CN115047230A - 一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统 - Google Patents

一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统 Download PDF

Info

Publication number
CN115047230A
CN115047230A CN202210603201.5A CN202210603201A CN115047230A CN 115047230 A CN115047230 A CN 115047230A CN 202210603201 A CN202210603201 A CN 202210603201A CN 115047230 A CN115047230 A CN 115047230A
Authority
CN
China
Prior art keywords
voltage
amplitude
switching current
waveform
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210603201.5A
Other languages
English (en)
Inventor
王来利
齐志远
张哲维
马早军
王振宇
汪岩
王康平
裴云庆
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Xian Jiaotong University
Original Assignee
Xian Jiaotong University
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Xian Jiaotong University filed Critical Xian Jiaotong University
Priority to CN202210603201.5A priority Critical patent/CN115047230A/zh
Publication of CN115047230A publication Critical patent/CN115047230A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/0092—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof measuring current only
    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
    • G06F30/00—Computer-aided design [CAD]
    • G06F30/20—Design optimisation, verification or simulation
    • G06F30/23—Design optimisation, verification or simulation using finite element methods [FEM] or finite difference methods [FDM]
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本发明公开了一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统，选取功率回路的一段线路作为检测线，且检测线为开关电流的唯一流通路径；对检测线两端的电压波形进行测量，得到测量波形；并进行平滑去噪处理和傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；基于无源电压探头的传输特性对不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；根据检测线两端电压波形与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系求得开关电流在不同频率下的幅值和相位，对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。本发明对功率回路布局没有影响，易集成，能够推进宽禁带器件的广泛应用。

Description

一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统
技术领域
本发明属于技术领域，具体涉及一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统。
背景技术
电力电子技术是国民经济和国家安全领域的重要支撑技术，是实现节能环保和提高人民生活质量的重要技术手段。高效率和高质量的电能变换是电力电子技术发展的终极目标，对更高效率和功率密度的需求也是电力电子技术发展的驱动力。由于已经接近材料的理论极限，传统的硅(Si)器件已经达到了其理论极限，通过继续优化Si器件来提高功率变换器性能的潜力十分有限，无法满足未来更高效率和功率密度的应用需求。新一代的宽禁带(WBG)半导体器件，如：碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)器件等尽管仍处于发展的初级阶段，已经显示出巨大的发展潜力。由于材料性能的优越性，例如相比Si更高的电子迁移率、更高的饱和电子速度和更高的电击穿场，使得WBG器件具有更高的开关速度和更小的通态电阻。通过使用WBG器件，可以在不增加功率损耗的前提下大幅提升开关频率，从而可以实现更高的效率和功率密度。因此，WBG器件有着极为广阔的应用前景。
然而，随着开关频率的增加，开关损耗开始在总功率损耗中占主导地位。对于快速WBG器件来说，准确评估开关损耗非常必要，其中关键是准确测量开关波形，包括开关电压和开关电流。为了准确捕捉WBG器件的快速开关瞬态(仅几纳秒)，测量系统需要有足够高的带宽来准确捕捉开关波形。例如，对于快速GaN器件来说，其典型的上升/下降沿时间仅为2ns，测量系统应具有至少(3～5)×175MHz的带宽。因此，对于开关电压的测量，无源电压探头TPP1000或TPP0850即可满足要求。
而开关电流的测量除了要求足够高的带宽外，还要求较小的插入阻抗。在现有的商用电流探头中，霍尔效应电流探头和罗氏线圈的带宽较低，都不能满足测量要求。例如，商用霍尔效应电流探头中带宽最高的TCP0030A探头带宽仅为120MHz，而罗氏线圈中带宽最高的TRCP0300探头带宽仅为30MHz。目前，WBG器件广泛使用的开关电流测量方法是同轴电流分流器，由于其同轴结构，带宽可以达到2GHz，其结构如图1(a)所示。然而，如图1(b)和(c)所示，同轴电流分流器较大的尺寸使其不可避免地在功率回路中引入一个显著的附加电感，如图2所示。一方面来说，增加的插入阻抗会改变开关波形，从而对测量精度产生不利影响。另一方面，由于WBG器件的高开关速度使其非常容易受到寄生电感的影响，寄生电感会导致严重的电压过冲和振铃，从而可能导致器件损坏。因此，同轴电流分流器所引入的较大的插入电感对快速WBG器件是无法接受的。
截至目前，研究学者为减小电流传感器所引入的插入电感，已经做了大量的努力和工作。其中，有研究学者通过结合同轴电流分流器的同轴结构和小尺寸的贴片电阻提出了一种表贴式同轴分流电阻，如图3所示，但插入电感仍有0.56nH左右。另一种降低插入电感的方法是使用大量的小尺寸电阻并联来测量开关电流，但由于测量回路中集肤效应和邻近效应引起的均流问题以及耦合电感，测量精度并不理想。还有学者提出了利用多层印刷电路板(PCB)设计，在其中嵌入一个单匝线圈，如图4所示，通过利用检测线圈和功率回路之间的耦合关系进而推导出开关电流。但是，该方法中的检测线圈需要精心的设计，其后处理和校正过程也非常复杂。
发明内容
本发明所要解决的技术问题在于针对上述现有技术中的不足，提供一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统，实现对WBG器件的高速开关电流的准确测量，对功率回路的布局几乎没有影响，不引入额外的插入阻抗，并且具有易集成的优点。
本发明采用以下技术方案：
一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，包括以下步骤：
S1、选取功率回路的一段线路作为检测线，且检测线为开关电流的唯一流通路径；
S2、对步骤S1确定的检测线两端的电压波形进行测量，得到测量波形；
S3、对步骤S2得到的测量波形进行平滑去噪处理；
S4、对步骤S3平滑去噪处理后的测量波形进行傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；
S5、基于无源电压探头的传输特性，对步骤S4得到的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；
S6、使用有限元仿真确定检测线与频率相关的寄生参数，根据频率相关的寄生参数与检测线两端电压与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系，利用步骤S5得到的检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位分别求得开关电流在不同频率下的幅值和相位；
S7、利用步骤S6得到的开关电流在不同频率下的幅值和相位对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。
具体的，步骤S1中，将半桥电路中下开关管的源极到系统地之间的一段线路作为检测线。
具体的，步骤S2中，使用高带宽无源电压探头对检测线两端的电压波形vsense进行测量，使用接地弹簧作为接地方式，检测线两端的电压波形vsense具体为：
Figure BDA0003670439830000031
其中，R0为检测线的直流寄生电阻，I0为开关电流的直流分量，Zk为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗，Ik为开关电流在第k次谐波频率下的幅值，k为谐波次数，ω为基波角频率，t为时间，
Figure BDA0003670439830000041
为开关电流在k次谐波频率下的相位角，
Figure BDA0003670439830000042
为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗角。
具体的，步骤S3中，利用wavelet signal denoiser工具箱对测量波形vsense’进行平滑去噪处理。
具体的，步骤S5中，对无源电压探头进行建模，基于建立的探头模型得到无源电压探头的传输特性，探头传输特性作为检测线电压测量值vsense’和实际值vsense在不同频率下的幅值和相位之间的关系，对测量波形vsense’的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到实际的电压波形vsense。
进一步的，测量波形vsense’具体为：
Figure BDA0003670439830000043
其中，V0'为检测电压测量值的直流分量，Vk'为检测电压测量值在第k次谐波频率下的幅值，k为谐波次数，ω为基频，t为时间，
Figure BDA0003670439830000044
为检测电压测量值在第k次谐波频率下的相位角。
具体的，步骤S6中，检测线两端电压波形vsense与开关电流iD2在不同频率下的幅值和相位之间的关系具体为：
Figure BDA0003670439830000045
Figure BDA0003670439830000046
Figure BDA0003670439830000047
其中，V0为检测电压的直流分量，I0为开关电流的直流分量，R0为检测线的直流寄生电阻，Vk为检测电压在第k次谐波频率下的幅值，Ik为开关电流在第k次谐波频率下的幅值，Zk为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗，
Figure BDA0003670439830000048
为检测电压在第k次谐波频率下的相位角，
Figure BDA0003670439830000049
为开关电流在第k次谐波频率下的相位角，
Figure BDA00036704398300000410
为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗角。
进一步的，探头测量端到示波器输入端的幅值衰减和相位偏移与信号频率的关系具体为：
Figure BDA0003670439830000051
Figure BDA0003670439830000052
Figure BDA0003670439830000053
其中，V0为检测电压的直流分量，V0'为检测电压测量值的直流分量，G(j0)为探头-示波器系统复数传递函数的直流幅值，Vk为检测电压在第k次谐波频率下的幅值，Vk'为检测电压测量值在第k次谐波频率下的幅值，|G(jkω)|为探头-示波器系统复数传递函数在第k次谐波频率下的幅值，
Figure BDA0003670439830000054
为检测电压在第k次谐波频率下的相位角，
Figure BDA0003670439830000055
为检测电压测量值在第k次谐波频率下的相位角，
Figure BDA0003670439830000056
为探头-示波器系统复数传递函数在第k次谐波频率下的相位角。
具体的，步骤S7中，开关电流iD2具体为：
Figure BDA0003670439830000057
其中，I0为开关电流的直流分量，Ik为开关电流在第k次谐波频率下的幅值，k为谐波次数，ω为基频，t为时间，
Figure BDA0003670439830000058
为开关电流在第k次谐波频率下的相位角。
第二方面，本发明实施例提供了一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量系统，包括：
选取模块，选取功率回路的一段线路作为检测线，且检测线为开关电流的唯一流通路径；
波形模块，对选取模块确定的检测线两端的电压波形进行测量，得到测量波形；
处理模块，对波形模块得到的测量波形进行平滑去噪处理；
分解模块，对处理模块平滑去噪处理后的测量波形进行傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；
补偿模块，基于无源电压探头的传输特性，对分解模块得到的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；
计算模块，使用有限元仿真确定检测线与频率相关的寄生参数，根据频率相关的寄生参数与检测线两端电压与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系，利用补偿模块得到的检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位分别求得开关电流在不同频率下的幅值和相位；
测量模块，利用计算模块得到的开关电流在不同频率下的幅值和相位对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。
与现有技术相比，本发明至少具有以下有益效果：
本发明一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，选取功率回路的一段线路作为检测线，对检测线两端的电压波形进行测量得到测量波形；并进行平滑去噪处理和傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；基于无源电压探头的传输特性对不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；根据检测线两端电压波形与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系求得开关电流在不同频率下的幅值和相位，对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。本发明能够实现高带宽的开关电流测量，同时对功率回路布局几乎没有影响，具有插入阻抗小和易集成的优点。
进一步的，将半桥电路中下开关管的源极到系统地之间的一段线路作为检测线，需保证所设计检测线为开关电流的唯一流通路径。这样可以保证检测线与功率回路共地，以便于测量。
进一步的，使用高带宽无源电压探头对检测线两端的电压波形vsense进行测量，从而保证尽可能准确测量高频信号，使用接地弹簧作为接地方式检测线两端的电压波形vsense，减小了探头接地电感对测量的影响。
进一步的，利用MATLAB软件中的wavelet signal denoiser工具箱对测量波形vsense’进行平滑去噪处理。基于小波分析理论，去除测得信号的噪声干扰，保留有用信息，从而保证了测量精度。
进一步的，对无源电压探头进行建模，基于建立的探头模型得到无源电压探头的传输特性，探头传输特性作为检测线电压测量值vsense’和实际值vsense在不同频率下的幅值和相位之间的关系，对测量波形vsense’的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到实际的检测电压波形vsense。这样可以进一步提高测量精度，减小示波器探头带宽对测量的影响，以实现对实际检测电压vsense的准确测量。
进一步的，将测量波形vsense’展开为傅里叶级数，从而得到其不同频率分量下的幅值与相位，以便于对其进行补偿得到实际检测电压vsense。
进一步的，根据探头测量端到示波器输入端的幅值衰减和相位偏移与信号频率的关系，由测量结果vsense’的傅里叶级数得到检测电压vsense的傅里叶级数，实现对实际检测电压vsense的准确测量。
进一步的，根据检测线两端电压波形vsense与开关电流iD2在不同频率下的幅值和相位之间的关系，得到开关电流iD2的傅里叶级数。
进一步的，由开关电流iD2的傅里叶级数，合成得到开关电流iD2的波形，即为开关电流的准确测量结果。
可以理解的是，上述第二方面的有益效果可以参见上述第一方面中的相关描述，在此不再赘述。
综上所述，本发明对功率回路布局没有影响，易集成，能够为快速WBG器件的开关损耗的准确评估扫清障碍，推进WBG器件的广泛应用。
下面以对GaN器件的开关电流测试为例，通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
图1为同轴电流分流器的横截面图，(a)为为同轴结构，(b)为同轴电流分流器的实物图，(c)为GaN器件实物图；
图2为GaN半桥有和没有同轴电流分流器的功率回路面积比较示意图，其中，(a)为有同轴电流分流器的GaN半桥，(b)为没有同轴电流分流器的GaN半桥；
图3为两种表贴式同轴分流电阻PCB设计示意图；
图4为嵌入单匝线圈的开关电流测量方法的等效电路图；
图5为基于GaN器件的双脉冲测试(DPT)电路示意图；
图6为半桥电路PCB设计实例以及检测线的设计选取示意图；
图7为Ansys Q3D Extractor提取的传感迹线寄生参数曲线图；
图8为连接电路的探头-示波器系统的等效电路模型示意图；
图9为TPP1000探头的阻抗特性曲线图，其中，实线为数据表拟合曲线，虚线为通过建模得到的曲线；
图10为探头-示波器系统的阻抗和检测线阻抗比较图；
图11为探头的传输特性示意图；
图12为本发明流程图；
图13为具体应用实例中负载电流为2A时的开关电流波形比较图；
图14为具体应用实例中负载电流为5A时的开关电流波形比较图；
图15为具体应用实例中负载电流为10A时的开关电流波形比较图；
图16为具体应用实例中负载电流为20A时的开关电流波形比较图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“包括”和“包含”指示所描述特征、整体、步骤、操作、元素和/或组件的存在，但并不排除一个或多个其它特征、整体、步骤、操作、元素、组件和/或其集合的存在或添加。
还应当理解，在本发明说明书中所使用的术语仅仅是出于描述特定实施例的目的而并不意在限制本发明。如在本发明说明书和所附权利要求书中所使用的那样，除非上下文清楚地指明其它情况，否则单数形式的“一”、“一个”及“该”意在包括复数形式。
还应当进一步理解，在本发明说明书和所附权利要求书中使用的术语“和/或”是指相关联列出的项中的一个或多个的任何组合以及所有可能组合，并且包括这些组合，例如，A和/或B，可以表示：单独存在A，同时存在A和B，单独存在B这三种情况。另外，本文中字符“/”，一般表示前后关联对象是一种“或”的关系。
应当理解，尽管在本发明实施例中可能采用术语第一、第二、第三等来描述预设范围等，但这些预设范围不应限于这些术语。这些术语仅用来将预设范围彼此区分开。例如，在不脱离本发明实施例范围的情况下，第一预设范围也可以被称为第二预设范围，类似地，第二预设范围也可以被称为第一预设范围。
取决于语境，如在此所使用的词语“如果”可以被解释成为“在……时”或“当……时”或“响应于确定”或“响应于检测”。类似地，取决于语境，短语“如果确定”或“如果检测(陈述的条件或事件)”可以被解释成为“当确定时”或“响应于确定”或“当检测(陈述的条件或事件)时”或“响应于检测(陈述的条件或事件)”。
在附图中示出了根据本发明公开实施例的各种结构示意图。这些图并非是按比例绘制的，其中为了清楚表达的目的，放大了某些细节，并且可能省略了某些细节。图中所示出的各种区域、层的形状及它们之间的相对大小、位置关系仅是示例性的，实际中可能由于制造公差或技术限制而有所偏差，并且本领域技术人员根据实际所需可以另外设计具有不同形状、大小、相对位置的区域/层。
本发明提供了一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，能够实现对WBG器件高速开关电流的准确测量；对功率回路的布局几乎没有影响，不引入额外的插入阻抗，并且具有易集成的优点；通过准确测量WBG器件的高频开关电流，可以实现对其开关损耗的准确评估，指导WBG器件的高频应用设计，最终充分发挥WBG器件的高频性能。
请参阅图12，本发明一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，包括以下步骤：
S1、选取下开关管Q2源极到系统地的一段线路作为检测线，同时保证检测线为开关电流iD2的唯一流通路径；
以功率回路的一段线路(从下开关管的源极到系统地)作为检测线，其电流即为被测器件DUT的开关电流iD2，本发明旨在通过测量该检测线两端的电压vsense，并利用vsense和iD2之间的关系，如式(1)所示，进而推导出DUT的开关电流iD2。
Figure BDA0003670439830000101
其中，Lsense、Rsense和M分别是上述检测线的寄生自感、寄生电阻以及该检测线与图5中所示功率回路其它部分之间的互感。
图5显示了基于GaN器件的双脉冲测试(DPT)电路，该电路广泛用于评估功率器件的动态性能。在DPT电路中，上开关管用与负载电感LO并联，为其电流iO提供续流通道。下开关管Q2的漏极与Q1的源极相接，解耦电容Cin与Q1和Q2的串联电路并联，构成功率回路。Cin与直流电压Vdc并联。Lsense和Rsense分别是从Q2源极到地之间一段线路(检测线)的寄生自感和寄生电阻，Lrest是功率回路其它部分的寄生电感，M是Lrest和Lsense之间的互感，Lin是Vdc与Cin之间线路的寄生电感。
由于从式(1)不能直接得到iD2关于vsense的表达式，而且vsense关于时间t的函数也是未知且很复杂的，所以直接求解这个一阶非齐次微分方程是很困难的。为了方便、快速、准确地从电压波形vsense的实测波形得到开关电流iD2的波形，本发明基于傅里叶级数理论对其进行了详细的推导。根据傅里叶级数理论，一个周期函数看成是无穷多个不同频率的正弦和余弦函数的叠加，即傅里叶级数。
因此，周期性的电压波形vsense和开关电流iD2分别写为：
Figure BDA0003670439830000111
Figure BDA0003670439830000112
其中，V0和I0为直流分量，f是基频。
由于趋肤效应和邻近效应，Lsense、Rsense和M是频率相关的，应予以考虑，将(3)代入(1)，可得：
Figure BDA0003670439830000113
其中，R0是检测线的直流寄生电阻，Rk＝Rsense(kf)，Lk＝Lsense(kf)-M(kf)，
Figure BDA0003670439830000114
通过比较(2)和(4)得到：
Figure BDA0003670439830000115
Figure BDA0003670439830000116
Figure BDA0003670439830000117
(5)～(7)即为vsense和iD2的傅里叶级数不同频率分量幅值和相位的关系式。
值得注意的是，检测线地选取和设计对开关电流的准确测量非常重要。一方面，检测线应具有足够高的寄生参数，以确保足够的测量灵敏度。另一方面，由于快速WBG器件非常容易受寄生电感的影响，因此检测线给功率回路引入的插入阻抗应尽可能小，并且不能影响功率回路布局。为确保测量准确，所选择的检测线应该是iD2的唯一路径，并且应该与电路共地，以便于测量。因此，如前所述，本发明将半桥电路中下开关管的源极到系统地之间的一段线路作为检测线，如图5所示，图6所示为一个基于半桥电路的检测线的PCB设计实例以及检测线的，本方法所用的寄生参数即为基于该PCB设计选取。
S2、使用高带宽无源电压探头TPP1000对步骤S1中确定的检测线两端的电压波形vsense进行测量，得到测量波形vsense’；
保证iD2准确测量的关键是对vsense的准确测量。即使使用1GHz高带宽无源电压探头TPP1000，仍不足以保证测量精度，需要考虑电压探头对测量结果的影响，并对其进行补偿和校正，因此，需要对无源电压探头TPP1000进行准确的建模。无源电压探头由四部分组成，即：探头尖端、同轴线缆、补偿网络和地线，可通过电阻、电容、电感的串并联网络来等效，等效电路如图8所示，其中，探头尖端可以通过探头串联电阻RP、探头输入电容CP和串联电阻RP1的并联电路来建模；同轴电缆作为有损传输线的可以通过一系列线元(R、L、G、C)的串并联来建模；探头补偿网络由Rtrim、Rcomp和Ccomp建模。RS和CS是示波器的输入电阻和电容，RS1是CS的串联电阻。接地电感LP的取值则与接地技术有关。
其中，探头的串联电阻RP和输入电容CP，示波器的输入电阻RS和输入电容CS分别通过探头和示波器的数据手册得到；1/2”接地弹簧寄生电感为10nH。其余参数RP1、R、L、G、C、Rtrim、Rcomp、Ccomp和RS1通过仿真软件进行参数化扫描交流分析得到，使模型的阻抗特性与探头的阻抗特性很好地匹配，如图9所示。
当高带宽无源电压探头连接到电路测量检测线两端的电压时，它将作为负载从电路中汲取电流，这将影响电路的工作并进一步影响测量结果。为了最小化负载效应，探头-示波器系统的阻抗|ZP(s)|应该远高于检测线的阻抗|Zsense(s)|，通过对比|ZP(s)|和|Zsense(s)|可知，如图10所示，在频率范围1kHz～1GHz内，|ZP(s)|比|Zsense(s)|高100倍以上。这得益于探头TPP1000极小的寄生电容，所以无源电压探头对测量的负载效应可以忽略。
S3、使用MATLAB软件中的小波信号去噪工具箱对步骤S2中测量得到的测量波形vsense’进行平滑去噪处理；
在进行补偿校正前，通常还需要对所测量信号进行平滑去噪，因为示波器测量信号中通常含有高斯白噪声，会影响测量精度。通过利用MATLAB中的wavelet signaldenoiser工具箱可以对波形进行很好的平滑去噪。
S4、使用MATLAB软件对步骤S3平滑去噪后的vsense’信号进行傅里叶分解，得到其傅里叶级数，即不同频率分量下的幅值和相位；
S5、对无源电压探头TPP1000进行建模，基于建立的探头模型得到探头的传输特性，基于探头传输特性，利用MATLAB软件对步骤S4中的平滑去噪后的vsense’的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到vsense在不同频率下的幅值和相位；
除了要求具有足够小的负载效应外，从探头尖端到示波器输入的探头电路还应具有尽可能小的衰减和相位，以确保足够高的信号保真度。基于所建立的模型，可以得到探头的传输特性，如图11所示，从探头尖端到示波器输入的增益保持平稳直至20MHz附近，之后逐渐下降到1GHz时的3dB。此外，当信号频率高于10MHz时，探头尖端的信号与示波器输入的信号之间开始存在相位差。对于高频WBG器件，开关瞬态时的振荡频率通常高于100MHz，因此测量的波形会失真。
另外，接地电感会影响探头的带宽，无源电压探头的1GHz带宽是在使用1/2”接地弹簧时测量的，如果使用寄生电感约为150nH的6”地线，带宽会进一步降低，如图11所示。要实现对vsense的准确测量，应使用接地弹簧作为接地方式。
同时，对测量的检测电压进行补偿和校正也是必不可少的。如前所述，由于带宽限制，检测电压的测量值vsense’和实际值vsense在幅值和相位上存在一定的差异，这两者均可以看作是无穷个不同频率的正弦和余弦函数的叠加，如式(2)和(8)。
Figure BDA0003670439830000131
从探头测量端到示波器输入端的幅值衰减和相位偏移与信号频率的关系；如式(2)和(8)-(12)所示，探头的传输特性也即为检测线电压测量值vsense’和实际值vsense在不同频率下的幅值和相位之间的关系。
设探头-示波器系统是线性时不变的(LTI)，则有：
Figure BDA0003670439830000141
其中，G(jω)是探头-示波器系统的复数传递函数，从所建立的探头模型得到，如图11所示。
由式(2)、(8)、(9)得：
Figure BDA0003670439830000142
Figure BDA0003670439830000143
Figure BDA0003670439830000144
通过对测量的检测电压vsense’进行补偿校正，可以得到实际的电压波形vsense，从而可以准确推出开关电流iD2。
S6、结合有限元仿真软件Ansys Q3D Extractor仿真得到检测线的与频率相关的寄生参数Lsense、Rsense、M值，根据检测线两端电压vsense与开关电流iD2在不同频率下的幅值和相位之间的关系(5)～(7)，由步骤S5所得到的vsense在不同频率下的幅值和相位分别求得iD2在不同频率下的幅值和相位；
通过利用有限元分析(FEA)软件Ansys Q3D Extractor准确地仿真得到检测线的与频率相关的寄生参数，即：Lsense、Rsense和M，如图7所示，进而利用式(2)、(3)和(5)-(7)可以从测量的检测电压vsense准确地推出iD2。
S7、基于步骤S6所得到的iD2在不同频率下的幅值和相位，利用利用MATLAB软件按照式(3)对iD2的傅里叶级数进行合成，从而得到开关电流iD2的波形。
基于以上技术方案，本发明最终实现一种高带宽、高精度、低插入阻抗和易集成的开关电流测量。
本发明再一个实施例中，提供一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量系统，该系统能够用于实现上述基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，具体的，该基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量系统包括选取模块、波形模块、处理模块、分解模块、补偿模块、计算模块以及测量模块。
其中，选取模块，选取功率回路的一段线路作为检测线，且检测线为开关电流的唯一流通路径；
波形模块，对选取模块确定的检测线两端的电压波形进行测量，得到测量波形；
处理模块，对波形模块得到的测量波形进行平滑去噪处理；
分解模块，对处理模块平滑去噪处理后的测量波形进行傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；
补偿模块，基于无源电压探头的传输特性，对分解模块得到的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；
计算模块，使用有限元仿真确定检测线与频率相关的寄生参数，根据频率相关的寄生参数与检测线两端电压与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系，利用补偿模块得到的检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位分别求得开关电流在不同频率下的幅值和相位；
测量模块，利用计算模块得到的开关电流在不同频率下的幅值和相位对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。通常在此处附图中的描述和所示的本发明实施例的组件可以通过各种不同的配置来布置和设计。因此，以下对在附图中提供的本发明的实施例的详细描述并非旨在限制要求保护的本发明的范围，而是仅仅表示本发明的选定实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明所例举的双脉冲半桥拓扑本质上与Buck或Boost等桥式电路拓扑是一样的，因此本发明方法同样适用于Buck、Boost以及其他桥式变换器拓扑。
基于本发明提出的方法，建立DPT实验平台，进行了DPT实验。在输出电流为2A、5A、10A、20A时，分别测量了检测电压vsense、同轴电流分流器测得的漏极电流iD2和输出电流iL的波形，将波形从示波器中导出。
使用MATLAB中的小波信号去噪工具箱对vsense的波形进行去噪后，通过考虑探头模型进行波形的补偿和校正。经过补偿后，波形的幅度被放大，相位向前移动。利用MATLAB对vsense进行傅里叶变换，并根据前述方法推导出开关电流iD2。
在图13、图14、图15和图16中，分别将在2A、5A、10A和20A(补偿前后)的输出电流下导出的开关电流iD2与通过同轴电流分流器测得的iD2进行比较。由于探头对测量的影响，直接从被测vsense导出的开关电流波形误差较大，其幅值小于且相位滞后于同轴电流分流器。通过考虑探头模型来进行补偿，放大幅度并向前移动相位。
从图13、图14、图15和图16看出，由所提出的方法测量得到的开关电流经补偿后可以与同轴电流分流器测量得到的开关电流波形很好的匹配。因此，可以验证所提出的包括基于探针模型补偿的开关电流测量方法的准确性。
综上所述，本发明一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统，基于对检测线两端电压的测量，进而得到开关电流，因此利用常见的高带宽无源电压探头进行测量，同时通过对电压探头的补偿，实现高带宽测量，提高测量精度，不需要引入额外的测量元件，成本很低，并且容易集成，在GaN高功率密度变换器和集成模块的性能评估中有着很好的应用前景。
以上内容仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明权利要求书的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，包括以下步骤：
S1、选取功率回路的一段线路作为检测线，且检测线为开关电流的唯一流通路径；
S2、对步骤S1确定的检测线两端的电压波形进行测量，得到测量波形；
S3、对步骤S2得到的测量波形进行平滑去噪处理；
S4、对步骤S3平滑去噪处理后的测量波形进行傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；
S5、基于无源电压探头的传输特性，对步骤S4得到的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；
S6、使用有限元仿真确定检测线与频率相关的寄生参数，根据频率相关的寄生参数与检测线两端电压与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系，利用步骤S5得到的检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位分别求得开关电流在不同频率下的幅值和相位；
S7、利用步骤S6得到的开关电流在不同频率下的幅值和相位对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。
2.根据权利要求1所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，步骤S1中，将半桥电路中下开关管的源极到系统地之间的一段线路作为检测线。
3.根据权利要求1所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，步骤S2中，使用高带宽无源电压探头对检测线两端的电压波形vsense进行测量，使用接地弹簧作为接地方式，检测线两端的电压波形vsense具体为：
Figure FDA0003670439820000011
其中，R0为检测线的直流寄生电阻，I0为开关电流的直流分量，Zk为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗，Ik为开关电流在第k次谐波频率下的幅值，k为谐波次数，ω为基波角频率，t为时间，
Figure FDA0003670439820000021
为开关电流在k次谐波频率下的相位角，
Figure FDA0003670439820000022
为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗角。
4.根据权利要求1所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，步骤S3中，利用wavelet signal denoiser工具箱对测量波形vsense’进行平滑去噪处理。
5.根据权利要求1所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，步骤S5中，对无源电压探头进行建模，基于建立的探头模型得到无源电压探头的传输特性，探头传输特性作为检测线电压测量值vsense’和实际值vsense在不同频率下的幅值和相位之间的关系，对测量波形vsense’的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到实际的电压波形vsense。
6.根据权利要求5所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，测量波形vsense’具体为：
Figure FDA0003670439820000023
其中，V0'为检测电压测量值的直流分量，Vk'为检测电压测量值在第k次谐波频率下的幅值，k为谐波次数，ω为基频，t为时间，
Figure FDA0003670439820000024
为检测电压测量值在第k次谐波频率下的相位角。
7.根据权利要求1所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，步骤S6中，检测线两端电压波形vsense与开关电流iD2在不同频率下的幅值和相位之间的关系具体为：
Figure FDA0003670439820000025
Figure FDA0003670439820000026
Figure FDA0003670439820000027
其中，V0为检测电压的直流分量，I0为开关电流的直流分量，R0为检测线的直流寄生电阻，Vk为检测电压在第k次谐波频率下的幅值，Ik为开关电流在第k次谐波频率下的幅值，Zk为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗，
Figure FDA0003670439820000031
为检测电压在第k次谐波频率下的相位角，
Figure FDA0003670439820000032
为开关电流在第k次谐波频率下的相位角，
Figure FDA0003670439820000033
为检测线在第k次谐波频率下的寄生阻抗角。
8.根据权利要求7所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，探头测量端到示波器输入端的幅值衰减和相位偏移与信号频率的关系具体为：
Figure FDA0003670439820000034
Figure FDA0003670439820000035
Figure FDA0003670439820000036
其中，V0为检测电压的直流分量，V0'为检测电压测量值的直流分量，G(j0)为探头-示波器系统复数传递函数的直流幅值，Vk为检测电压在第k次谐波频率下的幅值，Vk'为检测电压测量值在第k次谐波频率下的幅值，|G(jkω)|为探头-示波器系统复数传递函数在第k次谐波频率下的幅值，
Figure FDA0003670439820000037
为检测电压在第k次谐波频率下的相位角，
Figure FDA0003670439820000038
为检测电压测量值在第k次谐波频率下的相位角，
Figure FDA0003670439820000039
为探头-示波器系统复数传递函数在第k次谐波频率下的相位角。
9.根据权利要求1所述的基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法，其特征在于，步骤S7中，开关电流iD2具体为：
Figure FDA00036704398200000310
其中，I0为开关电流的直流分量，Ik为开关电流在第k次谐波频率下的幅值，k为谐波次数，ω为基频，t为时间，
Figure FDA00036704398200000311
为开关电流在第k次谐波频率下的相位角。
10.一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量系统，其特征在于，包括：
选取模块，选取功率回路的一段线路作为检测线，且检测线为开关电流的唯一流通路径；
波形模块，对选取模块确定的检测线两端的电压波形进行测量，得到测量波形；
处理模块，对波形模块得到的测量波形进行平滑去噪处理；
分解模块，对处理模块平滑去噪处理后的测量波形进行傅里叶分解，将得到的傅里叶级数作为测量波形不同频率分量下的幅值和相位；
补偿模块，基于无源电压探头的传输特性，对分解模块得到的不同频率下的幅值和相位进行补偿，得到检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位；
计算模块，使用有限元仿真确定检测线与频率相关的寄生参数，根据频率相关的寄生参数与检测线两端电压与开关电流在不同频率下的幅值和相位之间的关系，利用补偿模块得到的检测线两端电压波形在不同频率下的幅值和相位分别求得开关电流在不同频率下的幅值和相位；
测量模块，利用计算模块得到的开关电流在不同频率下的幅值和相位对开关电流的傅里叶级数进行合成，得到开关电流的波形，完成开关电流测量。
CN202210603201.5A 2022-05-30 2022-05-30 一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统 Pending CN115047230A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210603201.5A CN115047230A (zh) 2022-05-30 2022-05-30 一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210603201.5A CN115047230A (zh) 2022-05-30 2022-05-30 一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115047230A true CN115047230A (zh) 2022-09-13

Family

ID=83159455

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210603201.5A Pending CN115047230A (zh) 2022-05-30 2022-05-30 一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115047230A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115598410A (zh) * 2022-12-13 2023-01-13 成都爱旗科技有限公司（Cn） 一种功耗采集系统及方法

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN115598410A (zh) * 2022-12-13 2023-01-13 成都爱旗科技有限公司（Cn） 一种功耗采集系统及方法
CN115598410B (zh) * 2022-12-13 2023-03-10 成都爱旗科技有限公司 一种功耗采集系统及方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
See et al. Measurement of noise source impedance of SMPS using a two probes approach
Wang et al. Common-mode noise reduction for power factor correction circuit with parasitic capacitance cancellation
Fritz et al. A PCB integrated differential Rogowski coil for non-intrusive current measurement featuring high bandwidth and dv/dt immunity
Meng et al. Noise source lumped circuit modeling and identification for power converters
CN115047230A (zh) 一种基于寄生参数的宽禁带器件开关电流测量方法及系统
Liu et al. A new characterization technique for extracting parasitic inductances of fast switching power MOSFETs using two-port vector network analyzer
CN203759090U (zh) 轨道交通牵引数据采集系统的电流采样电路
Hillenbrand et al. Frequency domain EMI-simulation and resonance analysis of a DCDC-converter
CN1996030A (zh) 测定传导性电磁干扰噪声源内阻抗的装置
CN100563090C (zh) 相电流检测装置
Nassireddine et al. Conducted EMI prediction in dc/dc converter using frequency domain approach
CN116827099A (zh) 一种基于电流抵消的dc-dc变换器纹波消除方法
Yang et al. Measurement-based characterization method for integrated power electronics modules
Li et al. Conducted EMI simulation of switched mode power supply
CN115166572A (zh) 高速链路最坏电源噪声求解方法、系统及存储介质
Qi et al. A High-Bandwidth and Easy-to-Integrate Parasitics-Based Switching Current Measurement Method for Fast GaN Devices
Koo et al. Vertical noise coupling on wideband low noise amplifier from on-chip switching-mode DC-DC converter in 3D-IC
TWI524640B (zh) 電源式電磁干擾抑制濾波器
JP3666408B2 (ja) 半導体試験装置
Sirat et al. Utilizing a Micro-Fluxgate Magnetometer in Dual-Path Configuration for Fast Switch-Current Sensing
CN111141962A (zh) 一种测量功率器件c-v曲线的测量电路及其保护方法
Marx et al. Common Mode Voltage Cancellation in Integrated Modular Motor Drives
Weßling et al. Prediction of conducted emissions produced by a DC-DC-converter using component parasitics and partial inductances
Hami et al. Wideband impedance characterization and modeling of power electronic capacitors under high bias voltage variation
CN212433262U (zh) 一种高频功率测量装置

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination