电路210通过采样第一检测端VDD的电压和第二检测端VM的电压进行放电过流检测或充电过流检测。当电池保护电路210检测到第一检测端VDD的电压减去第二检测端VM的电压的差值高于放电过流保护阈值且持续超过放电过流保护延迟时间时，通过将放电控制端DO设置为低电平(例如，其低电平电压等于第一检测端VDD的电压)控制放电功率开关FET1为断路(或关断)；当电池保护电路210检测到第二检测端VM的电压减去第一检测端VDD的电压的差值高于充电过流保护阈值且持续超过充电过流保护延迟时间时，通过将充电控制端CO设置为低电平(例如，其低电平电压等于电池的正极P+的电压)控制充电功率开关FET2为断路(或关断)。
当没有发生上述异常情况时，充电控制端CO输出为高电平(例如，此高电平电压为VDD+VF)，控制充电功率开关FET2导通；放电控制端DO输出为高电平(例如，此高电平电压为VDD+VF)，控制放电功率开关FET1导通，其中，VDD为第一检测端VDD的电压，VF为放电功率开关FET1或充电功率开关FET2的阈值电压。
综上可知，由于本发明采用高侧NMOS开关构建如图2所示的电池保护电路及系统，因此，本发明可以采用无需承受负电压的工艺制造电池保护电路(或称电池保护芯片)，同时实现电池保护电路(或称电池保护芯片)与系统应用中其他芯片可以共地。
需要说明的是，直接以第一检测端VDD和第二检测端VM的电压差(例如，第一检测端VDD的电压减去第二检测端VM的电压的差值，或第二检测端VM的电压减去第一检测端VDD的电压的差值)作为电流采样信息，则可能导致电流检测不准确，其原因在于：第一检测端VDD和第二检测端VM的电压差反映了放电功率开关FET1和充电功率开关FET2上的电压降，以放电过流检测为例，在正常放电时，第一检测端VDD的电压减去第二检测端VM的电压的差值等于I.Ron，其中I是放电电流，Ron为放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻之和，而放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻会随其栅源电压变化而变化。当采用恒定电压VR作为放电过流检测的电压阈值时(即采用恒定参考电压VR与第一检测端VDD的电压减去第二检测端VM的电压的差值比较，当第一检测端VDD的电压减去第二检测端VM的电压的差值超过此恒定参考电压VR时，认定为检测到放电过流情况，进行相应禁止放电操作)，实际对应的放电过流检测的电流阈值为Ith＝VR/Ron，其中VR为上述恒定参考电压，Ron为放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻之和，Ron会随着放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的栅源电压变化而变化。另外，随着放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的温度变化，其导通电阻Ron也会随之变化。当Ron变化时，则导致放电过流检测的电流阈值Ith随之变化。而实际应用中，维持放电过流检测的电流阈值Ith不变更佳。
因此，本发明提供一种电池保护电路及系统，其以第一检测端VDD和第二检测端VM的电压差作为电流检测信息，并且过流检测的电压阈值VR模仿放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻之和随着其温度变化而变化的特性；在正常充放电时，使放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的栅源电压为恒定电压，从而实现精确的过流检测的电流阈值Ith，该过流检测的电流阈值Ith不随着电芯电压变化而变化，也不随着放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的温度变化而变化。这样，可以实现高精度的过流检测。
请参考图3所示，其为本发明在一个实施例中如图2所示的电池保护电路210的电路示意图。图3所示的电池保护电路包括过压检测模块VDet310、放电过流检测模块IDet1320、充电过流检测模块IDet2330、逻辑模块Logic340、电源预调整供电模块350、第一驱动电路DRV1360、第二驱动电路DRV2370。
过压检测模块VDet310基于第一检测端VDD和第三检测端G对电芯BAT1的充放电回路进行检测，以输出相应的电压检测信号，过压检测模块VDet310可以采用现有技术中的实现方式。
放电过流检测模块IDet1320基于第一检测端VDD和第二检测端VM对电芯BAT1的放电回路进行检测，以输出相应的放电电流检测信号EDI。
充电过流检测模块IDet2330基于第一检测端VDD和第二检测端VM对电芯BAT1的充电回路进行检测，以输出相应的充电电流检测信号ECI。
逻辑模块Logic340根据放电过流检测模块IDet1320输出的放电电流检测信号EDI和充电过流检测模块IDet2330输出的充电电流检测信号ECI产生充电控制信号和放电控制信号。
第一驱动电路DRV1360用于对逻辑模块Logic340输出的充电控制信号进行驱动处理，并将驱动处理后的充电控制信号提供给充电控制端CO。
第二驱动电路DRV2370用于对逻辑模块Logic340输出的放电控制信号进行驱动处理，并将驱动处理后的放电控制信号提供给放电控制端DO。
在图3所示的具体实施例中，第一驱动电路DRV1360的接地端与第二检测端VM相连，第二驱动电路DRV2370的接地端与第一检测端VDD相连，即第一驱动电路DRV1360的地电平是第二检测端VM的电压，第二驱动电路DRV2370的地电平是第一检测端VDD的电压。
电源预调整供电模块350的输入端与第一检测端VDD相连，其输出端与第一驱动电路DRV1360的电源端和第二驱动电路DRV2370的电源端相连，电源预调整供电模块350基于第一检测端VDD的电压产生供电电压VO，供电电压VO经电源预调整供电模块350的输出端输出，其中，供电电压VO与第一检测端VDD的电压相对恒定，具体的，供电电压VO大于第一检测端VDD的电压，且供电电压VO与第一检测端VDD的电压的差值恒定，供电电压VO给第一驱动电路DRV1360和第二驱动电路DRV2370供电，从而在正常充放电时，电池保护电路210使放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的栅源电压为恒定电压。
在图3所示的具体实施例中，电源预调整供电模块350包括自适应电荷泵ChargePump352和虚地调压器VGR354。其中，自适应电荷泵ChargePump352的输入端与第一检测端VDD相连，其用于对第一检测端VDD的电压进行升压处理，并通过其输出端输出比第一检测端VDD的电压大的输出电压VCP，在一个实施例中，自适应电荷泵ChargePump352的升压倍数随第一检测端VDD的电压的变化而变化。虚地调压器VGR354的输入端与自适应电荷泵ChargePump352的输出端相连，其输出端作为电源预调整供电模块350的输出端VO，与传统调压器不同，虚地调压器VGR354以第一检测端VDD的电压做为虚拟参考地电平工作(即虚地调压器VGR354是以第一检测端VDD的电压作为虚拟地电平进行控制)，并基于自适应电荷泵ChargePump352的输出电压VCP产生一个相对第一检测端VDD的电压恒定的供电电压VO，即维持VO-VDD为恒定值(例如VO-VDD＝5V)。
请参考图4所示，其为本发明在一个实施例中如图3所示的虚地调压器VGR354的电路示意图。图4所示的虚地调压器包括MOS管MPP、运算放大器OP1、参考电压源VR和分压电路410。其中，参考电压源VR的正极与运算放大器OP1的第一输入端相连，其负极与第一检测端VDD相连；MOS管MPP的第一连接端与自适应电荷泵ChargePump352的输出端VCP相连，其第二连接端与电源预调整供电模块的输出端VO相连，其控制端与运算放大器OP1的输出端相连；分压电路410包括依次串联于电源预调整供电模块的输出端VO和第一检测端VDD之间的第二电阻R2和第一电阻R1，第二电阻R2和第一电阻R1之间的连接节点与运算放大器OP1的第二输入端相连。
在图4所示的具体实施例中，运算放大器OP1的第一输入端和第二输入端分别为其反相输入端和同相输入端；MOS管MPP为PMOS晶体管，MOS管MPP的第一连接端、第二连接端和控制端分别为PMOS晶体管的源极、漏极和栅极。
在图4所示的虚地调压器中，参考电压源VR是以第一检测端VDD的电压为虚拟地电平设计(即参考电压源VR的参考地电平为第一检测端VDD的电压)，参考电压源VR的正极电压VIM与第一检测端VDD的电压之差保持恒定。在图4所示的具体实施例中，运算放大器OP1的接地端与电池保护电路210的第三检测端G相连，即运算放大器OP1的地电平采用第三检测端G的电压(这个是整个芯片真正的地电平)，这样的优势是，运算放大器OP1的输出最低可以低至第三检测端G的电压，可以为MOS管MPP提供更大的驱动电压(即更大的栅源电压)，相比运算放大器OP1的地电平采用第一检测端VDD的电压具有更强驱动能力的优势。
请参考图5所示，其为本发明在一个实施例中如图3所示的放电过流检测模块IDet1320的电路示意图。图5所示的放电过流检测模块通过采样第一检测端VDD的电压和第二检测端VM的电压之差进行放电过流检测，且该放电过流检测模块内部产生一个参考电压VR1(即放电过流检测的电压阈值VR1)，该参考电压VR1模仿放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻之和随着其温度变化而变化的特性(即参考电压VR1随温度的变化与充放电开关的导通电阻随温度的变化一致)。图5所示的放电过流检测模块通过比较第一检测端VDD的电压和第二检测端VM的电压之差是否高于参考电压VR1，输出相应的放电电流检测信号EDI。
图5所示的放电过流检测模块包括参考电压产生电路510、比较器Comp和减法器Sub。参考电压产生电路510用于获取充放电开关(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1)的温度值，并基于获取到的充放电开关的温度值得到对应的参考电压VR1，并通过其输出端输出该参考电压VR1，其中，参考电压VR1仅模仿充放电开关的导通电阻(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1的导通电阻之和)随着其温度变化而变化，即参考电压VR随温度的变化与充放电开关的导通电阻随温度的变化一致，例如，充放电开关的导通电阻随温度的升高而增大，则参考电压VR1的电阻值随温度的升高而增大；充放电开关的导通电阻随温度的降低而减小，则参考电压VR1的电阻值随温度的降低而减小。参考电压VR1也可称为放电过流检测的电压阈值VR1。
减法器Sub将第一检测端VDD的电压与第二检测端VM的电压相减以产生检测电压VIS1。
比较器Comp的第一输入端与参考电压产生电路510的输出端相连，以接收参考电压产生电路510输出的参考电压VR1，其第二输入端与减法器Sub的输出端相连，以接收减法器Sub输出的检测电压VIS1。比较器Comp用于比较参考电压产生电路510输出的参考电压VR1和减法器Sub输出的检测电压VIS1的大小，并基于比较结果通过其输出端输出相应的放电过流检测信号EDI。
在图5所示的具体实施例中，比较器Comp的第一输入端和第二输入端分别为其负相输入端和其正相输入端。比较器Comp比较参考电压VR1和检测电压VIS1，当检测电压VIS1大于参考电压VR1电压时，比较器Comp输出的放电过流检测信号EDI变为高电平；当检测电压VIS1小于参考电压VR1电压时，比较器Comp输出的放电过流检测信号EDI变为低电平。
在图5所示的具体实施例中，参考电压产生电路510包括温度传感模块T_Sens512、正温度系数电压产生器VPTC514、零温度系数电压产生器VZTC516、乘法器M1、乘法器M2和加法器Add。
温度传感模块T_Sens512用于将充放电开关(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1)的温度导热到正温度系数电压产生器VPTC514上，让正温度系数电压产生器VPTC514的温度与充放电开关的温度一致。
正温度系数电压产生器VPTC514基于其自身的温度产生正温度系数电压V1(即正温度系数电压V1随着温度上升而上升)，并通过其输出端输出该正温度系数电压V1。在一种优选实施方案中，正温度系数电压V1与充放电开关(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1)的温度成正比。
零温度系数电压产生器VZTC516用于产生零温度系数电压V2(即零温度系数电压V2不随着温度变化而变化)，并通过其输出端输出该零温度系数电压V2。乘法器M1用于对正温度系数电压V1乘以一个固定的系数K1，以得到正温度系数电压V3。乘法器M2用于对零温度系数电压V2乘以一个固定的系数K2，以得到零温度系数电压V4。加法器Add用于将正温度系数电压V3和零温度系数电压V4相加以产生参考电压VR1。
也可以说，VR1＝K1.V1+K2.V2，其中K1为固定系数，K2为固定系数，V1为正温度系数电压，V2为零温度系数电压。
对于不同充电功率开关FET2和放电功率开关FET1，其导通电阻的特性可能不同，可以根据修改系数K1和K2以产生相应的参考电压VR1，使得参考电压VR1随温度的变化与充放电开关的导通电阻(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1的导通电阻之和)随温度变化的特性一致，即参考电压VR1模仿充放电开关的导通电阻随着其温度变化而变化。
图5所示的零温度系数电压产生器VZTC516可以采用现有技术中的各种带隙基准电路或者其他零温度系数参考电压产生电路实现。在一种实现方式中，系数K1和K2可以采用模拟电压信号(可以是一种可以调节的参考电压)实现，相应的乘法器M1和乘法器M2也可以采用模拟乘法器实现；在另一种实现方式中，系数K1和K2可以采用数字信号实现，相应的乘法器M1和乘法器M2也可以采用数字乘法器实现。
请参考图6所示，其为本发明在一个实施例中如图3所示的充电过流检测模块IDet2330的电路示意图。图6所示的充电过流检测模块通过采样第二检测端VM的电压和第一检测端VDD的电压之差进行充电过流检测，且该充电过流检测模块内部产生一个参考电压VR2(即充电过流检测的电压阈值VR2)，该参考电压VR2模仿放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻之和随着其温度变化而变化的特性(即参考电压VR2随温度的变化与充放电开关的导通电阻随温度的变化一致)。图6所示的充电过流检测模块通过比较第二检测端VM的电压与第一检测端VDD的电压之差是否高于参考电压VR2，输出相应的充电电流检测信号ECI。
图6所示的充电过流检测模块与图5所示的放电过流检测模块的结构及工作原理相似。
图6所示的充电过流检测模块包括参考电压产生电路610、比较器Comp和减法器Sub。
参考电压产生电路610用于获取充放电开关(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1)的温度值，并基于获取到的充放电开关的温度值得到对应的参考电压VR2，并通过其输出端输出该参考电压VR2，其中，参考电压VR2仅模仿充放电开关的导通电阻(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1的导通电阻之和)随着其温度变化而变化，即参考电压VR2随温度的变化与充放电开关的导通电阻随温度的变化一致，例如，充放电开关的导通电阻随温度的升高而增大，则参考电压VR2的电阻值随温度的升高而增大；充放电开关的导通电阻随温度的降低而减小，则参考电压VR2的电阻值随温度的降低而减小。参考电压VR2也可称为充电过流检测的电压阈值VR2。
减法器Sub将第二检测端VM的电压与第一检测端VDD的电压相减以产生检测电压VIS2。
比较器Comp的第一输入端与参考电压产生电路610的输出端相连，以接收参考电压产生电路610输出的参考电压VR2，其第二输入端与减法器Sub的输出端相连，以接收减法器Sub输出的检测电压VIS2。比较器Comp用于比较参考电压产生电路610输出的参考电压VR2和减法器Sub输出的检测电压VIS2的大小，并基于比较结果通过其输出端输出相应的充电过流检测信号ECI。在图6所示的具体实施例中，比较器Comp的第一输入端和第二输入端分别为其正相输入端和其负相输入端。比较器Comp比较参考电压VR2和检测电压VIS2，当检测电压VIS2大于参考电压VR2电压时，比较器Comp输出的充电过流检测信号ECI变为低电平；当检测电压VIS2小于参考电压VR2电压时，比较器Comp输出的充电过流检测信号ECI变为高电平。
在图6所示的具体实施例中，参考电压产生电路610包括温度传感模块T_Sens612、正温度系数电压产生器VPTC614、零温度系数电压产生器VZTC616、乘法器M1、乘法器M2和加法器Add。
温度传感模块T_Sens612用于将充放电开关(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1)的温度导热到正温度系数电压产生器VPTC614上，让正温度系数电压产生器VPTC614的温度与充放电开关的温度一致。
正温度系数电压产生器VPTC614基于其自身的温度产生正温度系数电压V1(即正温度系数电压V1随着温度上升而上升)，并通过其输出端输出该正温度系数电压V1。在一种优选实施方案中，正温度系数电压V1与充放电开关(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1)的温度成正比。
零温度系数电压产生器VZTC616用于产生零温度系数电压V2(即零温度系数电压V2不随着温度变化而变化)，并通过其输出端输出该零温度系数电压V2。乘法器M1用于对正温度系数电压V1乘以一个固定的系数K3，以得到正温度系数电压V5。乘法器M2用于对零温度系数电压V2乘以一个固定的系数K4，以得到零温度系数电压V6。加法器Add用于将正温度系数电压V5和零温度系数电压V6相加以产生参考电压VR2。
也可以说，VR2＝K3.V1+K4.V2，其中K3为固定系数，K4为固定系数，V1为正温度系数电压，V2为零温度系数电压。
对于不同充电功率开关FET2和放电功率开关FET1，其导通电阻的特性可能不同，可以根据修改系数K3和K4以产生相应的参考电压VR2，使得参考电压VR2随温度的变化与充放电开关的导通电阻(即充电功率开关FET2和放电功率开关FET1的导通电阻之和)随温度变化的特性一致，即参考电压VR2模仿充放电开关的导通电阻随着其温度变化而变化。
图6所示的零温度系数电压产生器VZTC616可以采用现有技术中的各种带隙基准电路或者其他零温度系数参考电压产生电路实现。在一种实现方式中，系数K3和K4可以采用模拟电压信号(可以是一种可以调节的参考电压)实现，相应的乘法器M3和乘法器M4也可以采用模拟乘法器实现；在另一种实现方式中，系数K3和K4可以采用数字信号实现，相应的乘法器M3和乘法器M4也可以采用数字乘法器实现。
请参考图7所示，其为本发明如图5和图6所示的正温度系数电压产生器VPTC在一个实施例中的电路示意图。图7所示的正温度系数电压产生器VPTC包括MOS管MP1、MP2和MP3，电阻R3和R4，运算放大器OP2，以及双极型晶体管Q1和Q2。
其中，MOS管MP1的第一连接端与电源端相连，其第二连接端与节点A相连；双极型晶体管Q1的第一连接端与节点A相连，其第二连接端和其控制端均接地；MOS管MP2的第一连接端与电源端相连，其控制端与MOS管MP1的控制端相连，其第二连接端与节点B相连；双极型晶体管Q2的第一连接端经电阻R1与所述节点B相连，其第二连接端和其控制端均接地；运算放大器OP2的第一输入端与节点A相连，其第二输入端与节点B相连，其输出端与MOS管MP1的控制端相连；MOS管MP3的第一连接端与电源端相连，其控制端与MOS管MP2的控制端相连，其第二连接端与正温度系数电压产生器VPTC的输出端V1相连；电阻R2的一端与正温度系数电压产生器VPTC的输出端V1相连，其另一端接地。
在图7所示的具体实施例中，MOS管MP1、MP2和MP3均为PMOS晶体管，MOS管MP1、MP2和MP3的第一连接端、第二连接端和控制端分别为PMOS晶体管的源极、漏极和栅极；双极型晶体管Q1和Q2均为PNP双极型晶体管，双极型晶体管Q1和Q2的第一连接端、第二连接端和控制端分别为PNP双极型晶体管的射极、集电极和基极；电阻R1和R2采用相同类型电阻；运算放大器OP2的第一输入端和第二输入端分别为其负相输入端和其正相输入端。
在其他实施例中，双极型晶体管Q1和Q2也可以采用NPN双极型晶体管，具体的连接关系为了避免重复就不再介绍了。
在图7所示的实施例中，运算放大器OP2调整使得其正负输入端相等，因此电阻R3的电压等于Vbe1-Vbe2，其中Vbe1为双极型晶体管Q1的基极-发射极电压，Vbe2为双极型晶体管Q2的基极-发射极电压，电阻R3上的电压为正温度系数电压。MOS管MP3、MP2与MP1形成电流镜，MOS管MP3复制MOS管MP2的电流。电阻R3的电流等(Vbe1-Vbe2)/R3，也等于MOS管MP2的电流，也等于MOS管MP3的电流。电阻R4上的电压则等于(Vbe1-Vbe2).R4/R3，其中R3为电阻R3的电阻值，R4为电阻R4的电阻值。电阻R3和R4采用相同类型电阻，则其温度系数抵消。因此，电阻R4上的电压(即正温度系数电压产生器VPTC的输出端V1的电压)也为正温度系数电压。
为了便于理解本发明，以下基于图2、图3、图5和图7具体介绍本发明提供的电池保护电路及系统的工作过程。
放电过流检测模块IDet1320检测第一检测端VDD的电压与第二检测端VM的电压的差值，当放电过流检测模块IDet1320检测到第一检测端VDD的电压与第二检测端VM的电压的差值大于参考电压VR1(即放电过流检测的电压阈值VR1)时，放电过流检测模块IDet1320输出的放电电流检测信号EDI变为高电平。如果EDI变为高电平，可以通过逻辑模块Logic340计时，如果出现超过放电过流保护延迟时间，则控制放电控制端DO变为低电平，控制放电功率开关FET1关断，实现禁止放电。
充电过流检测模块IDet2330检测第二检测端VM的电压与第一检测端VDD的电压的差值，当充电过流检测模块IDet2330检测到第二检测端VM的电压与第一检测端VDD的电压的差值大于参考电压VR2(即充电过流检测的电压阈值VR2)时，充电过流检测模块IDet2330输出的充电电流检测信号ECI变为低电平。如果ECI变为低电平，可以通过逻辑模块Logic340计时，如果出现超过充电过流保护延迟时间，则控制充电控制端CO变为低电平，控制充电功率开关FET2关断，实现禁止充电。
在正常充放电时，放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的栅极电压为电源预调整供电模块350输出的供电电压VO，由于该供电电压VO与第一检测端VDD的电压相对恒定，从而使得放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的栅源电压为恒定电压。
综上可知，由于本发明采用高侧NMOS开关构建如图2所示的电池保护电路及系统，因此，本发明可以采用无需承受负电压的工艺制造电池保护电路(或称电池保护芯片)，同时实现电池保护电路(或称电池保护芯片)与系统应用中其他芯片可以共地。
此外，本发明提供的电池保护电路及系统，其以第一检测端VDD和第二检测端VM的电压差作为电流检测信息，并且过流检测的电压阈值VR1和VR2模仿放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的导通电阻之和随着其温度变化而变化的特性；在正常充放电时，使放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的栅源电压为恒定电压，从而实现精确的过流检测的电流阈值Ith，该过流检测的电流阈值Ith不随着电芯电压变化而变化，也不随着放电功率开关FET1和充电功率开关FET2的温度变化而变化。这样，可以实现高精度的过流检测。
在本发明中，“连接”、“相连”、“连”、“接”等表示电性连接的词语，如无特别说明，则表示直接或间接的电性连接。
需要指出的是，熟悉该领域的技术人员对本发明的具体实施方式所做的任何改动均不脱离本发明的权利要求书的范围。相应地，本发明的权利要求的范围也并不仅仅局限于前述具体实施方式。

Claims (16)

1.一种电池保护电路，其包括第一检测端VDD、第二检测端VM和第三检测端G、与放电功率开关的控制端相连的放电控制端DO和与充电功率开关的控制端相连的充电控制端CO，其中，所述放电功率开关和充电功率开关合称为充放电开关，其特征在于，
所述第一检测端VDD与电芯的正极相连，所述第二检测端VM与电池的正极P+相连，所述第三检测端G与所述电芯的负极相连；
所述放电功率开关和充电功率开关连接于所述第一检测端VDD和第二检测端VM之间。
2.根据权利要求1所述的电池保护电路，其特征在于，
所述放电功率开关为NMOS晶体管；所述充电功率开关为NMOS晶体管；
3.根据权利要求2所述的电池保护电路，其特征在于，
当没有发生充电异常或放电异常情况时，所述充电控制端CO输出为高电平，所述高电平电压为VDD+VF，控制所述充电功率开关导通；所述放电控制端DO输出为高电平，所述高电平电压为VDD+VF，控制所述放电功率开关导通，其中，VDD为所述第一检测端VDD的电压，VF为所述放电功率开关或充电功率开关的阈值电压。
4.根据权利要求1-3任一所述的电池保护电路，其特征在于，其还包括：
放电过流检测模块，其基于所述第一检测端VDD和所述第二检测端VM对电芯的放电回路进行检测，以输出相应的放电电流检测信号EDI；
充电过流检测模块，其基于所述第一检测端VDD和所述第二检测端VM对电芯的充电回路进行检测，以输出相应的充电电流检测信号ECI；
逻辑模块，其根据所述放电电流检测信号EDI和所述充电电流检测信号ECI产生充电控制信号和放电控制信号；
第一驱动电路，其用于对所述充电控制信号进行驱动处理，并将驱动处理后的充电控制信号提供给所述充电控制端CO；
第二驱动电路，其用于对所述放电控制信号进行驱动处理，并将驱动处理后的放电控制信号提供给所述放电控制端DO；
电源预调整供电模块，其输入端与所述第一检测端VDD相连，其输出端与所述第一驱动电路的电源端和所述第二驱动电路的电源端相连，所述电源预调整供电模块基于所述第一检测端VDD的电压产生供电电压VO，所述供电电压VO经所述电源预调整供电模块的输出端输出，且所述供电电压VO与所述第一检测端VDD的电压的差值恒定。
5.根据权利要求4所述的电池保护电路，其特征在于，所述电源预调整供电模块包括：
自适应电荷泵，其输入端与所述第一检测端VDD相连，其用于对所述第一检测端VDD的电压进行升压处理，并通过其输出端输出比所述第一检测端VDD的电压大的输出电压VCP；
虚地调压器，其输入端与所述自适应电荷泵的输出端相连，其输出端作为所述电源预调整供电模块的输出端，所述虚地调压器基于所述自适应电荷泵的输出电压VCP产生所述供电电压VO。
6.根据权利要求5所述的电池保护电路，其特征在于，
所述虚地调压器包括MOS管MPP、运算放大器OP1、参考电压源VR和分压电路，
所述参考电压源VR的正极与所述运算放大器OP1的第一输入端相连，其负极与所述第一检测端VDD相连；所述MOS管MPP的第一连接端与所述自适应电荷泵的输出端相连，其第二连接端与所述电源预调整供电模块的输出端相连，其控制端与所述运算放大器OP1的输出端相连；所述分压电路包括依次串联于所述电源预调整供电模块的输出端和所述第一检测端VDD之间的第二电阻R2和第一电阻R1，所述第二电阻R2和第一电阻R1之间的连接节点与所述运算放大器OP1的第二输入端相连。
7.根据权利要求6所述的电池保护电路，其特征在于，
所述运算放大器OP1的第一输入端和第二输入端分别为其反相输入端和同相输入端；
所述MOS管MPP为PMOS晶体管，所述MOS管MPP的第一连接端、第二连接端和控制端分别为PMOS晶体管的源极、漏极和栅极；
所述运算放大器OP1的接地端与所述第三检测端G相连。
8.根据权利要求3所述的电池保护电路，其特征在于，所述放电过流检测模块包括：
参考电压产生电路，其用于获取充放电开关的温度值，并基于获取到的所述充放电开关的温度值得到对应的参考电压VR1，并通过其输出端输出该参考电压VR1，所述参考电压VR1随温度的变化与所述充放电开关的导通电阻随温度的变化一致；
减法器，其将所述第一检测端VDD的电压与所述第二检测端VM的电压相减以产生检测电压VIS1；
比较器，其第一输入端接收所述参考电压产生电路输出的所述参考电压VR1，其第二输入端接收所述减法器输出的检测电压VIS1，所述比较器用于比较所述参考电压VR1和所述检测电压VIS1的大小，并基于比较结果通过其输出端输出相应的放电过流检测信号EDI。
9.根据权利要求8所述的电池保护电路，其特征在于，所述参考电压产生电路包括温度传感模块T_Sens、正温度系数电压产生器VPTC、零温度系数电压产生器VZTC、乘法器M1、乘法器M2和加法器Add
所述温度传感模块T_Sens用于将所述充放电开关的温度导热到所述正温度系数电压产生器VPTC上，让所述正温度系数电压产生器VPTC的温度与所述充放电开关的温度一致；
所述正温度系数电压产生器VPTC基于其自身的温度产生正温度系数电压V1，并通过其输出端输出所述正温度系数电压V1；
所述零温度系数电压产生器VZTC用于产生零温度系数电压V2，并通过其输出端输出所述零温度系数电压V2；
所述乘法器M1用于对所述正温度系数电压V1乘以一个固定的系数K1，以得到正温度系数电压V3；
所述乘法器M2用于对所述零温度系数电压V2乘以一个固定的系数K2，以得到零温度系数电压V4；
所述加法器Add用于将所述正温度系数电压V3和零温度系数电压V4相加以产生所述参考电压VR1。
10.根据权利要求9所述的电池保护电路，其特征在于，
基于所述充放电开关的导通电阻的特性，修改所述系数K1和K2，以使得所述参考电压VR1随温度的变化与所述充放电开关的导通电阻随温度的变化一致；
所述正温度系数电压V1与所述充放电开关的温度成正比；
所述乘法器M1和乘法器M2采用模拟乘法器实现，所述系数K1和K2采用模拟电压信号实现；或
所述乘法器M1和乘法器M2采用数字乘法器实现，所述系数K1和K2采用数字电压信号实现。
11.根据权利要求3所述的电池保护电路，其特征在于，所述充电过流检测模块包括：
参考电压产生电路，其用于获取充放电开关的温度值，并基于获取到的所述充放电开关的温度值得到对应的参考电压VR2，并通过其输出端输出该参考电压VR2，所述参考电压VR2随温度的变化与所述充放电开关的导通电阻随温度的变化一致；
减法器，其将所述第二检测端VM的电压与所述第一检测端VDD的电压相减以产生检测电压VIS2；
比较器，其第一输入端接收所述参考电压产生电路输出的所述参考电压VR2，其第二输入端接收所述减法器输出的检测电压VIS2，所述比较器用于比较所述参考电压VR2和所述检测电压VIS2的大小，并基于比较结果通过其输出端输出相应的充电过流检测信号ECI。
12.根据权利要求11所述的电池保护电路，其特征在于，
所述参考电压产生电路包括温度传感模块T_Sens、正温度系数电压产生器VPTC、零温度系数电压产生器VZTC、乘法器M1、乘法器M2和加法器Add
所述温度传感模块T_Sens用于将所述充放电开关的温度导热到所述正温度系数电压产生器VPTC上，让所述正温度系数电压产生器VPTC的温度与所述充放电开关的温度一致；
所述正温度系数电压产生器VPTC基于其自身的温度产生正温度系数电压V1，并通过其输出端输出所述正温度系数电压V1；
所述零温度系数电压产生器VZTC用于产生零温度系数电压V2，并通过其输出端输出所述零温度系数电压V2；
所述乘法器M1用于对所述正温度系数电压V1乘以一个固定的系数K3，以得到正温度系数电压V5；
所述乘法器M2用于对所述零温度系数电压V2乘以一个固定的系数K4，以得到零温度系数电压V6；
所述加法器Add用于将所述正温度系数电压V5和零温度系数电压V6相加以产生所述参考电压VR2。
13.根据权利要求12所述的电池保护电路，其特征在于，
基于所述充放电开关的导通电阻的特性，修改所述系数K3和K4，以使得所述参考电压VR2随温度的变化与所述充放电开关的导通电阻随温度的变化一致；
所述正温度系数电压V1与所述充放电开关的温度成正比；
所述乘法器M1和乘法器M2采用模拟乘法器实现，所述系数K3和K4采用模拟电压信号实现；或
所述乘法器M1和乘法器M2采用数字乘法器实现，所述系数K3和K4采用数字电压信号实现。
14.根据权利要求9或12所述的电池保护电路，其特征在于，
所述正温度系数电压产生器VPTC包括MOS管MP1、MP2和MP3，电阻R3和R4，运算放大器OP，以及双极型晶体管Q1和Q2，
所述MOS管MP1的第一连接端与电源端相连，其第二连接端与节点A相连；所述双极型晶体管Q1的第一连接端与所述节点A相连，其第二连接端和其控制端均接地；所述MOS管MP2的第一连接端与所述电源端相连，其控制端与所述MOS管MP1的控制端相连，其第二连接端与节点B相连；所述双极型晶体管Q2的第一连接端经电阻R3与所述节点B相连，其其第二连接端和其控制端均接地；所述运算放大器OP的第一输入端与所述节点A相连，其第二输入端与所述节点B相连，其输出端与所述MOS管MP1的控制端相连；所述MOS管MP3的第一连接端与所述电源端相连，及其控制端与所述MOS管MP2的控制端相连，其第二连接端与所述正温度系数电压产生器VPTC的输出端V1相连；所述电阻R4的一端与所述正温度系数电压产生器VPTC的输出端V1相连，其另一端接地。
15.根据权利要求14所述的放电过流检测模块，其特征在于，
所述MOS管MP1、MP2和MP3均为PMOS管，所述MOS管MP1、MP2和MP3的第一连接端、第二连接端和控制端分别为所述PMOS管的源极、漏极和栅极；
所述双极型晶体管Q1和Q2均为PNP双极型晶体管，所述双极型晶体管Q1和Q2的第一连接端、第二连接端和控制端分别为所述PNP双极型晶体管的射极、集电极和基极；
所述电阻R1和R2采用相同类型电阻。
16.一种电池保护系统，其特征在于，其包括：
电芯；
充电功率开关和放电功率开关，所述放电功率开关和充电功率开关合称为充放电开关；
如权利要求1-15任一所述的电池保护电路。
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