CN115097187A - 一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法 - Google Patents

一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，该方法具体为：通过时间常数匹配构建boost电路的DCR采样电路，通过稳定电容两端电压、差分运放放大差模信号、隔离运放去除共模电压和芯片浮地供电的调理方式将电流信息提取出来。与现有技术相比，本发明具有无损耗、不降低主电路的工作效率、采样RC网络结构简单、成本低、大大减少大电流以及温度升高对采样结果造成影响等优点。

Description

一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法
技术领域
本发明涉及电感电流采样技术领域，尤其是涉及一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法。
背景技术
在现代电力电子技术的发展中，boost电路作为典型常用的DC-DC电路具有简单易控制、输入电流纹波小、一定的升压比等优点，得到了广泛的关注和使用。电流采样是电流环路控制和电流监测的关键技术之一。
目前常见的采样方法包括低阻值电阻采样、霍尔传感器采样、利用MOS管导通电阻采样以及利用电感DCR采样，其中，低阻值电阻采样方法简单、准确、成本价格低廉，是目前使用的最多的一种采样方式，在中小功率开关电源中普遍选择简单的电阻网络对电流信号进行采样。例如在boost电路工作时，流过采样电阻和电感的电流相同都为IL，IL流过采样电阻在电阻两端产生电压降，再由后续的采样调理电路通过运算放大器将该电压降采集、放大，最后将含有瞬时电流信息的电压信号送入DSP或单片机中，由此实现电阻对电感电流的实时采样。此外，霍尔电流传感器采样方法以其具有测量范围广、检测精度高、线性好、动态响应快和不损失被测电路能量等诸多优点进入大众视野。同样，在无损采样领域除了传感器采样以外，利用MOS管导通电阻RON采样以及利用电感等效串联内阻DCR采样在近些年来也成为专家学者研究的热点内容。
但是以上这些现有技术存在以下不足：
低阻值电阻采样：其原理是利用电流流过电阻产生压降，采集电压降来检测电流，但被测电流流过采样电阻产生压降的同时也会产生相当多的额外损耗P＝I2*R，采样电阻上的损耗与电流的平方以及电阻值成正比，电感电流越大，采样电阻上的损耗越多，极大的降低了电路的工作效率，尤其在低压大电流电路中采用电阻采样方式时需要选取低阻值电阻来减少功损，但低阻值电阻将电流信号转换成电压信号的幅值较小，不利于后期的信号放大调理，因此需要在功损和电压信号幅值的权衡下选取合适的采样电阻，电阻采样的主要缺点是有功率损耗影响电路效率且不适用于大电流场合。
霍尔电流传感器采样：霍尔电流采样为无损电流采样，即不会产生额外的功率损耗，对电路工作效率没有影响，但是相应的霍尔传感器的成本较高。
Mos管导通电阻采样：为了减少电流采样上不必要的功率损耗，有学者利用MOSFET的导通电阻RDS(ON)进行电流采样，但是这种方法的精度很大程度上取决于MOSFET导通电阻RDS(ON)的容差，不幸的是，尽管半导体制造商在提高MOSFET导通电阻RDS(ON)容差方面付出了很多努力，但进展甚微，MOSFET导通电阻RDS(ON)的容差大大影响了该采样方式的精度。
发明内容
本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法。
本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：
一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，该方法具体为：
通过时间常数匹配构建boost电路的DCR采样电路，通过稳定电容两端电压、差分运放放大差模信号、隔离运放去除共模电压和芯片浮地供电的调理方式将电流信息提取出来。
所述的构建boost电路的DCR采样电路具体为：
将串联的电容和电阻构成的RC网络直接并联在boost主电路中的功率电感两端。
所述的稳定电容两端电压的调理方式具体为：
在boost电路的DCR采样电路中将RC网络中的电容位置提前，使电容端点电位UA、UB的值取决于boost电路输入电压Uin，而电容两端电压UAB等于功率电感的等效串联电阻两端电压。
所述的采样调理电路包括依次连接的第一级差分运算放大器、第二级隔离式精密放大器以及第三级差分运算放大器。
所述的第一级差分运算放大器用以将小信号电容两端电压UAB进行放大，并且电阻R2～R4采用兆欧级电阻。
所述的芯片浮地供电的调理方式具体为：
运放电源Vcc+与boost主电路的输入电压Uin相连，运放电源Vcc-使用稳压二极管将其钳位到(Uin-5)V，第一级差分运算放大器的供电随输入电压Uin的变化而变化，设置放大倍数，使运放输入共模电压接近但不超过Vcc+，位于芯片供电范围内，并将电容两端电压UAB放大到5V以内，此时运放输出信号以(Uin-5)V为参考地。
所述的第二级隔离式精密放大器的输出与输入电路由隔离栅隔开，其高侧使用运放电源Vcc+和Vcc-供电，低侧使用5V电源供电，用以将第一级差分运算放大器放大后的信号从浮地转移到功率地上。
所述的第三级差分运算放大器将信号调整到DSP采样端口所允许的电压范围内并将信号送入DSP完成采样。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
一、本发明利用电感等效串联内阻进行无损电流采样，没有增加额外的功率损耗，对主电路的工作效率不会造成影响，仅由简单的电阻电容构成RC低通网络，通过时间常数的匹配计算使电容两端电压与电感等效串联内阻两端电压相等，电路结构简单、成本低。
二、本发明通过改变RC位置解决DCR采样在boost电路中不适用的问题，降低了调理电路中运放的输入共模电压，使电路能够正常稳定运行，其次，经过理论推导和仿真验证找到影响采样结果的平均值、斜率的因素。
三、针对不同电压水平的boost电路提出相应的采样调理电路，浮地供电和精密隔离使DCR电流采样不再受输入共模电压的限制，扩大了采样电路的适用范围。
附图说明
图1为本发明设计的DCR采样电路图。
图2为时间常数匹配时，VC和VDCR相等波形重合图。
图3为时间常数不匹配τL>τC时，VC和VDCR的仿真波形图。
图4为时间常数不匹配τL<τC时，VC和VDCR的仿真波形图。
图5为现有buck电路中DCR采样结构图。
图6为boost电路Uin较小时DCR采样电路。
图7为boost电路Uin较大时DCR采样电路。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。
实施例
由于大电流电路常伴随有损耗、发热等情况，所以在采样方式的选择上要注意大电流带来的影响，尽可能的减少功率损耗，同时降低温度、电流对采样的干扰，在确保采样精度的前提下尽量做到简单方便成本低，为此，本发明提供一种适用于大电流boost电路且不受主电路参数影响的电感电流采样方法——改进型DCR电流采样。
在大电流电路中，出于对电感电流采样技术的无损耗和低成本需求，使得电力电子设计者们转向使用DCR电流检测技术，该采样技术利用电感本身固有的等效串联内阻的无损采样方法，不会产生额外的功损因此对主电路工作效率不会造成影响，同时采样精度高、动态反应速度快、电路简单且成本价格低，DCR电流检测技术的主要原理为：
使用电阻与电容组成简单的低通RC网络，RC网络直接并联在功率电感两端，通过时间常数的匹配使RC网络同步准确地采样到电感等效串联内阻RDCR上的电压降，利用电感等效串联内阻RDCR上的电压降反向推导出流过电感的电流信息。
实现方法具体为：
RC网络中电容两端电压实时传递电感电流信息，需要将电容两端电压采集出来并放大，又因RC网络直接并接在主电路中，电容两端电位受主电路的影响，所以本发明的关键在于通过稳定电容两端电压、差分运放浮地供电、隔离去共模电压等技术除去共模输入电压，精准的提取电流信息，且该设计不受boost输入输出参数的影响具有广泛的适用范围。
以下对本发明的技术方案进行介绍
本发明采用的改进型DCR电流采样方法如图1所示，L为主电路电感，RDCR为电感等效串联内阻，在使用该采样方法时，前提是必须要知道电感L和其内阻RDCR的值，由电阻R1和电容C形成的RC网络是电流采样电路，R2是用虚线画的，因为它并不是必要的，仅在需要缩小检测电流信号或温度补偿功能的情况下才添加R2。下面作详细的原理公式推导。
(1)在无R2时，时间常数的匹配如下：
如图1所示，电感电压VL为：
VL＝(sL+RDCR)·IL (1)
电容C两端的电压VC为：
Figure BDA0003713103130000051
联立式(1)和(2)，得：
Figure BDA0003713103130000052
其中，时间常数具体为：
Figure BDA0003713103130000053
时间常数匹配即使得τL＝τC，此时VC＝VDCR。
在匹配的时间常数τC和τL下，电容C两端的电压VC和电感电流IL在RDCR上产生的电压相等，因此可以通过检测电容C的电压信号来反推出电感等效串联内阻RDCR的压降以及流过电感的电流，实现无损耗电流检测，本发明在采用DCR采样时需要知道准确的主电路电感L的值以及电感等效串联内阻RDCR的阻值，据此计算出时间常数值，再选取合适的C和R1的值，另外在选取电阻R1时，需要注意电阻损耗的问题。
值得注意的是，在实际电路中，因为电感L和电感等效串联内阻RDCR会受电流和温度等影响而产生细微变化，即使初始状态时间常数是匹配的，但实际工作过程中时间常数的失配是不可避免的，时间常数失配时会影响电容电压波形的斜率，但并不会改变电容电压平均值，具体仿真效果如图2-4所示。因此经过后续采样调理电路的信号放大、滤波后，送入DSP或单片机ADC采样端的电压信号值并不会发生改变，因此可以忽略温度、电流对采样电路的影响。
(2)在有R2时，时间常数的匹配如下：
Figure BDA0003713103130000054
将式(1)带入式(5)并化简得：
Figure BDA0003713103130000061
其中，时间常数为：
Figure BDA0003713103130000062
时间常数τC等于R1、R2并联值与C的乘积，当时间常数匹配τL＝τC时，式(6)可以化简为
Figure BDA0003713103130000063
此时电容C两端电压等于电感等效串联内阻RDCR上的压降乘以
Figure BDA0003713103130000064
总结来说，在无R2时，时间常数匹配使
Figure BDA0003713103130000065
则VC＝VDCR；在R2存在时，时间常数匹配使
Figure BDA0003713103130000066
则
Figure BDA0003713103130000067
R2起到了等比例缩小电容两端电压信号的作用；R2存在会影响电容电压的平均值，而时间常数不匹配会影响电容电压波形的斜率，并且在实际实验中受工作点(温度、电流等)的影响，电感值和内阻值会发生变化，因此实验中时间常数不可能完全匹配，但时间常数的失配并不会影响电容电压的平均值。
目前DCR采样多用在输出低压的buck电路以及由buck变换的电路中，下面主要介绍形成原因以及应用在boost电路中存在的问题及解决方法。
由于DCR采样调理电路包含差分放大运放，其目的是将RC网络中电容两端电压差取出来并放大，但是差分运放的输入共模电压是由DC-DC主电路决定的。如图5所示，将DCR采样用在输出低压的buck电路中时，差分运放的输入共模电压即电容两端电位是buck电路的输出电压Uo，换句话说，差分运放的输入电压是在Uo的基准上上下浮动的，因此需要Uo的值较小满足运放的输入电压范围。但是，当boost电路开关MOS管导通时电容右端电位为0，MOS管关断时电容右端电位为Uo，若直接在boost电路中套用该采样形式，那么差分放大器的输入共模电压则从0波动到Uo，差分放大器在这种情况下不能正常工作。
本发明提出如图6适用于boost电路的DCR采样电路，将RC网络中电容位置提前，在不影响采样结果的前提下使电容端点电位UA、UB的值取决于boost电路输入电压Uin，如此一来，共模电压值降低且保持稳定，差分运放可以稳定工作。
如图6所示，需要将电容两端电压UAB提取出来，电容两端电压UAB等于实际功率电感两端电压，实际生产过程中，为减少电路功损，生产厂商会尽量降低电感等效串联内阻，将其做到毫欧级，实际电路中电感两端压降UL＝I*RDCR，一般在零点几伏甚至更小，因此UAB＝UL，UA＝Uin，UB略小于Uin，为了彻底摆脱主电路的影响去除输入共模电压设计了如图7所示虚线框内的采样调理电路。
第一级差分运算放大器主要将小信号电容电压UAB进行放大，组成差分运放的电阻R2＝R3、R4＝R5、R4除以R2为信号放大倍数，此外电阻R2～R4的阻值应该尽可能的大，可以取兆欧级电阻，一方面是降低功率损耗，另一方面是形成高输入阻抗减少对前电路的影响，放大器同相输入端：
Figure BDA0003713103130000071
根据虚短原理，V-＝V+，差分运放的共模输入电压受Uin和电阻取值的限制，在Uin较小时，运放芯片在常见的单独供电时也能正常工作，此时调理电路如图6仅需一级差分电路将UAB放大至3.3V内送入DSP采样端口，在Uin较大时，输入电压V+、V-超出了运放工作范围，放大器不能正常工作，因此，本发明给出为运放芯片浮地供电的解决方法，如图7所示，运放电源Vcc+与主电路Uin相连，Vcc-则使用稳压二极管将其钳位到(Uin-5)V，第一级运放的供电随着Uin的变化而变化，合理配置R2-R5的值，放大倍数越大，运放输入共模电压越接近但不超过Vcc+(即Uin)，根据式(8)使共模输入电压在芯片供电范围内，并将差模信号UAB放大到5V以内，此时运放输出信号是以(Uin-5)V为参考地的，第二级选用隔离式精密放大器，此放大器的输出与输入电路由抗电磁干扰性能极强的隔离栅隔开，高侧同前级一样使用Vcc+、Vcc-供电，低侧使用5V电源供电，从而可以将前级放大后的信号从浮地转移到功率地上，最后一级差分运放将信号调整到DSP采样端口所允许的电压范围内并将信号送入DSP，该设计使DCR采样灵活的应用于不同Uin的boost电路，除去了主电路产生的共模电压影响因此扩大了采样电路的应用范围。
综上，在大电流boost电路中，对目前存在的采样方法进行对比筛选，本发明最终选取了DCR采样方式，该方法利用RC网络能将电感等效串联内阻上的压降实时提取出来，但是因其调理放大电路中的差分运放的输入共模电压问题，以往只用在输出低压的buck电路中，本发明在原有的电路基础上进行改进，设计出适用于boost电路的DCR采样电路，通过理论推导和仿真实验，探讨初始时间常数匹配、温度、电流的变化对采样输出的电压信号平均值和斜率的影响，设计了适用于不同的主电路输入电压水平的采样调理电路，能够使采样电路不受主电路共模电压的影响精确实时的采集电感电流信息。
本发明通过设计出适用于boost拓扑的DCR采样电路，浮地供电和精密隔离的方法彻底解决了DCR采样受输入共模电压限制的难题，并且还解决了boost电路中DCR采样差分运放的输入共模电压在0-Uo范围波动的问题，针对不同输入电压水平的boost电路给出相应的采样调理电路，大大拓宽了DCR采样的适用范围，具有无损耗、不降低主电路的工作效率、采样RC网络结构简单成本低、大大减少大电流以及温度升高对采样结果造成的影响。

Claims (8)

1.一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，该方法具体为：
通过时间常数匹配构建boost电路的DCR采样电路，通过稳定电容两端电压、差分运放放大差模信号、隔离运放去除共模电压和芯片浮地供电的调理方式将电流信息提取出来。
2.根据权利要求1所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的构建boost电路的DCR采样电路具体为：
将串联的电容和电阻构成的RC网络直接并联在boost主电路中的功率电感两端。
3.根据权利要求2所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的稳定电容两端电压的调理方式具体为：
在boost电路的DCR采样电路中将RC网络中的电容位置提前，使电容端点电位UA、UB的值取决于boost电路输入电压Uin，而电容两端电压UAB等于功率电感的等效串联电阻两端电压。
4.根据权利要求1所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的采样调理电路包括依次连接的第一级差分运算放大器、第二级隔离式精密放大器以及第三级差分运算放大器。
5.根据权利要求4所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的第一级差分运算放大器用以将小信号电容两端电压UAB进行放大，并且电阻R2～R4采用兆欧级电阻。
6.根据权利要求4所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的芯片浮地供电的调理方式具体为：
运放电源Vcc+与boost主电路的输入电压Uin相连，运放电源Vcc-使用稳压二极管将其钳位到(Uin-5)V，第一级差分运算放大器的供电随输入电压Uin的变化而变化，设置放大倍数，使运放输入共模电压接近但不超过Vcc+，位于芯片供电范围内，并将电容两端电压UAB放大到5V以内，此时运放输出信号以(Uin-5)V为参考地。
7.根据权利要求6所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的第二级隔离式精密放大器的输出与输入电路由隔离栅隔开，其高侧使用运放电源Vcc+和Vcc-供电，低侧使用5V电源供电，用以将第一级差分运算放大器放大后的信号从浮地转移到功率地上。
8.根据权利要求1所述的一种适用于大电流输入的boost电路无损电流采样方法，其特征在于，所述的第三级差分运算放大器将信号调整到DSP采样端口所允许的电压范围内并将信号送入DSP完成采样。
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