CN115102587A - 一种降低mimo-ofdm系统papr的方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种降低MIMO‑OFDM系统PAPR的方法。该方法在发射端对源比特信道编码、空时编码映射生成的信号S[i]构造共轭对称形式的矩阵；并且在这个共轭对称的矩阵中设置过采样率C，根据过采样率C在矩阵中插入N_zp个0向量；然后这个矩阵送入IDFT进行计算，生成的结果修正为正数后，在信号中加入一个相位补偿值以保证均匀分布。在接收端使用MMSE对信号进行频域均衡以去除非线性噪声；最后进行反余弦变换、反映射后还原得到源比特。本方法所构建的MIMO多载波系统不会影响信号的通信可靠性，并在不增加硬件成本情况下可以有效的降低信号的PAPR，改善传统无线MIMO通信系统中功率放大器效率低，能耗高的问题。

Description

一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法

技术领域

本发明属于无线通信技术领域，涉及通信领域的数字信号处理方法，具体涉及一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法。

背景技术

对于多输入多输出(Multiple Input Multiple Output，MIMO)系统的传输波形的约束和选择是无线通信中非常重要的环节。MIMO通信系统可以分为单载波和多载波系统。单载波中代表性的是5G新空口(new radio，NR)上行链路中作为标准的离散傅里叶扩展正交频分复用(discrete fourier transform-spread-OFDM,DFT-S-OFDM)。多载波中代表性的是正交频分复用(orthogonal frequency division multiplexing，OFDM)和滤波器组多载波(filter bank multi-carrier,FBMC)。多载波传输相对单载波传输具有一定优势，且相对单载波更适合MIMO系统，接收机的设计也相对简单很多。但是多载波传输相对单载波在传输中更容易受到噪声干扰，并且有着更高的峰均功率比(peak to average powerratio，PAPR)，这使得多载波传输系统对功率放大器(power amplifier，PA)的非线性区域有更高的要求。而PA是无线通信射频链中最耗电的组件之一，MIMO多载波系统设计的关键目标之一就是降低PAPR，从而降低PA功耗。

一般来说，MIMO多载波系统为了提高PA线性度，需要通过较大的输入补偿(inputback-off,IBO)来减小信号失真。然而与波动包络相关的高PAPR信号仅偶尔具有峰值电压，却会永久降低PA效率。虽然可以使用经典的模拟反馈以及数字预失真技术减小影响，但模拟线性化电路的性能取决于工作频率，而复杂的数字预失真仅适用于基站。同时，MIMO多载波系统为了减轻使用高IBO带来的高热量问题，需要根据信号包络自适应地控制电源电压。例如，经典的Doherty技术由一个主要的B类PA和一个辅助的C类PA构成，其中C类PA仅在高信号幅度时打开。虽然晶体管可以以超声波速率打开和关闭，但PA最大可实现效率仍然被限制在20％-35％，这说明目前高PAPR仍然使得PA的效率不高。因此有必要降低PAPR，现有技术主要通过PTS、预编码、概率类等方式，而这些技术存在算法复杂，影响系统通信性能等缺点。

发明内容

针对现有技术的不足，本发明提出了一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法，通过设置调制指数和采样因子，在不增加硬件成本的情况下，有效降低信号的PAPR，改善传统无线通信系统中功率放大器效率低，能耗高的问题。

一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法，具体包括以下步骤：

步骤1、在M×N天线的MIMO-OFDM系统中，源比特信号S依次经过信道编码、QAM映射、空时编码、和空时映射得到X[m]∈C^M×T，其中T为信号发射时隙，m表示被激活的数据传输链路，m＝1,2…,M，M为发射天线数量，N为接收天线的数量。

步骤2、依次对信号X[m]进行IDFT计算和余弦变换，由于只有实数信号才能进行余弦变换，因此在进行IDFT计算前，需要将X[m]构造为如公式(1)所示的共轭对称矩阵形式：

其中X^*表示矩阵X的共轭，N_QAM表示L阶QAM映射的个数。0的个数为N_zp，根据0的个数设置过采样率C，C＝N_DFT/(N_DFT-N_zp)，其中N_DFT为IDFT和DFT的计算长度，高的过采样率可以降低系统的误码率。

经过IDFT计算后得到的离散形式的OFDM实信号

为：

其中，n＝0,1,…,N_DFT-1。序列X[m]经过IDFT后就得到了OFDM实信号

经过IDFT计算后，符号块被映射到N_DFT个子载波，N_DFT个子载波空时块排列可以构成OFDM符号。

将OFDM实信号

与正修订系数a相加后再进行余弦变换，正修订系数a用于使所有离散OFDM符号的数值均为正数。

步骤3、设MIMO-OFDM系统的发射总功率为1，则每根发射天线的发射功率ρ＝1/M，步骤2中

经过余弦变换计算后得到

再经过数字到模拟转换后得到连续低通形式的基带信号s_m(t)为：

s_m(t)＝cos(k(x(t)+a)+θ) (3)

其中，k为调制系数，x(t)为

的时域连续形式，t表示时间。θ是表示相位补偿存储值，用于令s_m(t)在[0 2π]上均匀分布。

根据公式(3)可知，基带信号s_m(t)的方差只与调制指数k有关，与过采样率C无关，通过不同k值可以调节系统的误码率和PAPR达到平衡。

作为优选，设置调节系数k＝0.5，过采样率C＝2。

步骤4、对基带信号s_m(t)经过上变频后得到的信号s_U(t)为：

s_U(t)＝s_m(t)cos(w_c1t) (4)

其中w_c1为载波频率。再将信号s_U(t)由上变频到射频，然后从第m个射频发射链路发射出去。

步骤5、在MIMO-OFDM系统中，假设完美信道估计和信道相干时间大于空时块的持续时间，经过频率选择性衰落信道，传输系统模型中第i个子载波的接收信号Rⁱ描述为：

Rⁱ＝HⁱSⁱ+Wⁱ (5)

其中i＝1,2,…,N_DFT，Rⁱ∈C^N×T为接收信号，Sⁱ∈C^M×T为空时信号。Hⁱ∈C^N×M表示发射天线到接收天线之间的信道频率响应矩阵，服从均值为0，实、虚部统计独立且方差为

的复高斯分布。Wⁱ∈C^N×T表示加性复高斯白噪声，并且每个元素服从均值为0，实、虚部统计独立且方差为

的复高斯分布。

由于经过余弦变换后的信号是非线性的，发射信号中包含了非线性的噪声，因此在接收端需要使用频域均衡器均衡信道失真，再对均衡后的信号

进行反余弦变换：

其中，Cⁱ为频域均衡器的加权矩阵。

作为优选，采用最小均方误差(minimum mean square error，MMSE)均衡器均衡信道失真，其加权矩阵Cⁱ为：

其中P为空时信号Sⁱ的功率，I_M为M维的单位矩阵，(Hⁱ)^H为矩阵Hⁱ的共轭转置，

为Hⁱ服从的分布的方差。

步骤6、将均衡后的信号

进行反余弦计算与解缠绕后，再进行DFT处理后得到还原信号

步骤7、对步骤6得到的还原信号

依次进行空时解映射、ML解码、信道解码和QAM反映射，得到还原的比特流D。

本发明具有以下有益效果：

针对MIMO-OFDM系统中高PAPR，使用正反余弦变换的处理，通过合理设置的过采样率与相位补偿存储值，大幅度降低MIMO-OFDM系统中PAPR，从而降低了对功率放大器的要求并且提升功率放大器的工作效率，节约能耗。对于余弦变换带来的非线性噪声，通过MMSE均衡器进行噪声去除与信道均衡，避免了对系统传输可靠性的不利影响。

附图说明

图1为基于空时编码的MIMO-OFDM系统流程图；

图2为实施例中降低PAPR方法的MIMO-OFDM系统流程图；

图3为实施例中过采样率C＝2、不同调制系数及频域均衡下系统误码率结果；

图4为实施例中过采样率C＝2、不同调制系数下PAPR抑制效果图；

图5为实施例中过采样率C＝4、不同调制系数及频域均衡下系统误码率结果。

具体实施方式

以下结合附图对本发明作进一步的解释说明；

图1为现有技术基于空时编码MIMO-OFDM系统的流程图，图2本方法的系统流程图。

在本方法中，MIMO-OFDM系统的源比特序列在经过信道编码、QAM映射、空时编码和空时映射后，对得到的信号构造共轭数列，并设置过采样率的大小，经过IDFT计算后生成OFDM信号后进行余弦变换，最后经过射频发射链进行发射。在接收端上设计了相应的MMSE频域均衡器，并且在后面级联了一个余弦解调器和ML空时解码器。

实施例1

本实施例中设置过采样率C＝2，计算本方法在调制系数k＝0.5、1.0、1.5下的误码率，并与传统MIMO-OFDM系统以及未加入MMSE频域均衡器时的系统误码率进行比较，结果如图3所示。由图3可知，当过采样率C＝2、k＝0.5时，加入MMSE频域均衡器后可以明显降低系统误码率。当过采样率C＝2，k不断增大时，误码率不断降低，当k＞1.5时，误码率不再降低，达到系统瓶颈。相对于普通的MIMO-OFDM来说，采用余弦变化的MIMO-OFDM系统在较大的k值下能够提升系统的传输可靠性。

绘制不同调制系数下系统PAPR的互补累积分函数(complementary cumulativedistribution function,CCDF)曲线，如图4所示。在k＝0.5时，基本可以将系统的PAPR在互补积分函数为10^-2下降低到2dB以内，相对原始的OFDM信号降低了7dB左右；在k＝1.5情况下的只能达到6.7dB左右，相对原始的OFDM信号降低了3dB，同时在误码率为10^-3下的信噪比也降低了3dB。通过增大调制系数k降低误码率的同时，也会使系统的PAPR增大，导致降低PAPR的效果不明显。

实施例2

本实施例中设置过采样率C＝4，计算本方法在调制系数k＝0.5、1.0、1.5下的误码率，并与传统MIMO-OFDM系统以及未加入MMSE频域均衡器时的系统误码率进行比较，结果如图5所示。根据图5的对比结果可以得到与实施例1相同的结论。此外，对比图3与图5的结果也可以发现，过采样率C越高，系统的通信可靠性也越高，但是过高的过采样率会牺牲一部分的频谱利用率。

Claims (3)

1.一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法，其特征在于：该方法具体包括以下步骤：

步骤1、将MIMO-OFDM系统中源比特信号S经过信道编码、QAM映射、空时编码、和空时映射后得到的信号X[m]∈C^M×T构造为如公式(1)所示的共轭对称矩阵形式：

其中T为信号发射时隙，m表示被激活的数据传输链路，m＝1，2…，M，M为发射天线数量，N为接收天线的数量；X^*表示矩阵X的共轭，N_QAM表示L阶QAM映射的个数；0向量的个数N_zp由过采样率C决定，C＝N_DFT/(N_DFT-N_zp)，N_DFT表示IDFT的计算长度；

步骤2、对于共轭对称矩阵形式的序列X[m]进行IDFT计算，得到的离散形式的OFDM实信号

其中，n＝0，1，…，N_DFT-1；再将OFDM实信号

与正修订系数a相加后，进行余弦变换；所述正修订系数a用于使所有离散OFDM符号的数值均为正数；

步骤3、将步骤2得到的余弦变换结果

进行数字到模拟转换，得到连续低通形式的基带信号s_m(t)：

s_m(t)＝cos(k(x(t)+a)+θ) (3)

其中，k为调制系数，x(t)为

的时域连续形式，t表示时间；θ是表示相位补偿存储值，用于令s_m(t)在[02π]上均匀分布；ρ表示每根发射天线的发射功率，ρ＝1/M；

步骤4、对基带信号s_m(t)经过上变频后得到的信号s_U(t)为：

s_U(t)＝s_m(t)cos(w_c1t) (5)

其中w_c1为载波频率；再将信号s_U(t)由上变频到射频，然后从第m个射频发射链路发射出去；

步骤5、在接收端使用频域均衡器，均衡接收信号的信道失真，得到均衡后的信号

其中，Cⁱ为频域均衡器的加权矩阵；Rⁱ∈C^N×T表示传输系统模型中第i个子载波的接收信号：

Rⁱ＝HⁱSⁱ+Wⁱ (7)

其中i＝1，2，…，N_DFT，Sⁱ∈C^M×T为空时信号；Hⁱ∈C^N×M表示发射天线到接收天线之间的信道频率响应矩阵，服从均值为0，实、虚部统计独立且方差为

的复高斯分布；Wⁱ∈C^N×T表示加性复高斯白噪声，并且每个元素服从均值为0，实、虚部统计独立且方差为

的复高斯分布；

步骤6、将均衡后的信号

进行反余弦计算与解缠绕：

MIMO-OFDM系统再对反余弦与解缠绕结果依次进行DFT处理、空时解映射、ML解码、信道解码和QAM反映射，得到还原的比特流D。

2.如权利要求1所述一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法，其特征在于：设置调节系数k＝0.5，过采样率C＝2。

3.如权利要求1所述一种降低MIMO-OFDM系统PAPR的方法，其特征在于：采用最小均方误差均衡器均衡信道失真，加权矩阵Cⁱ为：

其中P为空时信号Sⁱ的功率，I_M为M维的单位矩阵，(Hⁱ)^H为矩阵Hⁱ的共轭转置，

为Hⁱ服从的分布的方差。

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