CN115133803A - 一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备 - Google Patents

一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备 Download PDF

Info

Publication number
CN115133803A
CN115133803A CN202210709416.5A CN202210709416A CN115133803A CN 115133803 A CN115133803 A CN 115133803A CN 202210709416 A CN202210709416 A CN 202210709416A CN 115133803 A CN115133803 A CN 115133803A
Authority
CN
China
Prior art keywords
phase
carrier
modulation
abc
new energy
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210709416.5A
Other languages
English (en)
Inventor
周鹏鹏
陈朋
张彦兵
王伟
李志勇
傅润炜
贾德峰
李蕾
李丹阳
胡卫东
闫黎明
陈明
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xuchang Ketop Testing Research Institute Co ltd
Original Assignee
Xuchang Ketop Testing Research Institute Co ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xuchang Ketop Testing Research Institute Co ltd filed Critical Xuchang Ketop Testing Research Institute Co ltd
Priority to CN202210709416.5A priority Critical patent/CN115133803A/zh
Publication of CN115133803A publication Critical patent/CN115133803A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/28—The renewable source being wind energy

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备,将原始调制波mabc进行过调制得到调制波vabc，调制波vabc与零序分量us叠加得到调制波uabc；在载波同相层叠调制时，基于调制波uabc进行比较处理，输出三相12路触发脉冲信号；在深度载波交叠调制时，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当其中一相电流与中点电位方向相同时，进行比较并产生脉冲。本发明的有益效果：1、输出电压不会在正负母线之间切换，不仅能用于T型三电平拓扑，也能用于二极管箝位拓扑；2、只有中点电位偏移超过阈值时，才会增加开关次数，即在故障穿越时损耗较小；3、基于深度载波交叠法实现，算法计算量小，易于和正常工况的载波层叠法集成。

Description

一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及 设备
技术领域
本发明涉及新能源并网逆变器技术领域，特别涉及一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及采用该方法的新能源并网逆变器控制设备。
背景技术
三电平逆变器的优点比较明显，如下：1、开关器件耐压等级可减小一半，器件受到的电压应力小；2、输出为三电平阶梯波，其谐波含量降低50％；3、在相同的直流电压下，输出功率可以提高一倍。三电平并网逆变器拓扑图及空间矢量图，如图1和2所示。但是三电平逆变器的一个固有问题就是两个电容电压的平衡。新能源并网逆变器正常工作在纯有功发电状态，中点电位容易平衡，使用载波调制法(SPWM)或空间矢量调制法(SVPWM)都比较容易实现。
电网要求逆变器具有故障穿越能力，能够在外部故障的一定时间内保持并网状态；并在低电压穿越时发出无功电流，在高电压穿越时吸收无功电流，来支撑电网电压。由于运行在较大无功电流和不对称故障时，中点电压可能会失去控制，需要对调制策略进行改进，以保证安全可靠的故障穿越。
新能源并网逆变器的故障穿越分为低电压穿越和高电压穿越，而低电压穿越又分为对称性穿越和不对称穿越。以光伏发电逆变器为例，要求并网点电压在如图3轮廓线范围内时逆变器应连续运行，超出轮廓线范围时逆变器才可切出。有功功率要求为：低电压穿越期间，应保持适当的有功电流，建议值为故障前的0.5 倍；低电压穿越结束后，以至少30％额定功率/s的变化率平滑地恢复至故障前的值；高电压穿越期间，输出的有功功率应保持与故障前的有功功率相同。动态无功要求为：自交流侧电压异常时刻起(UT＜0.9或UT＞1.1)，动态无功电流的响应时间不大于60ms，最大超调量不大于20％；逆变器输出的动态无功电流IT应实时跟踪并网点电压变化并满足公式(1)：
Figure RE-GDA0003806341020000021
其中同，IT为输出动态无功电流有效值，UT为并网点电压标幺值，IN为逆变器额定输出电流。K1、K2为无功电流与电压变化比例值，K1取值范围1.5～2.5，K2取值范围0～1.5，对称故障时IT不宜超过1.05IN，不对称故障时IT不宜超过0.4IN。
因此新能源逆变器的工况较为复杂：正常纯有功发电状态：功率因数为1，调制度很高约0.87，此时中点电位平衡容易实现，主要关注点是尽量减少开关次数，从而降低逆变器的损耗。
针对正常纯有功发电状态，现有技术的调制方法有两种：1、空间矢量调制法(SVPWM)，合理分配冗余小矢量的比例来控制中点平衡。2、载波同相层叠调制法(CPDPWM)，通过注入零序电压来控制中点平衡。根据调制策略统一理论，这两种方法本质上是等效的(调制波注入零序电压等效于调整冗余小矢量的比例)，由于功率因数很高都比较有效。
在高电压穿越时，调制度更高约0.87×1.3＝1.13，通过在调制波叠加过调制分量，调制度最高达到1.15可以满足要求；要求吸收的无功电流最大为0.3pu，要求有功功率与故障前相同，这将引起功率因数的下降；调制度的上升和功率因数的降低，中矢量注入中点的电流比重增大，会引起中点控制能力的下降，中点电位的低频振荡是不可避免的。
在对称低电压穿越时，调制度会降低甚至接近于0，要求发出的无功电流最大为1.05pu，建议有功电流为故障前的0.5倍，电压跌落较深时功率因数下降十分明显；在不对称低电压穿越时，故障相调制度下降较多，非故障相调制度基本保持不变，无功电流的要求最大为0.4pu，功率因数的下降也比较明显，另外并网电压的不对称也会引起并网电流的不对称，更加增大了中点电位平衡的控制难度。
中点电位波动会使输出电流低次谐波增加，另外在故障恢复时容易引起逆变器过流，严重的中点电位偏移会引起开关器件过压而损坏。因此必须针对故障穿越的特点对调制方法进行改进，从而保证新能源并网逆变器的安全稳定运行。
针对并网逆变器的故障穿越状态，目前可行的调制方法有两种方案：第一种为舍弃中矢量，用两个大矢量来合成中矢量；第二种为虚拟空间矢量调制(VSVPWM)。其中，第一种技术方案根据最近三矢量法得到pon的作用时间为T3，则pon可以用各一半时间的ppn和pnn矢量合成，从而完全舍弃中矢量，让本调制周期的中点电流和为0。第二种技术方案是虚拟空间矢量调制 (VSVPWM)可在全功率因数、全调制度范围内实现一个开关周期内的中点电位平衡，能够适用于故障穿越时的调制要求。
第一种方案的缺点是对SVPWM简单的打补丁，由于ppn和 pnn在矢量空间的不连续性，B相将在正负母线之间直接切换，只能适用于T型三电平拓扑，用于二极管嵌位拓扑会造成串联开关器件过电压，威胁逆变器的安全运行。第二种方案的缺点是调制波中间相在一个开关周期会出现2次开关动作，三相共4次开关动作；而SVPWM在一个开关周期每相只有1次开关动作，三相共有3次开关动作，因此VSVPWM开关损耗较高。另外这两种方案均属于矢量调制，算法需要经过大小扇区判断、合成矢量选取、作用时间计算、开关顺序排列等步骤，涉及较多的逻辑判断和三角函数运算，实现较为复杂；载波调制法是用调制波和载波比较产生脉冲序列，处理器实现比较方便，具有更好的实用性。
因此，针对现有技术不足，提供一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及采用该方法的新能源并网逆变器控制设备以解决现有技术不足甚为必要。
发明内容
本发明的目的在于避免现有技术的不足之处而提供一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法。该适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法在并网逆变器较大无功电流和短路故障冲击的状态下，增强了对并网电流和中点平衡的可控性，既照顾到正常纯有功发电状态的损耗，也保证了故障状态的安全可靠穿越。
本发明的上述目的通过以下技术措施实现：
提供一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法, 将原始调制波mabc进行过调制得到调制波vabc，调制波vabc与零序分量us叠加得到调制波uabc；
在载波同相层叠调制时，基于调制波uabc进行比较处理，输出三相12路触发脉冲信号；
在深度载波交叠调制时，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当其中一相电流与中点电位方向相同时，进行比较并产生脉冲。
本发明的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法, 通过调制切换模块对载波同相层叠调制和深度载波交叠调制进行切换。
在载波同相层叠调制时，调制波uabc送入载波同相层叠元件 CPD进行比较，输出每相4个触发脉冲，A相、B相和C相一共 12路触发脉冲信号G12；
在深度载波交叠调制时，当中点电位unp超出阈值±β％时，其中β大于0，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当某相电流与中点电位方向相同时，则将该相调制波通过增益模块G抵消深度载波交叠的增益变化，然后经深度载波交叠元件DCO比较产生脉冲信号，另外两相的脉冲则由载波同相层叠元件CPD产生。
优选的，上述深度载波交叠元件DCO用于对载波同相层叠元件CPD的中矢量时间进行修正，在中点电位差超出阈值并且与中点连接相电流方向相同时短时切换。
本发明的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法, 通过过调制模块将原始调制波mabc减去过调制分量，输出调制分量达到α倍的调制波vabc，其中α大于1。
优选的，上述调制分量由过调制分量元件OVM进行，其中过调制分量元件OVM的计算公式为式(Ⅰ)；
OVM＝(max(mabc)+min(mabc))/2 式(Ⅰ)。
在所述调制切换模块中包括有分相脉冲选择单元，当载波同相层叠元件CPD生成的脉冲为中矢量并且分相选择信号s3的A 相为1时，分相脉冲选择单元使12路触发脉冲信号G12的A相4 个脉冲由深度载波交叠元件DCO提供，分相脉冲选择单元使B相和C相的8个脉冲由载波同相层叠元件CPD提供；当载波同相层叠元件CPD生成的脉冲为中矢量并且分相选择信号s3的B相和C 相为1时，分相脉冲选择单元使12路触发脉冲信号G12的B相和C相的8个脉冲由深度载波交叠元件DCO提供，分相脉冲选择单元使A相的4个脉冲由载波同相层叠元件CPD提供。
本发明的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法, 通过零序注入模块输出一个零序分量uz。
在所述零序注入模块中，电容电压uc1和电容电压uc2相减得到中点电位unp，中点电位unp经过低通滤波器LPF滤除中点电位的高频分量，再经过比例积分控制器PI处理后，再注入经过求平均值并判断符号的正极直流电流idp，最终输出零序分量uz。
在所述零序注入模块中，由20ms平均值元件AVG对正极直流电流idp求平均值，由符号判断元件sign判断符号。
优选的，上述α为1.15。
优选的，上述β为6。
当idp为流出时，所述符号判断元件输出为+1；当idp为流入时，所述符号判断元件输出为-1。
本发明的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法, 对中矢量连接状态作用时，当电容电压差和中点连接相电流方向相同时，中矢量对中点电位平衡不利，将载波交叠深度h加深至γ，通过深度载波交叠调制生成中点连接相的触发脉冲，且γ＞0.5。
本发明的另一目的在于避免现有技术的不足之处而提供一种新能源并网逆变器控制设备。该新能源并网逆变器控制设备在并网逆变器较大无功电流和短路故障冲击的状态下，增强了对并网电流和中点平衡的可控性，既照顾到正常纯有功发电状态的损耗，也保证了故障状态的安全可靠穿越。
本发明的上述目的通过以下技术措施实现：
提供一种新能源并网逆变器控制设备，采用上述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法。
本发明的一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及采用该方法的新能源并网逆变器控制设备,将原始调制波 mabc进行过调制得到调制波vabc，调制波vabc与零序分量us叠加得到调制波uabc；在载波同相层叠调制时，基于调制波uabc进行比较处理，输出三相12路触发脉冲信号；在深度载波交叠调制时，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当其中一相电流与中点电位方向相同时，进行比较并产生脉冲。与现有技术的两种方案相比，本发明的有益效果为：1、输出电压不会在正负母线之间切换，不仅能用于T型三电平拓扑，也能用于二极管箝位拓扑；2、只有中点电位偏移超过阈值时，才会增加开关次数，即在故障穿越时损耗较小；3、基于深度载波交叠法实现，算法计算量小，易于和正常工况的载波层叠法集成。
附图说明
利用附图对本发明作进一步的说明，但附图中的内容不构成对本发明的任何限制。
图1为三电平并网逆变器拓扑图。
图2为空间矢量图。
图3为光伏逆变器故障穿越要求轮廓线图。
图4为中矢量pon对中点电位的影响示意图。
图5为深度载波交叠脉宽调制示意图。
图6为本发明的过调制模块、零序注入模块和调制切换模块的连接示意图。
具体实施方式
结合以下实施例对本发明的技术方案作进一步说明。
本说明书所提及的三电平并网逆变器(Three Level Grid Connected Inverter)是指：三电平逆变器作为多电平逆变器拓扑结构之一，由日本长风科技大学南波江章(A.Nbase)等人于1980年提出，目前在光伏和风机新能源并网获得了广泛应用。三电平脉宽调制(Pulse Width Modulation)方法主要包括：载波调制法 (SPWM)、空间矢量调制法(SVPWM)、特定谐波消去法 (SHEPWM)，研究使用最多的是载波调制法。
空间矢量调制法(Space Vector PWM)是指：逆变器每相输出 p、o、n三种电平，显然共有27中组合。电压状态空间矢量可分为 3个零矢量(ppp,ooo,nnn)，12个幅值为Ud/3的小矢量按正负分为六对([poo,onn],[ppo,oon],[opo,non],[opp,noo],[oop,nno],[pop,ono])，6 个幅值为
Figure RE-GDA0003806341020000091
的中矢量(pon,opn,npo,nop,onp)，以及6个幅值为 2Ud/3的大矢量(pnn,ppn,npn,npp,nnp,pnp)。当参考矢量
Figure RE-GDA0003806341020000092
落入大扇区的小分区时，根据最近三矢量法选取大矢量、中矢量、冗余小矢量对来合成参考矢量，矢量的作用时间由伏秒平衡原理来确定。
载波层叠调制法(Carrier Disposition PWM)是指：以正弦波为调制波，由于载波所在区域之间不存在公共部分，表现为载波的层叠，即载波层叠PWM技术。根据载波间的相位关系，又可分为载波反相层叠法(Carrier Phase Opposition Disposition)和载波同相层叠法(Carrier Phase Dispositoin)两种形式。
载波交叠调制法(Carrier Overlapping PWM)是指：对两个载波增加竖直方向上的偏移量，使之产生交叠，是一种同时考虑了载波相位与便宜的调制策略。该方法在低调制下具有良好的谐波特性。
实施例1。
一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,如图 4，在深度载波交叠调制时，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当其中一相电流与中点电位方向相同时，进行比较并产生脉冲；在载波同相层叠调制时，基于调制波uabc进行比较处理，输出三相12路触发脉冲信号；在深度载波交叠调制时，对逆变器电流 icnv的方向进行分相判断，当其中一相电流与中点电位方向相同时，进行比较并产生脉冲。
需要说明的是，本发明的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,包含了所有的空间矢量，空间矢量按作用时间排列，就对应了逆变器A相,B相,C相，且每相4个触发脉冲，那么三相一共12个触发脉冲。本发明为了满足正常运行状态和故障穿越状态的不同调制要求，需要在载波同相层叠调制方法 (CPD-PWM)和深度载波交叠调制方法(DCO-PWM)之间切换。在图 6中，标识为3的线条为代表ABC三相，标识为12的线条为代表 12个触发脉冲，而s3分别为三相脉冲的切换信号。
本发明适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,通过调制切换模块对载波同相层叠调制和深度载波交叠调制进行切换。
具体的在载波同相层叠调制时(正常并网发电情况),调制波uabc送入载波同相层叠元件CPD进行比较，输出每相4个触发脉冲，A相、B相和C相一共12路触发脉冲信号G12。
在深度载波交叠调制时，当中点电位unp超出阈值±β％时，其中β大于0，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当某相电流与中点电位方向相同时，则将该相调制波通过增益模块G抵消深度载波交叠的增益变化，然后经深度载波交叠元件DCO比较产生脉冲信号，另外两相的脉冲则由载波同相层叠元件CPD产生。本实施例β具体为6。
由于调制切换三相分开操作，且仅在中点电位超出阈值±6％时进行，切换后该相的开关次数由1次增加到2次。因此与现有技术相比，本发明能大大减少了开关次数，降低了开关器件发热，从而降低故障穿越过程中过热失效的可能性。
所述深度载波交叠元件DCO用于对载波同相层叠元件CPD 的中矢量时间进行修正，在中点电位差超出阈值并且与中点连接相电流方向相同时短时切换。
本发明适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,通过过调制模块将原始调制波mabc减去过调制分量，输出调制分量达到α倍的调制波vabc，其中α大于1且小于5。本实施例的α具体为1.15。
所述调制分量由过调制分量元件OVM进行，其中过调制分量元件OVM的计算公式为式(Ⅰ)；
OVM＝(max(mabc)+min(mabc))/2 式(Ⅰ)。
在所述调制切换模块中包括有分相脉冲选择单元，当载波同相层叠元件CPD生成的脉冲为中矢量并且分相选择信号s3的A 相为1时，分相脉冲选择单元使12路触发脉冲信号G12的A相4 个脉冲由深度载波交叠元件DCO提供，分相脉冲选择单元使B相和C相的8个脉冲由载波同相层叠元件CPD提供；当载波同相层叠元件CPD生成的脉冲为中矢量并且分相选择信号s3的B相和C 相为1时，分相脉冲选择单元使12路触发脉冲信号G12的B相和C相的8个脉冲由深度载波交叠元件DCO提供，分相脉冲选择单元使A相的4个脉冲由载波同相层叠元件CPD提供。
本发明适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,通过零序注入模块输出一个零序分量uz。
在所述零序注入模块中，电容电压uc1和电容电压uc2相减得到中点电位unp，中点电位unp经过低通滤波器LPF滤除中点电位的高频分量，再经过比例积分控制器PI处理后，再注入经过求平均值并判断符号的正极直流电流idp，最终输出零序分量uz。当idp为流出时，所述符号判断元件输出为+1；当idp为流入时，所述符号判断元件输出为-1。
需要说明的是，本发明零序注入模块输出一个零序分量uz，调制vabc叠加零序分量后为uabc，在功率因数较高时能够有效平衡中点电位，在本质上是调整冗余小矢量对的作用时间比例。
该适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,与现有技术的两种方案相比，的有益效果为：1、输出电压不会在正负母线之间切换，不仅能用于T型三电平拓扑，也能用于二极管箝位拓扑；2、只有中点电位偏移超过阈值时，才会增加开关次数，即在故障穿越时损耗较小；3、基于深度载波交叠法实现，算法计算量小，易于和正常工况的载波层叠法集成。
实施例2。
一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其他特征与实施例1相同，还具有如下特征：对中矢量连接状态作用时，当电容电压差和中点连接相电流方向相同时，中矢量对中点电位平衡不利，将载波交叠深度h加深至γ，通过深度载波交叠调制生成中点连接相的触发脉冲，且γ＞0.5。
对于现有技术的深度载波交叠的中点平衡控制原理：
当参考矢量落入扇区1的小分区5时为例，如图2，选取大矢量pnn、中矢量pon、冗余小矢量对poo和onn来合成参考矢量，三个矢量的作用时间由伏秒平衡原理来确定。小矢量和中矢量都会对中点电流造成影响：小矢量对的开关状态对中点电位产生的影响相反，可以按需选取对中点控制有利的小矢量，但是中矢量不存在冗余状态抵消。
在调制度很高或功率因数很低的故障穿越工况，中矢量注入中点电流比重很大，因此必须削弱中矢量pon的作用时间。
pon的连接状态和逆变器电流方向(流出逆变器为正方向)如图5所示：当Uc1>Uc2时，负电流Ib会使Uc2电压上升，中矢量pon对中点平衡有利，可以保留；当Uc1<Uc2时，负电流Ib仍使Uc2电压上升，中矢量pon对中点平衡不利，需要用其它矢量替换。已有技术方案一使用一半时间的ppn和pnn替换中矢量pon，即B相切换到两电平调制，此时电流Ib没有注入中点，不再引起中点电位变化。正电流作用时情况相反：当Uc1>Uc2时，正电流Ib仍使Uc2电压下降，中矢量pon对中点平衡不利，需要用其它矢量替换；当Uc1<Uc2时，正电流Ib会使Uc2电压下降，中矢量pon对中点平衡有利，可以保留。
在现有技术的载波交叠的一般方法：对两个载波增加竖直方向上的偏移量，使之产生交叠，是一种同时考虑了载波相位与偏移的调制策略。但是正常的载波交叠PWM控制时，不同调制比输出的波形平均电压不是线性的，造成逆变器输出电压和电流的很大畸变。这是因为交叠区和非交叠区对调制波的增益斜率不同；现有技术提出了一种校正载波的方法，使得在交叠点增益相同，但是仍然不能消除两个区域增益斜率的差异。
对6个中矢量连接状态作用时，中点连接相和中点电位不利方向，分别进行分析见下表所示：
中矢量 中点连接相 中点电位不利方向
pon I<sub>b</sub> U<sub>c1</sub>&lt;U<sub>c2</sub>和I<sub>b</sub>&lt;0；或者U<sub>c1</sub>&gt;U<sub>c2</sub>和I<sub>b</sub>&gt;0
opn I<sub>a</sub> U<sub>c1</sub>&lt;U<sub>c2</sub>和I<sub>a</sub>&lt;0；或者U<sub>c1</sub>&gt;U<sub>c2</sub>和I<sub>a</sub>&gt;0
npo I<sub>c</sub> U<sub>c1</sub>&lt;U<sub>c2</sub>和I<sub>c</sub>&lt;0；或者U<sub>c1</sub>&gt;U<sub>c2</sub>和I<sub>c</sub>&gt;0
nop I<sub>b</sub> U<sub>c1</sub>&lt;U<sub>c2</sub>和I<sub>b</sub>&lt;0；或者U<sub>c1</sub>&gt;U<sub>c2</sub>和I<sub>b</sub>&gt;0
onp I<sub>a</sub> U<sub>c1</sub>&lt;U<sub>c2</sub>和I<sub>a</sub>&lt;0；或者U<sub>c1</sub>&gt;U<sub>c2</sub>和I<sub>a</sub>&gt;0
pno I<sub>c</sub> U<sub>c1</sub>&lt;U<sub>c2</sub>和I<sub>c</sub>&lt;0；或者U<sub>c1</sub>&gt;U<sub>c2</sub>和I<sub>c</sub>&gt;0
本实施例以中矢量pon进行说明，对于中矢量pon为了消除如前所述B相两电平调制的缺点，本发明在中点平衡不利的情况下，用深度载波交叠对B相进行脉宽调制，具体操作为：调制波ub大于上层载波时输出p电平，小于下层载波时输出n电平，位于两层载波之间时输出0电平，T1B、T2B、T4B、T4B是B相4个开关器件的触发脉冲。由于交叠深度h＝0.9非常大，输出0电平的时间很短，与两电平调制很相似。
基于本发明，将载波交叠深度h尽量加深(DCO-PWM)，例如将图6中的h增加到至γ，本实施例的γ具体为0.9，此时原始调制波幅值小于1.087时完全工作在交叠区，从而极大减弱了斜率差异的影响；并且深度载波交叠与两电平调制非常接近，同时也消除了在正负母线之间切换的弊端。交叠区的调制波增益公式如下,当 h＝0.9时增益为1.05，比载波同相层叠的1.0略大。
Figure RE-GDA0003806341020000151
该适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,与现有技术的两种方案相比，有益效果为：1、输出电压不会在正负母线之间切换，不仅能用于T型三电平拓扑，也能用于二极管箝位拓扑；2、只有中点电位偏移超过阈值时，才会增加开关次数，即在故障穿越时损耗较小；3、基于深度载波交叠法实现，算法计算量小，易于和正常工况的载波层叠法集成。
实施例3。
一种新能源并网逆变器控制设备，采用如实施例1或2适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法。
该新能源并网逆变器控制设备,与现有技术的两种方案相比，的有益效果为：1、输出电压不会在正负母线之间切换，不仅能用于T型三电平拓扑，也能用于二极管箝位拓扑；2、只有中点电位偏移超过阈值时，才会增加开关次数，即在故障穿越时损耗较小；3、基于深度载波交叠法实现，算法计算量小，易于和正常工况的载波层叠法集成。
最后应当说明的是，以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而非对本发明保护范围的限制，尽管参照较佳实施例对本发明作了详细说明，本领域的普通技术人员应当理解，可以对本发明技术方案进行修改或者等同替换，而不脱离本发明技术方案的实质和范围。

Claims (10)

1.一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：将原始调制波mabc进行过调制得到调制波vabc，调制波vabc与零序分量us叠加得到调制波uabc；
在载波同相层叠调制时，基于调制波uabc进行比较处理，输出三相12路触发脉冲信号；
在深度载波交叠调制时，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当其中一相电流与中点电位方向相同时，进行比较并产生脉冲。
2.根据权利要求1所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：通过调制切换模块对载波同相层叠调制和深度载波交叠调制进行切换。
3.根据权利要求2所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：在载波同相层叠调制时，调制波uabc送入载波同相层叠元件CPD进行比较，输出每相4个触发脉冲，A相、B相和C相一共12路触发脉冲信号G12；
在深度载波交叠调制时，当中点电位unp超出阈值±β％时，其中β大于0，对逆变器电流icnv的方向进行分相判断，当某相电流与中点电位方向相同时，则将该相调制波通过增益模块G抵消深度载波交叠的增益变化，然后经深度载波交叠元件DCO比较产生脉冲信号，另外两相的脉冲则由载波同相层叠元件CPD产生；
所述深度载波交叠元件DCO用于对载波同相层叠元件CPD的中矢量时间进行修正，在中点电位差超出阈值并且与中点连接相电流方向相同时短时切换。
4.根据权利要求3所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：通过过调制模块将原始调制波mabc减去过调制分量，输出调制分量达到α倍的调制波vabc，其中α大于1。
5.根据权利要求4所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：所述调制分量由过调制分量元件OVM进行，其中过调制分量元件OVM的计算公式为式(Ⅰ)；
OVM＝(max(mabc)+min(mabc))/2 式(I)；
在所述调制切换模块中包括有分相脉冲选择单元，当载波同相层叠元件CPD生成的脉冲为中矢量并且分相选择信号s3的A相为1时，分相脉冲选择单元使12路触发脉冲信号G12的A相4个脉冲由深度载波交叠元件DCO提供，分相脉冲选择单元使B相和C相的8个脉冲由载波同相层叠元件CPD提供；当载波同相层叠元件CPD生成的脉冲为中矢量并且分相选择信号s3的B相和C相为1时，分相脉冲选择单元使12路触发脉冲信号G12的B相和C相的8个脉冲由深度载波交叠元件DCO提供，分相脉冲选择单元使A相的4个脉冲由载波同相层叠元件CPD提供。
6.根据权利要求5所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：通过零序注入模块输出一个零序分量uz；
在所述零序注入模块中，电容电压uc1和电容电压uc2相减得到中点电位unp，中点电位unp经过低通滤波器LPF滤除中点电位的高频分量，再经过比例积分控制器PI处理后，再注入经过求平均值并判断符号的正极直流电流idp，最终输出零序分量uz。
7.根据权利要求6所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：在所述零序注入模块中，由20ms平均值元件AVG对正极直流电流idp求平均值，由符号判断元件sign判断符号。
8.根据权利要求7所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：所述α为1.15；
所述β为6；
当idp为流出时，所述符号判断元件输出为+1；当idp为流入时，所述符号判断元件输出为-1。
9.根据权利要求8所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法,其特征在于：对中矢量连接状态作用时，当电容电压差和中点连接相电流方向相同时，中矢量对中点电位平衡不利，将载波交叠深度h加深至γ，通过深度载波交叠调制生成中点连接相的触发脉冲，且γ＞0.5。
10.一种新能源并网逆变器控制设备，采用如权利要求1至9任意一项所述的适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法。
CN202210709416.5A 2022-06-22 2022-06-22 一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备 Pending CN115133803A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210709416.5A CN115133803A (zh) 2022-06-22 2022-06-22 一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210709416.5A CN115133803A (zh) 2022-06-22 2022-06-22 一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115133803A true CN115133803A (zh) 2022-09-30

Family

ID=83379982

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210709416.5A Pending CN115133803A (zh) 2022-06-22 2022-06-22 一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115133803A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115954938A (zh) * 2022-12-27 2023-04-11 深圳古瑞瓦特新能源有限公司 一种高效的离并网裂相逆变器电路

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115954938A (zh) * 2022-12-27 2023-04-11 深圳古瑞瓦特新能源有限公司 一种高效的离并网裂相逆变器电路
CN115954938B (zh) * 2022-12-27 2024-04-09 深圳古瑞瓦特新能源有限公司 一种高效的离并网裂相逆变器电路

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109687747B (zh) 基于零序电压注入的t型三电平逆变器中点电位平衡与容错控制方法
CN106787889B (zh) 基于双调制波载波调制的三电平逆变器中点电位反馈控制方法
US10734915B2 (en) Method for suppressing common-mode current of neutral line in T-type three-level three-phase inverter
Klabunde et al. Current control of a 3-level rectifier/inverter drive system
KR102581661B1 (ko) 3-레벨 anpc 인버터의 고장허용 운전 시 중성점 전압 균형 제어방법
Lin et al. A new control strategy to balance neutral-point voltage in three-level NPC inverter
JP6943184B2 (ja) モジュラー・マルチレベル・カスケード変換器
WO2020082762A1 (zh) 三电平整流器共模电压抑制pwm方法、调制器及系统
Gang et al. Neutral-point voltage balancing in three-level inverters using an optimized virtual space vector PWM with reduced commutations
CN115133803A (zh) 一种适用于新能源并网逆变器故障穿越的脉宽调制方法及设备
Pinkymol et al. Analysis of 3-level inverter scheme with DC-link voltage balancing using LS-PWM & SVM techniques
Chen et al. Fault-tolerant control strategy for T-type three-level inverter with neutral-point voltage balancing
Blaabjerg et al. Impact of modulation strategies on power devices loading for 10 MW multilevel wind power converter
Wang et al. Multi-objective optimization PWM control for a back-to-back five-level ANPC converter
Wen et al. Alleviation of leakage current and neutral point voltage deviation for using an eight-switch inverter
Raki et al. Reduction of common-mode voltage in cascaded H-bridge inverter under faulty conditions
Park et al. Improved Integrated Modulation Strategy for Dual-Parallel Three-Level Inverters to Suppress Leakage Currents
Jarutus et al. A comparison between level-and phase-shift space vector duty-cycle modulations using a nine-switch inverter for an ASD
Surasmi et al. Hybrid Multilevel Inverter Control for Harmonic Mitigation
Park et al. Simple fault-tolerant control using unified voltage modulation for Active Neutral Point Clamped (ANPC) three-level inverter
Kumar et al. An Hybrid Multi Level Inverter Based DSTATCOM Control
Ma et al. Virtual Space Vector Over-Modulation Strategy for NPC Three-Level Inverters with Common-Mode Voltage Suppression
Yalla et al. Active input current shaping with new MPC structured TP-TL-5L converter with reduced PSD count for renewable energy conversion
Korhonen et al. Improved modulation for packed E-cell converter
Mamatha et al. Comparative Analysis of Modulation Techniques for Elimination of CMV in Multilevel Inverters

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination