CN115441842A - 一种负反馈超宽带低噪声放大器电路及其设计方法 - Google Patents

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CN115441842A CN202211149837.3A CN202211149837A CN115441842A CN 115441842 A CN115441842 A CN 115441842A CN 202211149837 A CN202211149837 A CN 202211149837A CN 115441842 A CN115441842 A CN 115441842A
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Abstract

本发明公开了一种负反馈超宽带低噪声放大器电路及其设计方法，至少包括输入匹配网络、第一放大器、第二放大器、第三放大器、第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络以及输出匹配网络，其中，所述输入匹配网络用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最小噪声阻抗点，使功率放大器获得最小的噪声同时完成低噪声放大器的宽带匹配；其输入端连接信号源，输出端依次连接第一放大器、第二放大器、第三放大器；每级放大器分别连接第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络。本发明所提出的结构在提高低噪声放大器噪声性能和增益平坦度的同时，实现了工作频带带宽横跨S波段、C波段、X波段。

Description

一种负反馈超宽带低噪声放大器电路及其设计方法
技术领域
本发明涉及射频电路设计领域，更具体地，涉及一种负反馈超宽带低噪声放大器电路及其设计方法。
背景技术
随着通信系统技术进一步发展，5G通信系统对数据的传输速率有更高的要求。作为高速短距离无线通信的关键技术，宽带放大器技术由于其宽频带，高数据传输速率，低功耗、抗干扰等优势，在无线通信、雷达、定位等领域得到越来越广泛的应用。宽带低噪声放大器作为接收机前端的关键部分，位于整个接收机的最前端，其性能好坏将直接影响接收系统的灵敏度、传输速率、误码率等性能。
随着通信数据量的爆炸性增长，对通信频带的带宽要求越来越宽。相对于传统窄带匹配的低噪声放大器，宽带匹配给低噪声放大器的设计带来更高的挑战。同时为了保证信号质量和传输时的稳定性，超宽带的工作频带内的增益波动对低噪声放大器的设计提出了更高的要求。
故，针对目前技术中存在的需求和挑战，有必要进行研究和设计改进，以提供一种新的拓扑结构来实现超宽带低噪声放大器的设计。
发明内容
针对现有宽带低噪声放大器在带宽匹配，带内增益平坦度方面设计不足。本发明提供了一种负反馈超宽带低噪声放大器电路，对传统低噪声放大器的窄带匹配结构进行改进，通过切比雪夫带通滤波输入匹配和切比雪夫带通滤波输出匹配拓宽了低噪声放大器的工作频率带宽。针对每一级的漏极并联负反馈和源极串联电感负反馈进行优化，降低了晶体管自身在低频段的高增益使得低噪声放大器在取得较宽的工作带宽的同时，降低了电路在宽工作频带内的增益波动。
为了解决现有技术存在的技术问题，本发明的技术方案如下：
一种负反馈超宽带低噪声放大器电路，至少包括输入匹配网络、第一放大器、第二放大器、第三放大器、第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络以及输出匹配网络，其中，
所述输入匹配网络用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最小噪声阻抗点，使功率放大器获得最小的噪声同时完成低噪声放大器的宽带匹配；其输入端连接信号源，输出端依次连接第一放大器、第二放大器、第三放大器；每级放大器分别连接第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络；
所述第一放大器采用最优噪声匹配，与输入匹配网络结合实现射频宽带匹配的同时实现低噪声放大；
所述第二放大器和第三放大器均采用最大功率匹配，用于实现高增益放大的功能；
所述输出匹配网络的输入端与第三放大器的输出端相连接，用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最高增益阻抗点，使功率放大器获得最佳增益同时完成低噪声放大器的宽带匹配。
作为进一步的改进方案，所述的输入匹配网络和输出匹配网络均采用切比雪夫带通滤波网络结构。
作为进一步的改进方案，第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络均采用漏极并联负反馈电路结构和源极串联电感负反馈电路结构。
作为进一步的改进方案，第一放大器、第二放大器和第三放大器均采用 HEMT器件。
作为进一步的改进方案，漏极并联负反馈电路结构的等效电路依次包括反馈电阻Rfb，栅源极间电容Cgs,跨导gm，栅极电流i1，漏极电流i2，栅源之间的电压V1，漏源之间的电压V2；
其中，等效电路的导纳矩阵为：
Figure BDA0003855861600000031
对应的S参数为：
Figure BDA0003855861600000032
Figure BDA0003855861600000033
Figure BDA0003855861600000034
其中Z0为特征阻抗，Rfb为并联反馈电阻；
当匹配时，S11＝S22＝0，输入输出回波损耗VSWR＝1，从式中得出：
Rfb＝gmZ0 2
从而，
Figure BDA0003855861600000035
通过对电阻的优化调谐达到控制增益平坦度的目的。
作为进一步的改进方案，源极串联电感负反馈电路结构的等效电路依次包括栅极电阻Rg，栅源极间电容Cgs及其压降Vc,极间跨导gm，源极串联电感Ls，栅源之间的电压Vg，栅极电流ig，漏源之间的电流is；
其中：
Figure BDA0003855861600000041
S＝jw
Figure BDA0003855861600000042
用jw替换s，便得到输入阻抗的频率响应为：
Figure BDA0003855861600000043
阻抗的实部和虚部分开：
Zin＝Rg+Ra+j(Xls-Xcgs)
晶体管自身的输入阻抗为：
Zin＝Rg-jXcgs
使用一段微带线代替电感作为反馈有利于同时实现噪声匹配和功率匹配。
本发明还公开了一种负反馈超宽带低噪声放大器电路的设计方法，至少包括以下步骤：
步骤1：设计了基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器电路结构，其中，至少包括输入匹配网络、第一放大器、第二放大器、第三放大器、第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络以及输出匹配网络，其中，输入匹配网络和输出匹配网络均采用切比雪夫带通滤波网络结构；
步骤2：设计了漏极并联负反馈电路和源极串联电感负反馈电路，其中，漏极并联负反馈电路的等效电路依次包括反馈电阻Rfb，栅源极间电容Cgs,跨导gm，栅极电流i1，漏极电流i2，栅源之间的电压V1，漏源之间的电压V2；等效电路的导纳矩阵为：
Figure BDA0003855861600000051
对应的S参数为：
Figure BDA0003855861600000052
Figure BDA0003855861600000053
Figure BDA0003855861600000054
其中Z0为特征阻抗，Rfb为并联反馈电阻；
当匹配时，S11＝S22＝0，输入输出回波损耗VSWR＝1，此时从式中可以得出
Rfb＝gmZ0 2
从而，
Figure BDA0003855861600000055
通过对电阻的优化调谐达到控制增益平坦度的目的；
晶体管源极串联电感负反馈电路结构的等效电路依次包括栅极电阻Rg，栅源极间电容Cgs及其压降Vc,极间跨导gm，源极串联电感Ls，栅源之间的电压Vg，栅极电流ig，漏源之间的电流is；
其中，对晶体管源极串联电感负反馈等效电路中的参数之间的关系进行计算分析：
Figure BDA0003855861600000056
S＝jw
Figure BDA0003855861600000061
用jw替换s，便得到输入阻抗的频率响应为：
Figure BDA0003855861600000062
阻抗的实部和虚部分开
Zin＝Rg+Ra+j(Xls-Xcgs)
晶体管自身的输入阻抗为
Zin＝Rg-jXcgs
当在源极串联一个理想的电感时，输入阻抗增加了Ra+jXls；使得Zin更加靠近最优反射系数，匹配的性能大大提高，因此在源极串联一个理想电感。
使用一段微带线代替电感，实现驻波比、噪声系数、以及放大器增益之间的折中优化。
步骤3：设计了切比雪夫带通滤波拓扑结构进行低噪声放大器的宽带匹配，其中，
输入匹配网络和输出匹配网络对应分别对应其左半部分的LC部分和右半部分的LC部分对于低频敏感，输入匹配网络和输出匹配网络对应分别对应其右半部分的LC部分和左半部分的LC部分对于高频敏感；通过选取合适的参数使得阻抗轨迹在史密斯圆图中心压缩打结，实现低噪声放大器的宽带匹配。
作为进一步的改进方案，步骤3进一步包括以下步骤：
由传输线理论，当负载端向源端连接传输线时，负载端的反射系数将以该传输线的特性阻抗为圆心，顺时针旋转2倍该传输线电长度的角度，使S11曲线的中心频率f0点沿虚线圆顺时针旋转移动到史密斯圆图纯电阻轴上；
在使S11曲线中f0处保持不变的情况下，利用切比雪夫滤波网络中的并联谐振回路，谐振频率取为f0，采用微带短截线代替集总参数元件；并联谐振回路的总导纳为：
Y＝jY0(tanβl-cotβl)
其中，β是相位常数，l是传输线几何长度。为保持f0的位置不变，并联分支微带短截线的电长度设置为45°；由于实际电路中并联微带线的长度确定，并联的微带线电长度在高频段时将大45°，S11曲线沿等导纳圆顺时针移动；同理，并联微带线的电长度在低频段时将小于45°，S11曲线沿等导纳圆逆时针移动，使低频段处和高频段处S11曲线向内翻折打结；
在ADS原理图仿真中对特性阻抗、电长度等参数进行优化，将S11曲线匹配到规定的等输入驻波比圆内，实现切比雪夫带通滤波网络对超宽带低噪声放大器的宽带匹配。
各级负反馈网络采用漏极并联负反馈电路和源极串联电感负反馈电路。通过负反馈网络降低晶体管的功率增益以每倍频程6dB下降规律的影响。对增益滚降进行补偿，使低频段增益压低，提升高频段的增益，进而改善低噪声放大器的带内增益平坦度。
上述的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器电路应用于2～11GHz宽频率范围内，覆盖S波段、C波段和X波段射频综合信号范围内。
上述的输入输出匹配网络采用切比雪夫带通滤波网络结构，包括串联支路上的两个串联LC部分，以及并联支路上的并联LC部分。
其中，切比雪夫带通滤波输入匹配网络的输入端连接信号源，输出端与晶体管的输入端相连接，在源端进行最佳噪声匹配，将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最小噪声阻抗点，使功率放大器获得理想的噪声系数；
所述各级晶体管采用HEMT工艺器件，利用HEMT器件在高频处噪声性能的优势。其中第一放大器用于对射频输入信号进行最低噪声放大；第二放大器与第三放大器对于从前级传输的信号进行最高增益放大。整体电路采用三级级联的方式，完成在工作频带内对射频信号的低噪声放大。
所述负反馈网络采用漏极并联负反馈电路和源极串联电感负反馈电路，其中漏极并联负反馈，采用RLC串联网络，通过将晶体管输出信号反馈到晶体管输入端，使低频段产生负反馈，高频段产生正反馈，降低电路在工作宽频带内的增益波动。其中源极串联电感负反馈，将晶体管的源极通过电感串联到地。本发明中源极串联电感为了避免影响电路在高频时的性能，采用一段微带线代替电感，同时作为反馈可以帮助实现功率匹配和噪声匹配。
所述切比雪夫带通滤波输出匹配网络的输入端连接第三放大器的输出端，用于将晶体管的最大增益输出阻抗匹配到50欧姆，使功率放大器实现最大增益传输。
与现有技术相比，本发明的有益效果至少包括：
对传统低噪声放大器的窄带匹配结构进行改进，通过切比雪夫带通滤波输入匹配和切比雪夫带通滤波输出匹配拓宽了低噪声放大器的工作频率带宽。针对每一级的漏极并联负反馈和源极串联电感负反馈进行优化，降低了晶体管自身在低频段的高增益使得低噪声放大器在取得较宽的工作带宽的同时，降低了电路在宽工作频带内的增益波动。通过在源极串联电感的方法实现了功率和噪声的同时匹配，提高超宽带低噪声放大器的性能。
附图说明
图1是本发明实施例的负反馈超宽带低噪声放大器的结构框图；
图2是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的单级负反馈放大电路示意图；
图3是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的漏极并联负反馈等效电路示意图；
图4是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的晶体管源极串联电感负反馈等效电路图；
图5是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的切比雪夫带通滤波匹配网络电路示意图；
图6是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的未进行宽带匹配的S11仿真结果图；
图7是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的实现切比雪夫带通网络匹配后的S11仿真结果图；
图8是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的增益和回波损耗仿真结果图；
图9是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的噪声系数仿真结果图；
图10是本发明实施例的基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的稳定系数仿真结果图；
具体实施方式
以下将结合实施例和附图对本发明的具体实施方案进一步说明：
参见图1，所示为本发明负反馈超宽带低噪声放大器电路的原理示意图，至少包括输入匹配网络、第一放大器、第二放大器、第三放大器、第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络以及输出匹配网络，其中，
所述输入匹配网络用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最小噪声阻抗点，使功率放大器获得最小的噪声同时完成低噪声放大器的宽带匹配；其输入端连接信号源，输出端依次连接第一放大器、第二放大器、第三放大器；每级放大器分别连接第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络；
所述第一放大器采用最优噪声匹配，与输入匹配网络结合实现射频宽带匹配的同时实现低噪声放大；
所述第二放大器和第三放大器均采用最大功率匹配，用于实现高增益放大的功能；
所述输出匹配网络的输入端与第三放大器的输出端相连接，用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最高增益阻抗点，使功率放大器获得最佳增益同时完成低噪声放大器的宽带匹配。
其中，输入匹配网络和输出匹配网络均采用切比雪夫带通滤波网络结构。
第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络均采用漏极并联负反馈电路结构和源极串联电感负反馈电路结构。
第一放大器、第二放大器和第三放大器均采用HEMT器件。
本发明负反馈超宽带低噪声放大器电路的设计方法如下：
步骤1，设计了基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器电路结构。
信号从所述输入匹配网络输入端进入电路，输入匹配网络的输入端与内阻为50欧姆的信号源相连接，输出端与高电子迁移率晶体管的栅极相连接，在实现第一放大器最小噪声匹配的同时，拓宽整体电路的工作频带带宽。
第二级高增益放大晶体管和第三级高增益放大晶体管进行最大功率匹配，用来提高低噪声放大器在工作频带内的增益，同时通过反馈网络对输出驻波比进行优化。
所述的负反馈网络采用漏极并联负反馈和源极串联电感负反馈相结合的方式，通过负反馈网络克服晶体管自身限制，对增益滚降进行补偿，使低频段的增益降低，高频段的增益增加，优化整体电路的增益平坦度。
所述切比雪夫带通滤波输出匹配网络的输入端与第三级高增益放大晶体管相连接，输出端与50欧姆负载端相连接。
步骤2，针对负反馈网络分别设计了漏极并联负反馈电路和源极串联电感负反馈电路。以单级负反馈放大电路为例，具体电路设计参见图2。
其中，图3所示为漏极并联负反馈等效电路示意图，依次包括反馈电阻Rfb，栅源极间电容Cgs,跨导gm，栅极电流i1，漏极电流i2，栅源之间的电压V1，漏源之间的电压V2。
进一步的，对漏极并联负反馈的设计工作原理做进一步说明：
等效电路的导纳矩阵为：
Figure BDA0003855861600000111
对应的S参数为：
Figure BDA0003855861600000112
Figure BDA0003855861600000113
Figure BDA0003855861600000114
其中Z0为特征阻抗，Rfb为并联反馈电阻。
当匹配时，S11＝S22＝0，输入输出回波损耗VSWR＝1，此时从式中可以得出
Rfb＝gmZ0 2
从而，
Figure BDA0003855861600000121
说明并联负反馈低噪声放大器的增益由反馈电阻决定。通过对电阻的优化调谐达到控制增益平坦度的目的。
图4所示为晶体管源极串联电感负反馈等效电路图，依次包括栅极电阻Rg，栅源极间电容Cgs及其压降Vc,极间跨导gm，源极串联电感Ls，栅源之间的电压Vg，栅极电流ig，漏源之间的电流is；
进一步的，对晶体管源极串联电感负反馈等效电路中的参数之间的关系进行计算分析：
Figure BDA0003855861600000122
S＝jw
Figure BDA0003855861600000123
用jw替换s，便得到输入阻抗的频率响应为：
Figure BDA0003855861600000124
阻抗的实部和虚部分开
Zin＝Rg+Ra+j(Xls-Xcgs)
晶体管自身的输入阻抗为
Zin＝Rg-jXcgs
当在源极串联一个理想的电感时，输入阻抗增加了Ra+jXls。使得Zin更加靠近最优反射系数，匹配的性能大大提高，因此在源极串联一个理想电感。作为反馈有利于同时实现噪声匹配和功率匹配。本发明使用一段微带线代替电感，实现驻波比、噪声系数、以及放大器增益之间的折中优化。
步骤3，针对传统的T型、π型匹配网络，只围绕单一频率点进行阻抗匹配，频带较窄。利用切比雪夫滤波器结构简单，频带宽，边沿陡峭的特点。本发明设计了切比雪夫带通滤波拓扑结构进行低噪声放大器的宽带匹配。图5所示，
输入匹配网络和输出匹配网络对应分别对应其左半部分的LC部分和右半部分的LC部分对于低频敏感，输入匹配网络和输出匹配网络对应分别对应其右半部分的LC部分和左半部分的LC部分对于高频敏感。通过选取合适的参数使得阻抗轨迹在史密斯圆图中心压缩打结，实现低噪声放大器的宽带匹配。具体实施思路：以切比雪夫带通滤波输入匹配网络为例，
首先由传输线理论，当负载端向源端连接传输线时，负载端的反射系数将以该传输线的特性阻抗为圆心，顺时针旋转2倍该传输线电长度的角度，使 S11曲线的中心频率f0点沿虚线圆顺时针旋转移动到史密斯圆图纯电阻轴上。
参见图6，
在使S11曲线中f0处保持不变的情况下，利用切比雪夫滤波网络中的并联谐振回路，谐振频率取为f0，本发明涉及频段较高，采用微带短截线代替集总参数元件。并联谐振回路的总导纳为
Y＝jY0(tanβl-cotβl)
其中，β是相位常数，l是传输线几何长度。为保持f0的位置不变，并联分支微带短截线的电长度设置为45°。由于实际电路中并联微带线的长度确定，并联的微带线电长度在高频段时将大45°，S11曲线沿等导纳圆顺时针移动。同理，并联微带线的电长度在低频段时将小于45°，S11曲线沿等导纳圆逆时针移动，使低频段处和高频段处S11曲线向内翻折打结。
在ADS原理图仿真中对特性阻抗、电长度等参数进行优化，将S11曲线匹配到规定的等输入驻波比圆内。参见图7。实现切比雪夫带通滤波网络对超宽带低噪声放大器的宽带匹配。
参见图8-10，所示为本发明基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器的增益、增益平坦度、回波损耗、噪声系数仿真结果图，在2～ 11GHz的工作频带内，增益大于30dB，带内增益波动小于5dB，回波损耗小于 -10dB，较好的实现了前后的匹配，带内带外绝对稳定，噪声系数小于1.73dB，与本发明所阐述的设计方法相符合。
最后说明的是，以上优选实施例仅用以说明本发明的技术方案而非限制，尽管通过上述优选实例已经对本发明进行了详细的描述，但本领域技术人员应当理解，可以在形式上和细节上对其做出各种各样的改变，而不偏离本发明权利要求书所限定的范围。

Claims (8)

1.一种负反馈超宽带低噪声放大器电路，其特征在于，至少包括输入匹配网络、第一放大器、第二放大器、第三放大器、第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络以及输出匹配网络，其中，
所述输入匹配网络用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最小噪声阻抗点，使功率放大器获得最小的噪声同时完成低噪声放大器的宽带匹配；其输入端连接信号源，输出端依次连接第一放大器、第二放大器、第三放大器；每级放大器分别连接第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络；
所述第一放大器采用最优噪声匹配，与输入匹配网络结合实现射频宽带匹配的同时实现低噪声放大；
所述第二放大器和第三放大器均采用最大功率匹配，用于实现高增益放大的功能；
所述输出匹配网络的输入端与第三放大器的输出端相连接，用于将50欧姆阻抗匹配到晶体管的最高增益阻抗点，使功率放大器获得最佳增益同时完成低噪声放大器的宽带匹配。
2.根据权利要求1所述的负反馈超宽带低噪声放大器电路，其特征在于，所述的输入匹配网络和输出匹配网络均采用切比雪夫带通滤波网络结构。
3.根据权利要求1或2所述的负反馈超宽带低噪声放大器电路，其特征在于，第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络均采用漏极并联负反馈电路结构和源极串联电感负反馈电路结构。
4.根据权利要求3所述的负反馈超宽带低噪声放大器电路，其特征在于，第一放大器、第二放大器和第三放大器均采用HEMT器件。
5.根据权利要求3所述的负反馈超宽带低噪声放大器电路，其特征在于，漏极并联负反馈电路结构的等效电路依次包括反馈电阻Rfb，栅源极间电容Cgs,跨导gm，栅极电流i1，漏极电流i2，栅源之间的电压V1，漏源之间的电压V2；
其中，等效电路的导纳矩阵为：
Figure FDA0003855861590000021
对应的S参数为：
Figure FDA0003855861590000022
Figure FDA0003855861590000023
Figure FDA0003855861590000024
其中Z0为特征阻抗，Rfb为并联反馈电阻；
当匹配时，S11＝S22＝0，输入输出回波损耗VSWR＝1，从式中得出：
Rfb＝gmZ0 2
从而，
Figure FDA0003855861590000025
通过对电阻的优化调谐达到控制增益平坦度的目的。
6.根据权利要求3所述的负反馈超宽带低噪声放大器电路，其特征在于，源极串联电感负反馈电路结构的等效电路依次包括栅极电阻Rg，栅源极间电容Cgs及其压降Vc,极间跨导gm，源极串联电感Ls，栅源之间的电压Vg，栅极电流ig，漏源之间的电流is；
其中：
Figure FDA0003855861590000026
S＝jw
Figure FDA0003855861590000031
用jw替换s，便得到输入阻抗的频率响应为：
Figure FDA0003855861590000032
阻抗的实部和虚部分开：
Zin＝Rg+Ra+j(Xls-Xcgs)
晶体管自身的输入阻抗为：
Zin＝Rg-jXcgs
使用一段微带线代替电感作为反馈有利于同时实现噪声匹配和功率匹配。
7.一种负反馈超宽带低噪声放大器电路的设计方法，其特征在于，至少包括以下步骤：
步骤1：设计了基于切比雪夫带通滤波匹配网络的负反馈超宽带低噪声放大器电路结构，其中，至少包括输入匹配网络、第一放大器、第二放大器、第三放大器、第一负反馈网络、第二负反馈网络、第三负反馈网络以及输出匹配网络，其中，输入匹配网络和输出匹配网络均采用切比雪夫带通滤波网络结构；
步骤2：设计了漏极并联负反馈电路和源极串联电感负反馈电路，其中，漏极并联负反馈电路的等效电路依次包括反馈电阻Rfb，栅源极间电容Cgs,跨导gm，栅极电流i1，漏极电流i2，栅源之间的电压V1，漏源之间的电压V2；等效电路的导纳矩阵为：
Figure FDA0003855861590000041
对应的S参数为：
Figure FDA0003855861590000042
Figure FDA0003855861590000043
Figure FDA0003855861590000044
其中Z0为特征阻抗，Rfb为并联反馈电阻；
当匹配时，S11＝S22＝0，输入输出回波损耗VSWR＝1，此时从式中可以得出
Rfb＝gmZ0 2
从而，
Figure FDA0003855861590000045
通过对电阻的优化调谐达到控制增益平坦度的目的；
晶体管源极串联电感负反馈电路结构的等效电路依次包括栅极电阻Rg，栅源极间电容Cgs及其压降Vc,极间跨导gm，源极串联电感Ls，栅源之间的电压Vg，栅极电流ig，漏源之间的电流is；
其中，对晶体管源极串联电感负反馈等效电路中的参数之间的关系进行计算分析：
Figure FDA0003855861590000046
S＝jw
Figure FDA0003855861590000051
用jw替换s，便得到输入阻抗的频率响应为：
Figure FDA0003855861590000052
阻抗的实部和虚部分开
Zin＝Rg+Ra+j(Xls-Xcgs)
晶体管自身的输入阻抗为
Zin＝Rg-jXcgs
当在源极串联一个理想的电感时，输入阻抗增加了Ra+jXls；使得Zin更加靠近最优反射系数，匹配的性能大大提高，因此在源极串联一个理想电感；
使用一段微带线代替电感，实现驻波比、噪声系数、以及放大器增益之间的折中优化；
步骤3：设计了切比雪夫带通滤波拓扑结构进行低噪声放大器的宽带匹配，其中，
输入匹配网络和输出匹配网络对应分别对应其左半部分的LC部分和右半部分的LC部分对于低频敏感，输入匹配网络和输出匹配网络对应分别对应其右半部分的LC部分和左半部分的LC部分对于高频敏感；通过选取合适的参数使得阻抗轨迹在史密斯圆图中心压缩打结，实现低噪声放大器的宽带匹配。
8.根据权利要求7所述的负反馈超宽带低噪声放大器电路的设计方法，其特征在于，步骤3进一步包括以下步骤：
由传输线理论，当负载端向源端连接传输线时，负载端的反射系数将以该传输线的特性阻抗为圆心，顺时针旋转2倍该传输线电长度的角度，使S11曲线的中心频率f0点沿虚线圆顺时针旋转移动到史密斯圆图纯电阻轴上；
在使S11曲线中f0处保持不变的情况下，利用切比雪夫滤波网络中的并联谐振回路，谐振频率取为f0，采用微带短截线代替集总参数元件；并联谐振回路的总导纳为：
Y＝jY0(tanβl-cotβl)
其中，β是相位常数，l是传输线几何长度；为保持f0的位置不变，并联分支微带短截线的电长度设置为45°；由于实际电路中并联微带线的长度确定，并联的微带线电长度在高频段时将大45°，S11曲线沿等导纳圆顺时针移动；同理，并联微带线的电长度在低频段时将小于45°，S11曲线沿等导纳圆逆时针移动，使低频段处和高频段处S11曲线向内翻折打结；
在ADS原理图仿真中对特性阻抗、电长度等参数进行优化，将S11曲线匹配到规定的等输入驻波比圆内，实现切比雪夫带通滤波网络对超宽带低噪声放大器的宽带匹配。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN116317988A (zh) * 2023-05-24 2023-06-23 广东工业大学 一种可重构宽带低噪声放大器
CN117767891A (zh) * 2024-02-20 2024-03-26 浙江大学 超宽带射频功率放大器、射频芯片及电子设备

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