CN115313376A - 基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法 - Google Patents

基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115313376A
CN115313376A CN202211029299.4A CN202211029299A CN115313376A CN 115313376 A CN115313376 A CN 115313376A CN 202211029299 A CN202211029299 A CN 202211029299A CN 115313376 A CN115313376 A CN 115313376A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
current
mfbt
mmc
apc
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202211029299.4A
Other languages
English (en)
Inventor
刘进军
张亚辉
杜思行
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xian Jiaotong University
Original Assignee
Xian Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian Jiaotong University filed Critical Xian Jiaotong University
Priority to CN202211029299.4A priority Critical patent/CN115313376A/zh
Publication of CN115313376A publication Critical patent/CN115313376A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/28—Coils; Windings; Conductive connections
    • H01F27/29—Terminals; Tapping arrangements for signal inductances
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/12—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks for adjusting voltage in ac networks by changing a characteristic of the network load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
    • Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
    • Y02E40/50—Arrangements for eliminating or reducing asymmetry in polyphase networks

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)

Abstract

本发明公开了一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法，系统包括电网侧的三相高压直流母线，用于电力机车牵引和电能质量补偿的Y‑D多功能平衡变压器以及三相MMC有源补偿装置；Y‑D多功能平衡变压器原边为星形连接，副边为三角形接线，原边三个端子A、B、C分别与三相电网高压母线A相、B相、C相连接；副边三个端子u、v、w分别与三相MMC有源补偿装置交流侧三个端子b、a、c对应相连；副边两端口α相、β相串联，接至牵引母线给电力机车供电。该系统不需要添加额外的隔离变压器就能实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离，保证了系统安全性，有效降低了同相供电系统的容量和损耗。

Description

基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法
技术领域
本发明涉及电气化铁路牵引供电系统技术领域，特别涉及一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法。
背景技术
近年来，高速铁路飞速发展。继续推动铁路高质量发展。与此同时，随着高速铁路数量的增多，电气化铁路带来的问题也日益严重。如何保证电气化铁路长期高效安全运行及减小电气化铁路对电力系统所带来的影响成为目前电气化铁路研究中亟需解决的问题。
目前高速铁路已广泛使用单相工频交流制的交-直-交型电力机车，其谐波含量小，功率因数接近于1，因此负序问题是其主要的电能质量问题。为了减小负序问题的影响，目前高速铁路中广泛使用轮换相序、分相分区的电分相供电方案。但电分相会带来机车掉速、过电压、施工选址受限等问题，对于机车的正常运行存在一定的安全隐患。现有的自动过分相技术主要包括地面开关自动切换过分相、车载自动过分相以及柱上自动过分相等。但自动过分相技术并不能完全解决电分相带来的危害。
为了解决负序和电分相问题，同相供电系统被提出。理论和实践表明，采用同相供电技术可以取消变电所出口处的电分相，且能够有效解决负序问题。同相供电系统包括基于补偿装置的同相供电系统和贯通式同相供电系统。目前已经投入使用的主要是基于补偿装置的同相供电系统，其主要由牵引变压器、匹配变压器以及补偿装置构成。其中补偿装置包括无源补偿装置、有源补偿装置以及无源与有源相结合的混合补偿装置。无源补偿装置不能动态调节无功、灵活性差、不能有效抑制谐波；混合补偿装置虽然能降低有源补偿容量，但有源补偿容量依然大，且控制方法复杂。因此，适用性强、动态调节能力强、补偿效果显著的有源补偿装置成为目前研究热点。但有源补偿装置具有容量较大、成本较高的问题，不利于普遍推广。目前用于同相供电系统的牵引变压器可以分为平衡变压器与非平衡变压器，平衡变压器主要包括Scott变压器、阻抗匹配平衡变压器等，非平衡变压器主要包括Vv变压器、YNd11变压器等。选择合适的牵引变压器对解决电气化铁路中的问题也具有重要意义。此外，为了保证铁路供电系统的安全性，一般要求同相供电系统的电网系统、牵引系统和补偿系统实现三端隔离。目前实现三端隔离的方式，主要是在未隔离的端口之间添加额外的隔离变压器，这不仅额外增加了变压器投资和占地面积，而且会使系统容量和损耗增大。
发明内容
针对上述问题，本发明提供一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法。该系统不需要在牵引系统和补偿系统之间添加额外的隔离变压器就能实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离，保证了同相供电系统的安全性。此外，通过设计YD-MFBT副边绕组抽头位置可以匹配补偿装置所能承受的电压水平，同时系统补偿装置和变压器都具有较小的容量，有效降低了同相供电系统的容量和损耗。
本发明的目的是由以下技术方案实现的：
一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统，包括电网侧的三相高压直流母线，用于电力机车牵引和电能质量补偿的Y-D多功能平衡变压器YD-MFBT以及三相MMC有源补偿装置MMC-APC；
YD-MFBT原边三个端子为A、B、C，副边五个端子为α、β、u、v、w，MMC-APC交流侧三个端子为a、b、c；
YD-MFBT原边为星形连接，副边为三角形接线，并在其中间b相的两端各增加一个外延支臂Nb1、Nb2，a相和c相中间分别引出抽头u、w，抽头u将a相分为两段绕组Na1、Na2，抽头w将c相分为两段绕组Nc1、Nc2；从a相和c相连接处引出抽头v，抽头u、v、w输出三相电压，用于连接MMC-APC；
原边三个端子A、B、C分别与三相电网高压母线A相、B相、C相连接；副边三个端子u、v、w分别与MMC-APC交流侧三个端子b、a、c对应相连；副边两端口α相、β相串联，接至牵引母线给电力机车供电。
作为本发明的进一步改进，所述MMC-APC的每相由上下两个桥臂组成，每个桥臂由n个完全相同的子模块级联组成，子模块采用半桥结构。上下桥臂通过桥臂电感LB串联，RB为桥臂等效电阻；各相串联的子模块和桥臂电感LB相同且对称。
作为本发明的进一步改进，所述YD-MFBT中的匝数和阻抗满足如下关系：
Figure BDA0003814289170000031
其中，Nk和Zk分别为绕组k的匝数和阻抗，k＝A,B,C；a,b,c；a1,a2；b1,b2；c1,c2。
作为本发明的进一步改进，所述YD-MFBT中的匝数和阻抗满足x＝0.366，λ＝2.732，γ＝1.577y。
一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统的控制方法，包括：
将两相负载电流
Figure BDA0003814289170000041
分为对称有功分量
Figure BDA0003814289170000042
谐波分量和无功分量
Figure BDA0003814289170000043
使MMC-APC交流侧补偿电流
Figure BDA0003814289170000044
在YD-MFBT原边产生的三相电流与谐波分量和无功分量
Figure BDA0003814289170000045
在YD-MFBT原边产生的三相电流之和为零，使得YD-MFBT原边电流功率因数为1且三相对称。
控制方法具体包括：
由基尔霍夫定律和YD-MFBT特性得，基本电流转换关系为：
Figure BDA0003814289170000046
其中，
Figure BDA0003814289170000047
为YD-MFBT原边电流，即电网侧电流；
Figure BDA0003814289170000048
为YD-MFBT副边α、β端口负载电流；
Figure BDA0003814289170000049
为YD-MFBT副边u、w抽头的补偿电流，v抽头电流
Figure BDA00038142891700000410
Figure BDA00038142891700000411
将两相负载电流
Figure BDA00038142891700000412
分为对称有功分量
Figure BDA00038142891700000413
谐波分量和无功分量
Figure BDA00038142891700000414
两部分：
Figure BDA00038142891700000415
其中，对称有功分量
Figure BDA00038142891700000416
在YD-MFBT原边产生功率因数为1的对称三相电流；使补偿电流
Figure BDA0003814289170000051
满足：
Figure BDA0003814289170000052
就能使电网侧电流
Figure BDA0003814289170000053
仅包含正序基波分量
Figure BDA0003814289170000054
由式(3)、(5)计算得：
Figure BDA0003814289170000055
定义两相负载电流
Figure BDA0003814289170000056
的基波有功分量有效值为Ipα、Ipβ，则其对称有功分量
Figure BDA0003814289170000057
的有效值满足Iplα＝Iplβ＝0.5(Ipα+Ipβ)，且
Figure BDA0003814289170000058
相位与α、β端口电压
Figure BDA0003814289170000059
分别对应相同；
由此得到两相负载电流
Figure BDA00038142891700000510
的谐波分量和无功分量
Figure BDA00038142891700000511
为：
Figure BDA00038142891700000512
再由式(6)、(7)得YD-MFBT副边u、v、w抽头的补偿电流
Figure BDA00038142891700000513
与现有技术相比，本发明的多端口电能路由器具有以下优越性：
本发明该系统从YD-MFBT副边绕组中引出抽头连接至补偿系统，补偿电流直接注入到YD-MFBT绕组中，因此不需要在牵引系统和补偿系统之间添加额外的隔离变压器就能实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离，保证了同相供电系统的安全性。此外，通过设计YD-MFBT副边绕组抽头位置可以匹配补偿装置所能承受的电压水平，同时系统补偿装置和变压器都具有较小的容量，有效降低了同相供电系统的容量和损耗。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明所提基于多功能平衡变压器的同相供电系统拓扑结构。
图2为MMC-APC的拓扑结构。
图3为几种基于MMC的端口隔离型同相供电系统。
图4为MMC-PFC的拓扑结构。
图5为YD-MFBT副边电压相量图。
图6为负载电流基波有功电流有效值提取的控制框图。
图7为正负序解耦运算单元结构框图。
图8为双同步坐标系法解耦实现框图。
图9为MMC-APC其中一相等效电路图。
图10为MMC-APC交流侧电流控制框图；(a)正序电流控制，(b)负序电流控制。
图11为MMC子模块在运行过程中充电或放电两种状态示意图，(a)充电状态；(b)放电状态。
图12为MMC-APC子模块电容电压均衡控制框图。
图13为MMC-APC相间电容电压均衡控制框图。
图14为MMC-APC环流抑制控制框图；(a)正序环流抑制，(b)负序环流抑制。
图15本发明的仿真结果；(a)负载电压和电流波形，(b)本发明所提系统未接入MMC-APC进行补偿时电网电压和电流波形，(c)本发明所提系统接入MMC-APC进行补偿时电网电压和电流波形，(d)MMC-APC交流侧实际电流和指令电流波形，(e)MMC-APC子模块电容电压波形。
具体实施方式
为了使本发明的目的和技术方案更加清晰和便于理解。以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步的详细说明，此处所描述的具体实施例仅用于解释本发明，并非用于限定本发明。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“中心”、“纵向”、“横向”、“上”、“下”、“前”、“后”、“左”、“右”、“竖直”、“水平”、“顶”、“底”、“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。此外，术语“第一”、“第二”仅用于描述目的，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量。由此，限定有“第一”、“第二”的特征可以明示或者隐含地包括一个或者更多个该特征。在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。在本发明的描述中，需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，术语“安装”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，也可以是电连接；可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接相连，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的普通技术人员而言，可以具体情况理解上述术语在本发明中的具体含义。
下面将结合附图及具体的实施例对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明的范围。
本发明提出了一种基于Y-D多功能平衡变压器YD-MFBT(Y-D MultifunctionBalance Transformer)与模块化多电平变流器有源补偿装置MMC-APC(ModularMultilevel Converter-Active Power Compensator)的端口隔离型同相供电系统。该系统从YD-MFBT副边绕组中引出抽头连接至补偿系统，补偿电流直接注入到YD-MFBT绕组中，因此不需要在牵引系统和补偿系统之间添加额外的隔离变压器就能实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离，保证了同相供电系统的安全性。此外，通过设计YD-MFBT副边绕组抽头位置可以匹配补偿装置所能承受的电压水平，同时系统补偿装置和变压器都具有较小的容量，有效降低了同相供电系统的容量和损耗。
以下本发明的实施例的拓扑进行说明。
(1)拓扑结构
本发明提供了一种基于Y-D多功能平衡变压器(YD-MFBT)与模块化多电平变流器有源补偿装置(MMC-APC)的端口隔离型电气化铁路同相供电系统。该系统包括电网侧的三相高压直流母线，用于电力机车牵引和电能质量补偿的Y-D多功能平衡变压器(YD-MFBT)以及三相MMC有源补偿装置(MMC-APC)。
图1为该同相供电系统典型拓扑结构。YD-MFBT原边为星形连接(中性点o可直接接地)，副边为三角形接线，并在其中间一相(b相)的两端各增加一个外延支臂Nb1、Nb2，a相和c相中间分别引出抽头u、w，抽头u将a相分为两段绕组Na1、Na2，抽头w将c相分为两段绕组Nc1、Nc2，通过改变两段绕组的匝数比，可以改变抽头u、w的输出电压，从而匹配MMC-APC可承受的电压水平。从a相和c相连接处引出抽头v，抽头u、v、w输出三相电压，用于连接同相供电系统的补偿装置MMC-APC。
YD-MFBT原边与三相电网高压母线相连，副边两端口α相、β相串联，接至牵引母线给电力机车供电。副边引出的三相抽头u、v、w与MMC-APC相连。
YD-MFBT原边三个端子为A、B、C，副边五个端子为α、β、u、v、w。MMC-APC交流侧三个端子为a、b、c。其连接方式如下：
YD-MFBT原边三个端子A、B、C分别与三相电网高压母线A相、B相、C相连接。YD-MFBT副边三个端子u、v、w分别与MMC-APC交流侧三个端子b、a、c对应相连，为MMC-APC提供三相交流电压。YD-MFBT副边两个端子α、β接至牵引母线给电力机车供电。
所述MMC-APC的每相由上下两个桥臂组成，总共6个桥臂，每个桥臂由n个完全相同的子模块级联组成，子模块采用半桥结构。上下桥臂通过桥臂电感LB串联，RB为桥臂等效电阻。各相串联的子模块和桥臂电感LB都完全相同，具有高度的对称性。
图2为MMC-APC的拓扑结构，其中每个桥臂有n个子模块，子模块采用半桥结构。
具体结构为：MMC-APC的每相由上下两个桥臂组成，每个桥臂由n个完全相同的子模块级联组成，子模块采用半桥结构。上下桥臂通过桥臂电感LB串联，RB为桥臂等效电阻；各相串联的子模块和桥臂电感LB相同且对称。
(2)优势分析
图1为本发明所提的基于MMC-APC和YD-MFBT的端口隔离型同相供电系统，系统中包含1个变压器YD-MFBT(MMC-APC+1YD-MFBT)。图3为几种基于MMC的同相供电系统。
图3中(a)为基于MMC-APC和Scott变压器的端口隔离型同相供电系统，系统中包含2个Scott变压器，分别为用于机车牵引的牵引Scott变压器TT和用于隔离的隔离Scott变压器MT(MMC-APC+2Scott)。图3中(b)为基于MMC-APC和Vv变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Vv变压器TT(MMC-APC+1Vv)。图3中(c)为基于MMC-APC和Scott变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Scott变压器TT(MMC-APC+1Scott)。图3中(d)为基于MMC潮流控制器(MMC-PFC)和Vv变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Vv变压器TT(MMC-PFC+1Vv)。图3中(e)为基于MMC-PFC和Scott变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Scott变压器TT(MMC-PFC+1Scott)。图4为MMC-PFC的拓扑结构。表1为本发明与图3中几种基于MMC的同相供电系统的对比。为方便起见，以负载功率因数0.6、MMC电压调制比1为例进行说明。
本发明一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统与其他MMC同相供电系统相比所具有的优势如下：
1)其他MMC同相供电系统具体包括：
①基于MMC-APC和Scott变压器的端口隔离型同相供电系统，系统中包含2个Scott变压器，分别为用于机车牵引的牵引Scott变压器和用于隔离的隔离Scott变压器。
②基于MMC-APC和Vv变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Vv变压器。
③基于MMC-APC和Scott变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Scott变压器。
④基于MMC潮流控制器和Vv变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Vv变压器。
⑤基于MMC潮流控制器和Scott变压器的同相供电系统，系统中包含1个用于机车牵引的Scott变压器。
2)以负载功率因数0.6、MMC电压调制比1为例进行说明。本发明中MMC容量和系统变压器容量均能达到最小，其中MMC容量最多能减少30.5％，系统变压器容量最多能减少67.0％，MMC和系统变压器总容量最多能减少29.5％，且在不添加隔离变压器的条件下，能够实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离。此外，本发明中YD-MFBT在设计时，可以通过选择合适的u、w抽头位置来改变MMC端口电压，从而匹配MMC可承受的电压水平。
本发明中，MMC-APC的补偿电流直接注入到YD-MFBT绕组中，因此不需要在牵引系统和补偿系统之间添加额外的隔离变压器，只通过YD-MFBT就能实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离。且YD-MFBT与MMC-APC连接处绕组抽头u、w可变，因此在设计YD-MFBT时，可以通过匹配MMC-APC可承受的电压水平来选择合适的抽头位置。
对比本发明与图3中(a)所示MMC同相供电系统，两个系统均能实现三端隔离，且MMC变流器容量基本相当，但由于本发明可以取消隔离变压器，因此相比图3中(a)所示系统，其变压器容量减少了67.0％，MMC和系统变压器总容量减少了8.5％。对比本发明与图3中(b)所示MMC同相供电系统，两个系统的MMC变流器容量相同，但本发明的变压器容量更小，相比图3中(b)所示系统，其变压器容量减少了13.4％，MMC和系统变压器总容量减少了0.72％。此外，图3中(b)所示系统不能实现牵引系统端口与补偿系统端口的隔离。
从表1中可以看出，本发明中MMC容量和系统变压器容量均能达到最小，其中MMC容量最多能减少30.5％，系统变压器容量最多能减少67.0％，MMC和系统变压器总容量最多能减少29.5％，且在不添加隔离变压器的条件下，能够实现电网系统、牵引系统、补偿系统的三端隔离。此外，本发明中YD-MFBT在设计时，可以通过选择合适的u、w抽头位置来改变MMC端口电压，从而匹配MMC可承受的电压水平。而现有MMC同相供电技术中，MMC端口电压为固定值，不可变。因此，与现有的MMC同相供电技术相比，本发明所提拓扑的补偿变流器端口电压可以根据变流器所能承受的电压水平设计，且在维持最小变流器和变压器容量、不添加额外隔离变压器的前提下实现了三端隔离，保证了同相供电系统的安全性。
表1
Figure BDA0003814289170000121
基于上述拓扑结构，本发明还对上述拓扑结构的基本原理和控制方法进行说明。
本部分介绍了本发明同相供电拓扑下同相供电系统的补偿原理和MMC-APC交流输出侧指令电流的提取，分析了其控制原理，并介绍了一种闭环控制策略。
(1)系统补偿原理
根据图1，YD-MFBT的匝数和阻抗关系定义为：
Figure BDA0003814289170000131
其中，Nk和Zk分别为绕组k的匝数和阻抗(k＝A,B,C；a,b,c；a1,a2；b1,b2；c1,c2)。根据YD-MFBT的特性，为了满足平衡条件，YD-MFBT的匝数和阻抗关系应满足x＝0.366，λ＝2.732，γ＝1.577y。x＝0.366保证了YD-MFBT副边α、β端口电压互相垂直；λ＝2.732，γ＝1.577y保证了不管YD-MFBT副边端口负载电流和补偿电流为何值，YD-MFBT原边三相电流中均不含零序电流，因此YD-MFBT原边中性点可以直接接地。在设计YD-MFBT时，通过改变y值可以改变抽头u、v、w的输出电压，从而匹配MMC-APC可承受的电压水平。
一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统的补偿原理，将两相负载电流
Figure BDA0003814289170000132
分为对称有功分量
Figure BDA0003814289170000133
和“谐波+无功”分量
Figure BDA0003814289170000134
两部分，使MMC-APC交流侧补偿电流
Figure BDA0003814289170000135
在YD-MFBT原边产生的三相电流与“谐波+无功”分量
Figure BDA0003814289170000136
在YD-MFBT原边产生的三相电流之和为零，即能实现同相供电系统的补偿目的，使YD-MFBT原边电流功率因数为1且三相对称，具体包括：
对图1，由基尔霍夫定律和YD-MFBT特性得，本发明所提系统的基本电流转换关系为：
Figure BDA0003814289170000141
其中，
Figure BDA0003814289170000142
为YD-MFBT原边电流，即电网侧电流；
Figure BDA0003814289170000143
为YD-MFBT副边α、β端口负载电流；
Figure BDA0003814289170000144
为YD-MFBT副边u、w抽头的补偿电流，v抽头电流
Figure BDA0003814289170000145
Figure BDA0003814289170000146
将两相负载电流
Figure BDA0003814289170000147
分为对称有功分量
Figure BDA0003814289170000148
和“谐波+无功”分量
Figure BDA0003814289170000149
两部分：
Figure BDA00038142891700001410
其中，对称有功分量
Figure BDA00038142891700001411
在YD-MFBT原边产生功率因数为1的对称三相电流。因此，只要使补偿电流
Figure BDA00038142891700001412
满足：
Figure BDA00038142891700001413
就能使电网侧电流
Figure BDA00038142891700001414
仅包含正序基波分量
Figure BDA00038142891700001415
实现同相供电系统的补偿目的。
由式(3)、(5)可以计算得：
Figure BDA00038142891700001416
定义两相负载电流
Figure BDA0003814289170000151
的基波有功分量有效值为Ipα、Ipβ，则其对称有功分量
Figure BDA0003814289170000152
的有效值满足Iplα＝Iplβ＝0.5(Ipα+Ipβ)，且
Figure BDA0003814289170000153
相位与α、β端口电压
Figure BDA0003814289170000154
分别对应相同。
由此可以得到两相负载电流
Figure BDA0003814289170000155
的“谐波+无功”分量
Figure BDA0003814289170000156
为：
Figure BDA0003814289170000157
再由式(6)、(7)可得YD-MFBT副边u、v、w抽头的补偿电流
Figure BDA0003814289170000158
(2)MMC-APC交流侧指令电流提取
根据图1，定义电网侧三相电压为：
Figure BDA0003814289170000159
YD-MFBT副边电压相量图如图5所示。
由图5得，α、β端口电压
Figure BDA00038142891700001510
及馈线电压
Figure BDA00038142891700001511
为：
Figure BDA00038142891700001512
定义馈线牵引电压有效值为U2，即Uαβ＝U2，则
Figure BDA00038142891700001513
式(8)可以改写为：
Figure BDA00038142891700001514
定义负载功率因数角为θ，两供电臂负载电流可表示为：
Figure BDA0003814289170000161
其对称有功分量
Figure BDA0003814289170000162
为：
Figure BDA0003814289170000163
由式(6)、(7)、(10)、(11)可得YD-MFBT副边u、v、w抽头的补偿电流
Figure BDA0003814289170000164
即MMC-APC交流侧指令电流。
综上，对负载电流基波有功分量有效值的提取是MMC-APC交流侧指令电流提取的关键。定义负载电流基波有功分量有效值ILp＝ILcosθ，对ILp的提取，使用了二阶广义积分器(SOGI)的90°相角偏移方案来产生两相只含有基波的正交信号，并分别与负载电压的单位正弦、单位余弦信号相乘，相加并滤除二倍频分量后，可以得到
Figure BDA0003814289170000165
其框图如图6所示。
(3)MMC-APC控制策略
本发明所提同相供电系统中，MMC-APC交流侧电流为三相不对称电流，包含正序、负序和零序分量。三相三线制系统不存在零序电流，因此忽略零序分量。经过正负序分离后，交流侧电流的正负序分量可分别独立控制。
1)正负序分量检测
正序和负序分量分别以ω和-ω的频率旋转，则电流空间矢量在两相α、β静止坐标系下可以表示为：
Figure BDA0003814289170000166
式中：iP、iN为正序与负序分量的幅值，
Figure BDA0003814289170000167
为正序与负序分量的初始相位角。
考虑正负序两个旋转坐标系，其旋转角度分别为ω和-ω，则电流空间矢量在正负序旋转坐标系下的分量表达式分别为：
Figure BDA0003814289170000171
可见，正序旋转坐标系下，正序分量变换为直流分量，而负序分量变换为二倍频分量；负序旋转坐标系下，负序分量变换为直流分量，而正序分量变换为二倍频分量。
由于低通滤波器的频带窄，如果使用低通滤波器滤除二倍频分量，会影响控制系统的动态性能。因此，采用双坐标系解耦分序法，使用如图7所示的解耦运算单元并使用低通滤波器滤除高频振荡部分，从而分别得到正负序电流的dq轴直流分量。双同步坐标系法的解耦实现框图如图8所示。
对MMC-APC其中一相，只考虑正序分量，其等效电路如图9所示。
由基尔霍夫定律得：
Figure BDA0003814289170000172
式中，
Figure BDA0003814289170000173
对式(12)进行同步旋转坐标变换得：
Figure BDA0003814289170000174
对d、q轴进行解耦控制，令
Figure BDA0003814289170000181
由式(15)和式(16)得到交流侧期望输出的正序基波电压为：
Figure BDA0003814289170000182
对于负序分量，其控制方法与正序相同。从而得到MMC-APC电流控制框图如图10所示。
2)电容均压控制
①子模块电容电压均衡控制
由于每个子模块开关器件损耗不同、直流电容损耗不同等问题，MMC-APC在正常运行中存在子模块电容电压不均衡现象。子模块电容电压过高时，将危及电容器和电力半导体器件的安全，因此保证每个子模块电容电压恒定十分重要。
MMC在运行过程中有充电或放电两种状态，如图11所示。可以通过改变每个子模块开关驱动信号的占空比，来改变其充放电时间，从而使子模块电容电压达到平衡。
MMC-APC子模块电容电压均衡控制框图如图12所示。
图中，ixp为x相桥臂电流(x＝a,b,c)，udcref为子模块直流电容电压参考值，udcn为桥臂第n个子模块电容电压，ucx0为子模块原始正弦调制波，ucxn为第n个子模块经子模块电容电压均衡控制后的正弦调制波。
当sign(ixp)*uerrorn>0时，增大子模块导通占空比，延长充电或放电的时间；当sign(ixp)*uerrorn<0时，减小子模块导通占空比，缩短充电或放电的时间。
②相间电容电压均衡控制
MMC正常运行过程中，在子模块电容电压均衡的基础上，还会出现三相之间电容电压不均衡的问题，为此引入了相间电容电压均衡控制策略。
为了保证使三相之间均衡的额外功率不改变三相总功率，电压外环控制中使用总的子模块电容电压平均值
Figure BDA0003814289170000191
与每相子模块电容电压平均值
Figure BDA0003814289170000192
相比较，偏差值经过PI控制器，得到额外的相环流
Figure BDA0003814289170000193
Figure BDA0003814289170000194
作用在桥臂电抗上，产生激励电压Δucx，从而使相间电容电压均衡。作用在电抗上的激励电压Δucx由电流内环估算产生。MMC-APC相间电容电压均衡控制框图如图13所示。
3)环流抑制
MMC-APC交流侧与直流侧之间的能量流动，会在MMC-APC内部产生二倍频的功率波动，该二倍频功率波动会使子模块电容电压产生二倍频波动。子模块电容的二倍频波动电压经调制后会产生额外的二倍频激励电压，该电压作用于桥臂电感上，会在MMC-APC内部产生二倍频环流。二倍频环流会使桥臂电流发生畸变，并占用开关器件容量，使损耗增加，因此需要对MMC-APC内部环流进行抑制。
本发明MMC-APC交流侧三相不平衡电流包括正序电流分量和负序电流分量，分别在MMC-APC内部产生二倍频的负序环流和正序环流，因此，同样使用基于双同步坐标系解耦的正负序分离法提取环流的正负序分量，并通过正负序独立控制来抑制二倍频环流。
由图9，三相正负序网络中，环流的数学模型为：
Figure BDA0003814289170000201
式中，izx为MMC-APC内部x相环流，uzx为MMC-APC内部x相不平衡压降(x＝a,b,c)。
对式(18)进行同步旋转坐标变换得：
Figure BDA0003814289170000202
对d、q轴进行解耦控制，可得环流抑制的控制框图如图14所示。
以下基于上述的拓扑结构和控制方法介绍，如下进行仿真验证说明
表2为基于本发明所提同相供电系统搭建的Matlab/Simulink仿真模型的具体参数。
表2
Figure BDA0003814289170000203
Figure BDA0003814289170000211
图15中(a)为负载电压和电流波形。图15中(b)为本发明所提系统未接入MMC-APC进行补偿时电网电压和电流波形。图15中(c)本发明所提系统接入MMC-APC进行补偿时电网电压和电流波形。图15中(d)为MMC-APC交流侧实际电流和指令电流波形。图15中(e)为MMC-APC子模块电容电压波形。由图15中(b)和图15中(c)对比可以看出，本发明所提同相供电系统在接入MMC-APC进行补偿后，因牵引机车而在电网侧形成的大量负序和无功电流得到了有效的抑制，从而实现了电网侧三相电流对称，且电网电流与电压同相位。由图15(d)和图15(e)对比可以看出，在上述控制方法下，MMC-APC交流侧实际电流可以完全跟随其指令电流，子模块直流侧电容电压均衡且波动较小，具有较好的控制效果。仿真结果验证了本发明所提方案的正确性和有效性。
以上，仅是本发明的较佳实施例，并非本发明作任何限制，凡是根据本发明技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、变更以及等效结构变化，均仍属于本发明技术方案的保护范围内。
以上实施例仅用于说明本发明的技术方案而非对其限制，尽管参照上述实施例对本发明进行了详细说明，所属领域的普通技术人员依然可以对本发明的具体实施方案进行修改或者等同替换，而这些并未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均在本发明的权利要求保护范围之内。

Claims (6)

1.一种基于多功能平衡变压器的同相供电系统，其特征在于，包括电网侧的三相高压直流母线，用于电力机车牵引和电能质量补偿的Y-D多功能平衡变压器YD-MFBT以及三相MMC有源补偿装置MMC-APC；
YD-MFBT原边三个端子为A、B、C，副边五个端子为α、β、u、v、w，MMC-APC交流侧三个端子为a、b、c；
YD-MFBT原边为星形连接，副边为三角形接线，并在其中间b相的两端各增加一个外延支臂Nb1、Nb2，a相和c相中间分别引出抽头u、w，抽头u将a相分为两段绕组Na1、Na2，抽头w将c相分为两段绕组Nc1、Nc2；从a相和c相连接处引出抽头v，抽头u、v、w输出三相电压，用于连接MMC-APC；
原边三个端子A、B、C分别与三相电网高压母线A相、B相、C相连接；副边三个端子u、v、w分别与MMC-APC交流侧三个端子b、a、c对应相连；副边两端口α相、β相串联，接至牵引母线给电力机车供电。
2.根据权利要求1所述的基于多功能平衡变压器的同相供电系统，其特征在于，所述MMC-APC的每相由上下两个桥臂组成，每个桥臂由n个完全相同的子模块级联组成，子模块采用半桥结构；上下桥臂通过桥臂电感LB串联，RB为桥臂等效电阻；各相串联的子模块和桥臂电感LB相同且对称。
3.根据权利要求1所述的基于多功能平衡变压器的同相供电系统，其特征在于，所述YD-MFBT中的匝数和阻抗满足如下关系：
Figure FDA0003814289160000011
其中，Nk和Zk分别为绕组k的匝数和阻抗，k＝A,B,C；a,b,c；a1,a2；b1,b2；c1,c2。
4.根据权利要求1所述的基于多功能平衡变压器的同相供电系统，其特征在于，所述YD-MFBT中的匝数和阻抗满足x＝0.366，λ＝2.732，γ＝1.577y。
5.一种如权利要求1至4任一项所述的基于多功能平衡变压器的同相供电系统的控制方法，其特征在于，包括：
将两相负载电流
Figure FDA0003814289160000021
分为对称有功分量
Figure FDA0003814289160000022
谐波分量和无功分量
Figure FDA0003814289160000023
使MMC-APC交流侧补偿电流
Figure FDA0003814289160000024
在YD-MFBT原边产生的三相电流与谐波分量和无功分量
Figure FDA0003814289160000025
在YD-MFBT原边产生的三相电流之和为零，使得YD-MFBT原边电流功率因数为1且三相对称。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于，具体包括：
由基尔霍夫定律和YD-MFBT特性得，基本电流转换关系为：
Figure FDA0003814289160000026
其中，
Figure FDA0003814289160000027
为YD-MFBT原边电流，即电网侧电流；
Figure FDA0003814289160000028
为YD-MFBT副边α、β端口负载电流；
Figure FDA0003814289160000029
为YD-MFBT副边u、w抽头的补偿电流，v抽头电流
Figure FDA00038142891600000210
Figure FDA00038142891600000211
将两相负载电流
Figure FDA00038142891600000212
分为对称有功分量
Figure FDA00038142891600000213
谐波分量和无功分量
Figure FDA00038142891600000214
两部分：
Figure FDA0003814289160000031
其中，对称有功分量
Figure FDA0003814289160000032
在YD-MFBT原边产生功率因数为1的对称三相电流；使补偿电流
Figure FDA0003814289160000033
满足：
Figure FDA0003814289160000034
就能使电网侧电流
Figure FDA0003814289160000035
仅包含正序基波分量
Figure FDA0003814289160000036
由式(3)、(5)计算得：
Figure FDA0003814289160000037
定义两相负载电流
Figure FDA0003814289160000038
的基波有功分量有效值为Ipα、Ipβ，则其对称有功分量
Figure FDA0003814289160000039
的有效值满足Iplα＝Iplβ＝0.5(Ipα+Ipβ)，且
Figure FDA00038142891600000310
相位与α、β端口电压
Figure FDA00038142891600000311
分别对应相同；
由此得到两相负载电流
Figure FDA00038142891600000312
的谐波分量和无功分量
Figure FDA00038142891600000313
为：
Figure FDA00038142891600000314
再由式(6)、(7)得YD-MFBT副边u、v、w抽头的补偿电流
Figure FDA00038142891600000315
CN202211029299.4A 2022-08-24 2022-08-24 基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法 Pending CN115313376A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211029299.4A CN115313376A (zh) 2022-08-24 2022-08-24 基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202211029299.4A CN115313376A (zh) 2022-08-24 2022-08-24 基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115313376A true CN115313376A (zh) 2022-11-08

Family

ID=83864625

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202211029299.4A Pending CN115313376A (zh) 2022-08-24 2022-08-24 基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115313376A (zh)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Ucar et al. Control of a 3-phase 4-leg active power filter under non-ideal mains voltage condition
Akagi et al. Control and performance of a transformerless cascade PWM STATCOM with star configuration
EP2394357B1 (en) Converter
US5642275A (en) Multilevel cascade voltage source inverter with seperate DC sources
CN111446866B (zh) 基于平衡变压器和四端口mmc的贯通同相牵引供电系统
CN111917119B (zh) 多级电容电压波动抑制的固态变压器及控制方法、设备
CN111030152A (zh) 一种储能变流器系统及其控制方法
CN109327036B (zh) 一种用于提高电网电能质量的级联型储能系统及控制方法
WO2010115471A1 (en) An arrangement for exchanging power
CN105324903A (zh) 用于控制三相模块化多电平变换器的有功功率流的方法和设备
CN110574278B (zh) 电压源转换器
CN104682390A (zh) 用于高压直流输电的交流混合有源滤波系统及其控制方法
JPH0667122B2 (ja) 可変リアクタンスによる三相交流電力回線の相互接続方法および装置
Pal et al. A comparative analysis of different magnetics supported three-phase four-wire unified power quality conditioners–a simulation study
CN107732952A (zh) 多端混合直流输电系统的故障响应分析方法及系统
CN115411964A (zh) 一种船用微网逆变器、调制策略及控制方法
CN106712054A (zh) 一种基于模块化多电平抑制电容电压脉动的statcom装置
CN111030131B (zh) 基于负序虚拟阻抗的mmc-statcom环流抑制装置
CN115313376A (zh) 基于多功能平衡变压器的同相供电系统及其控制方法
CN113659608B (zh) 一种隔离级同步调制的混合多电平sst拓扑及控制方法
CN112382486B (zh) 一种环形绕组的直线式移相变压器、控制方法及应用
CN114614476A (zh) 一种基于mmc的端口隔离型同相供电系统及其控制方法
CN114583706A (zh) 一种用于治理末端低电压的直流配电系统
Wang et al. Modern flexible AC transmission system (FACTS) devices
Chen et al. Instantaneous current distributing control collaborated with voltage to neutral equalization for grid-tied single-phase three-wire inverters

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination